WO2008037539A1 - Funkempfänger - Google Patents

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WO2008037539A1
WO2008037539A1 PCT/EP2007/058319 EP2007058319W WO2008037539A1 WO 2008037539 A1 WO2008037539 A1 WO 2008037539A1 EP 2007058319 W EP2007058319 W EP 2007058319W WO 2008037539 A1 WO2008037539 A1 WO 2008037539A1
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WO
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radio receiver
signals
frequency
signal
receiver according
Prior art date
Application number
PCT/EP2007/058319
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English (en)
French (fr)
Inventor
Gerhard Kottschlag
Jens Passoke
Original Assignee
Robert Bosch Gmbh
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Filing date
Publication date
Application filed by Robert Bosch Gmbh filed Critical Robert Bosch Gmbh
Priority to JP2009529634A priority Critical patent/JP2010504713A/ja
Priority to CN2007800352988A priority patent/CN101517889B/zh
Priority to EP07802571A priority patent/EP2070189A1/de
Priority to US12/304,582 priority patent/US20100015940A1/en
Publication of WO2008037539A1 publication Critical patent/WO2008037539A1/de

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    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
    • H03D7/00—Transference of modulation from one carrier to another, e.g. frequency-changing
    • H03D7/16—Multiple-frequency-changing
    • H03D7/165—Multiple-frequency-changing at least two frequency changers being located in different paths, e.g. in two paths with carriers in quadrature
    • H03D7/166—Multiple-frequency-changing at least two frequency changers being located in different paths, e.g. in two paths with carriers in quadrature using two or more quadrature frequency translation stages
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
    • H03D7/00—Transference of modulation from one carrier to another, e.g. frequency-changing
    • H03D7/18—Modifications of frequency-changers for eliminating image frequencies

Definitions

  • the invention relates to a radio receiver.
  • the high intermediate frequency (IF) heterodyne receiver (e.g., JP 2006 174326).
  • IF intermediate frequency
  • JP 2006 174326 The high intermediate frequency (IF) heterodyne receiver
  • the heterodyne receiver with low intermediate frequency is known (for example DE 36 18 782 A1). It has the advantages that the IF filter has a large relative bandwidth and, with the low IF frequency, allows integration even in standard semiconductor processes, which can reduce component costs.
  • the disadvantage of this is the sensitivity to strong signals on the image frequency, since useful and image frequency are in the same frequency range and filtering in front of the mixer is hardly possible.
  • heterodyne receivers with an intermediate frequency of OHz are known, which are sometimes referred to as zero-IF-concept and subsequently also as direct heterodyne receivers or direct mix.
  • These have the advantages that due to the concept no image frequency is available and the IF filter can be integrated as a low-pass filter in standard semiconductor processes.
  • the disadvantage here however, that signal components are disturbed in the middle of the channel, as they fall in the mixture to the frequency OHz and would be fed as DC voltage to the subsequent stages.
  • the DC correction measures often required in these concepts all affect low IF frequency components, thereby preventing undistorted processing of those spectral components of the received signal transmitted close to the channel center frequency.
  • the object of the invention is to provide a radio receiver, which is less prone to interference and can be constructed as simply and inexpensively.
  • the object is achieved by a radio receiver in which the received signal is processed in parallel in at least two paths, wherein at a path a first local oscillator signal is an amount above the channel center and at a second path a second local oscillator signal is below the channel center Furthermore, spectral components can be filtered out by means of filters and then the signals are processed and / or combined in a suitable manner. This concept is referred to below as a segmented mixture or segmenting heterodyne receiver.
  • the signal components of the output signals of the mixers or signals derived therefrom can be digitized by means of analog-digital converters. It is also expedient if the individual stages, such as mixers, analog-to-digital converters and / or filters, can be integrated into a semiconductor. This can advantageously be created a cost-effective implementation.
  • a frequency offset of the local oscillator and / or the filter cutoff frequencies of the bandpasses at the mixer outputs can be varied as a function of the channel raster, the actual signal bandwidth and / or the (interference) signals in the adjacent channels.
  • VCO voltage-controlled oscillators
  • PLL phase-locked loops
  • VCO voltage-controlled oscillator
  • the first mixing process with a variable frequency, which is generated for example by a VCO, the second mixing process, however, not with another VCO, but with a fixed second mixing frequency.
  • Fig. 1 is a schematic representation of received and interference signals for different reception concepts
  • Fig. 2 is a schematic representation of a radio receiver according to the invention.
  • FIG. 1 with the subfigures 1 a to 1 e shows two reception concepts according to the prior art and illustrates the reception concept according to the invention schematically.
  • Figure 1a the composition of the received signal is sketched for illustration.
  • a useful signal 10 of the channel bandwidth BB is flanked by a plurality of interference signals S1, S2, S3, S4.
  • the subdivision A, B, C, D in the useful signal is used later to explain the receiving mechanisms, these blocks include, for example, spectral components of a common useful signal.
  • FIG. 1b shows a representation for heterodyne receivers with a low intermediate frequency. If in a heterodyne receiver a mixing oscillator is used, whose frequency is possibly well outside the receiving channel, the received signal is converted by the mixing process in a different frequency range. The signals applied to the image frequency are also transferred to the same frequency range. Since it is no longer possible to separate the useful signal from the image frequency signal, the reception capability on the image frequency must already be adequately suppressed by suitable measures, for example by prefiltering by means of a bandpass filter BPF, or by using a mirror frequency-suppressing mixer increases the interference immunity. However, the suppression capability of such mixers is typically significantly limited by the characteristics of the technology used. For concepts with a low IF for radio reception, both of the measures described above, even in combination, do not exhibit sufficient interference immunity in order to meet the customer expectations demanded by the good interference behavior of conventional receivers with reasonable effort.
  • FIG. 1 c shows a representation of the so-called direct superimposed receiver.
  • the receive band is mixed with an oscillator signal in the middle of the receive channel, it is called a direct-mix or zero-IF concept, which means that the center frequency of the IF band drops to 0 Hz. Since positive and negative frequencies do not differ with respect to their frequency, the signal components C and D fall above the oscillator frequency exactly on the signal components B and A, which were below the oscillator frequency in the receiving channel.
  • the direct heterodyne receiver exhibits the same image frequency problems as a low intermediate frequency heterodyne receiver.
  • a and B are the mirror to D and C and vice versa.
  • the mirror level is always just as large as the unsmoothed signal component, and thus about 3OdB to 4OdB mirror rejection are usually sufficient here.
  • the problem with the direct heterodyne receiver is the frequency ranges which are close to the frequency OHz, indicated by the dividing line 20. These spectral components of the blocks B and C, which are originally located in the middle of the channel of the useful signal, can be impaired during further processing, for example by Circuit parts of the receiver to compensate for a DC offset by signal components in the middle of the channel at the transition point between the blocks B and C or temperature drift of the receiver stages.
  • FIGS. 1 d and 1 e show the conditions occurring in the case of the segmented mixture according to the invention, in this case segmented direct mixture.
  • the radio receiver according to the invention uses two IQ mixers with then four mixing cells, so that the received signal is mixed with four different oscillator signals. Two frequencies are used, each with two phase angles shifted by 90 °. In the example shown, the two are shifted by +1/8 or -1/8 of the bandwidth (BB) of the user channel from the channel center frequency.
  • BB bandwidth
  • the radio receiver according to the invention is based on a heterodyne receiver or direct superimposed receiver, which is designed in several stages double or multiple and modified as described below.
  • the received signal is typically processed in parallel in at least two paths, with the local oscillator signal of the first path or the first local oscillator signal being a suitable fixed amount above the channel center and the local oscillator signal or the second local oscillator signal being the same fixed magnitude below the channel Channel center is located.
  • the offset is usually less than half the channel bandwidth, preferably about 1/8 Kanal- hand width.
  • the spectral components are filtered out, as for example by means of bandpass filters eliminated, which would be affected by DC correction measures.
  • this filtering also removes further spectral components that could be affected by the superposition of image frequency reception.
  • the remaining signal components of the different paths are then reassembled to give an undisturbed image of the complete signal spectrum in the receiving channel.
  • the optionally filtered output signals of the mixers are first digitized, so that the combining and possibly existing filtering can take place in the digital part.
  • the various signal components in the respective stages can be processed in time-division multiplexing.
  • the radio receiver device of the present invention can be cost effective since the required levels can be integrated into standard semiconductor technologies and possibly only low cost external ones Components are additionally required.
  • the radio receiver according to the invention has the advantage that all significant components can be integrated in standard semiconductor technologies. As a result, expensive external filters can possibly be avoided.
  • the affected spectral components can be discarded or substituted by the signal of the other path.
  • the 1 / f noise is lowered because the most affected low-frequency signal components of the baseband are filtered out as described and therefore no longer go into the output signal.
  • the mixer cell in the oscillator path it is likewise advantageous for the mixer cell in the oscillator path to generate weak interference signals at the input frequency and the respectively undesired mixing frequency, but the frequency position of these signals ensures that no strong interfering signals from adjacent channels are mixed into the useful signal.
  • FIG. 2 shows a schematic block diagram of a radio receiver 200 according to the invention.
  • the received signal of an antenna 201 is filtered by means of a downstream filter 202 and amplified by means of amplifier 203 connected downstream to the inputs 211a, 221a, 231a and 241a of four mixer cells 21 1, 221, 231, 241 passed.
  • the output signals of the mixers 211, 221, 231, 241 are preferably band-pass filtered by means of the downstream filters 212, 222, 232, 242, and then by means of the analogue Digital converter 213, 223, 233, 243 digitized and a digital signal processor DSP 251 supplied.
  • the digital signal processor 251 the four processed signals of the mixers are brought together in a suitable manner, then demodulated and further processed in a known manner.
  • the mixer drive signals for the mixer cells 211, 221, 231, 241 are generated from a voltage-controlled oscillator VCO 261 and a further oscillator 263.
  • the voltage controlled oscillator VCO 261 is controlled by a prior art phase-locked loop (PLL), not shown.
  • PLL phase-locked loop
  • the second oscillator 263 provides a contrast, lower frequency signal fi, as the output signal f 0 of the voltage-controlled oscillator VCO 261.
  • a divided down reference signal of the receiving system may optionally be fed, wherein the dividing factor can be changeable. This is particularly advantageous in order to be able to set or tune a suitable frequency offset.
  • the frequency of this signal results from the desired frequency offset ⁇ between the mixer drive signal of an IQ mixing path and the channel center frequency, eg 1/8 * BB, with BB equal to the bandwidth of the receive channel, and the split ratios in the signal chain between the oscillator and the mixer cells.
  • the divider 264 allows in a known manner the generation of two output signals with a phase shift of 90 °, these signals control two mixer cells 271, 281, in which the divided by the divider V, see block 262, VCO signal f 0 by ⁇ ⁇ is offset.
  • VCO signal f 0 by ⁇ ⁇ is offset.
  • the offset by 90 ° control of the two mixer cells 271, 281 is effected in a known manner that at the outputs of the summation 272 and subtractor 282 at one output the signal fo / V - ⁇ and at the other output the signal fo / V + ⁇ is present.
  • the signals required to drive the mixer cells 211, 221, 231, 241 are generated with a 90 ° phase offset.
  • the out of phase signals may also be generated by further divider stages, which may be similar to stage 264. The division factor would then be taken into account in the design of the oscillator signal chain.
  • processing is performed in a single path in time-division multiplexing. For example, this results in less wiring effort.
  • analog-to-digital conversion can not be performed with four separate analog-to-digital converters, but with an analog-to-digital converter in time division multiplex.
  • the frequency offset of the local oscillator and / or the filter cutoff frequencies of the bandpasses at the mixer outputs can be dependent on the channel raster, the actual signal bandwidth and / or the (interference) signals (for example level and / or bandwidth). be varied in the neighboring channels.
  • VCO voltage-controlled oscillators
  • PLL phase-locked loops
  • a voltage-controlled oscillator VCO can be operated on one of the two mixer drive frequencies or a multiple thereof, the derivative of the second mixer drive frequency in this case takes place by mixing with 2 * ⁇ or 2n * ⁇ in the case of splitting the oscillator signals Downsizing, by means of the division factor n, the mixer drive frequencies are generated.
  • the generation of the offset by 90 ° mixer drive signals by divider stages at the outputs of Summing or subtracting stages 272, 282 are made.
  • the division ratio can be chosen so high that the remaining at the outputs of the stages 272, 282 noise components are sufficiently lowered and thereby a sufficient immunity to interference can be achieved.
  • the harmonics of the local oscillator signals also contribute to the mixture and can lead to secondary reception points at integer multiples of the reception frequency.
  • this effect is counteracted by first mixing the received signal using a VCO to a fixed intermediate frequency, preferably far above the receiving frequency, where the unwanted mixing products of the harmonics and image frequency reception can be eliminated with simple filter measures, and Only then, in further processing stages, the above-described segmented mixture takes place at 0 Hz.
  • the second mixture does not require a second variable frequency oscillator corresponding to block 261, since the intermediate frequency remains constant, a fixed output frequency oscillator can be used and mixed with the signal of oscillator 263 in the manner previously described.
  • an adjustment of the oscillator mixer can be done by measuring the Störitati-level.
  • the mixer inputs are switched off, so that no received signal is passed through the mixing stages.
  • the oscillator residues and interference lines due to mirror carrier and VCO throughput are present at the mixer outputs. The strength of these signals can be detected and minimized by balancing the signal levels.
  • a compensation of the oscillator-mixer imbalance can be made.
  • the spurious signals resulting from residues of the mirror carrier and / or VCO throughput are preferably eliminated in the digital part by antiphase addition.

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Superheterodyne Receivers (AREA)

Abstract

Die Erfindung betrifft einen Funkempfänger (200), bei dem das empfangene Signal in zumindest zwei Pfaden parallel verarbeitet wird, wobei bei einem Pfad ein erstes Mischoszillatorsignal um einen Betrag oberhalb der Kanalmitte liegt und bei einem zweiten Pfad ein zweites Mischoszillatorsignal um einen Betrag unter- halb der Kanalmitte liegt und weiterhin mittels Filtern Spektralanteile ausfilterbar sind und anschließend die Signale in geeigneter Weise verarbeitet und/oder zu-sammengefügt werden.

Description

Beschreibung
Funkempfänger
Technisches Gebiet
Die Erfindung betrifft einen Funkempfänger.
Stand der Technik
Bei Funkempfängern nach dem Stand der Technik werden verschiedene Kon- zepte eingesetzt, um das gewünschte Funksignal aus dem Empfangsspektrum zu extrahieren. Insbesondere bei Empfängern mit digitaler Signalverarbeitung sind verschiedene nachfolgende Konzepte weit verbreitet.
Der Überlagerungsempfänger mit hoher Zwischenfrequenz (ZF) (z.B. JP 2006 174326). Dieses Konzept hat den Vorteil, dass es sich robust gegen störenden Empfang der Spiegelfrequenz zeigt und diesbezüglich viele Filtertypen, - frequenzen und -handbreiten verfügbar sind. Nachteilig ist jedoch, dass die relative Bandbreite des ZF-Filters sehr schmal ausgelegt werden muss und daher nicht in Standard-Halbleiter-Prozesse integrierbar ist, wodurch dann hohe Bau- teilkosten entstehen.
Weiterhin ist der Überlagerungsempfänger mit niedriger Zwischenfrequenz bekannt (z.B. DE 36 18 782 A1 ). Er hat die Vorteile, dass das ZF-Filter eine große relative Bandbreite aufweist und mit der niedrigen ZF-Frequenz eine Integration selbst in Standard-Halbleiter-Prozessen ermöglicht, wodurch die Bauteilkosten gesenkt werden können.
Nachteilig daran ist die Sensibilität gegenüber starken Signalen auf der Spiegelfrequenz, da Nutz- und Spiegelfrequenz im gleichen Frequenzbereich liegen und eine Filterung vor dem Mischer kaum möglich ist. Weiterhin sind Überlagerungsempfänger mit Zwischenfrequenz von OHz bekannt, die zuweilen als Zero-IF-concept und nachfolgend auch als Direktüberlagerungsempfänger oder Direktmischung bezeichnet werden. Diese haben die Vorteile, dass konzeptbedingt keine Spiegelfrequenz vorhanden ist und das ZF-Filter als Tiefpass in Standard-Halbleiter-Prozessen integrierbar ist. Nachteilig ist dabei jedoch, dass Signalanteile in der Kanalmitte gestört werden, da sie bei der Mischung auf die Frequenz OHz fallen und als Gleichspannung den nachfolgenden Stufen zugeführt würden. Die in diesen Konzepten oftmals erforderlichen Gleichspannungskorrekturmaßnahmen beeinträchtigen alle niedrigen ZF- Frequenzanteile, und verhindern damit die unverzerrte Verarbeitung solcher Spektralanteile des Empfangssignals, die nahe an der Kanalmittenfrequenz übertragen werden.
Darstellung der Erfindung, Aufgabe, Lösung, Vorteile
Aufgabe der Erfindung ist es, einen Funkempfänger zu schaffen, welcher bezüglich Störsignalen weniger anfällig ist und möglichst einfach und kostengünstig aufgebaut werden kann.
Die Aufgabe wird gelöst durch einen Funkempfänger, bei dem das empfangene Signal in zumindest zwei Pfaden parallel verarbeitet wird, wobei bei einem Pfad ein erstes Mischoszillatorsignal um einen Betrag oberhalb der Kanalmitte liegt und bei einem zweiten Pfad ein zweites Mischoszillatorsignal um einen Betrag unterhalb der Kanalmitte liegt und weiterhin mittels Filtern Spektralanteile ausfil- terbar sind und anschließend die Signale in geeigneter Weise verarbeitet und/oder zusammengefügt werden. Dieses Konzept wird nachfolgend als segmentierte Mischung beziehungsweise segmentierender Überlagerungsempfänger bezeichnet.
Dabei ist es vorteilhaft, wenn weiterhin die Signalanteile der Ausgangssignale der Mischer bzw. daraus abgeleiteter Signale mittels Analog-Digital-Wandlern digitalisierbar sind. Auch ist es zweckmäßig, wenn die einzelnen Stufen, wie Mischer, Analog-Digital- Wandler und/oder Filter in einen Halbleiter integrierbar sind. Dadurch kann vorteilhaft eine kostengünstige Realisierung geschaffen werden.
Besonders zweckmäßig ist es, wenn die Verarbeitung der Signale in zumindest zwei Pfaden parallel erfolgt. Dadurch kann eine vorzugsweise zeitgleiche Verarbeitung erreicht werden.
Auch ist es zweckmäßig, wenn die Verarbeitung mehrerer Signale in nur einem oder zumindest einem Pfad im Zeitmultiplex, erfolgt. Entsprechend ist es vorteilhaft, wenn die Analog-Digital-Wandlung zeitversetzt im Zeitmultiplex erfolgt.
Weiterhin ist es vorteilhaft, wenn ein Frequenzversatz des Mischoszillators und/oder die Filter-Eckfrequenzen der Bandpässe an den Mischerausgängen in Abhängigkeit des Kanal-Rasters, der tatsächlichen Signalbandbreite und/oder der (Stör-) Signale in den Nachbarkanälen variierbar sind.
Auch ist es zweckmäßig, wenn zur Erzeugung der zwei Oszillatorfrequenzen zwei getrennte spannungsgesteuerte Oszillatoren (VCO) verwendet werden, die vorzugsweise durch zwei phasengekoppelte Regelkreise (PLL) an eine gemeinsame Referenzfrequenz angebunden sind.
Bei einem weiteren Ausführungsbeispiel der Erfindung ist es zweckmäßig, wenn zur Erzeugung der zwei Oszillatorfrequenzen ein spannungsgesteuerter Oszilla- tor (VCO) auf einer der beiden Mischeransteuerfrequenzen bzw. einem Vielfachen davon betrieben wird, und die zweite Mischeransteuerfrequenz durch Mischung dieses Signals mit 2*Δ gewonnen wird, bzw. 2n *Δ für den Fall, dass die Aufteilung der Oszillatorsignale vor deren Herunterteilung mit einem Teilungsfaktor n auf die Mischeransteuerfrequenzen erfolgt.
Darüber hinaus ist es besonders bei niedrigen Empfangsfrequenzen vorteilhaft, das Empfangssignal zunächst auf eine Zwischenfrequenz, vorzugsweise weit oberhalb der Empfangsfrequenz, zu mischen und erst in weiteren Verarbeitungsstufen dann in der erfindungsgemäßen Weise der segmentierten Mischung zu unterziehen. Hierbei kann es von Vorteil sein, den ersten Mischvorgang mit einer variablen Frequenz durchzuführen, die beispielsweise von einem VCO erzeugt wird, den zweiten Mischvorgang hingegen nicht mit einem weiteren VCO, sondern mit einer festen zweiten Mischfrequenz.
Vorteilhafte Weiterbildungen sind in den Unteransprüchen beschrieben.
Kurze Beschreibung der Zeichnungen
Nachstehend wird die Erfindung auf der Grundlage eines Ausführungsbeispiels anhand der Zeichnungen näher erläutert. Es zeigen:
Fig. 1 eine schematische Darstellung von Empfangs- und Störsignalen für verschiedene Empfangskonzepte; und
Fig. 2 eine schematische Darstellung eines erfindungsgemäßen Funkempfängers.
Bevorzugte Ausführung der Erfindung
Die Figur 1 mit den Teilfiguren 1 a bis 1e zeigt zwei Empfangskonzepte nach dem Stand der Technik und das erfindungsgemäße Empfangskonzept schema- tisch veranschaulicht.
In Figur 1a ist zur Veranschaulichung die Zusammensetzung des Empfangssignals skizziert. Dabei ist ein Nutzsignal 10 der Kanal-Bandbreite BB flankiert von mehreren Störsignalen S1 , S2, S3, S4. Die Unterteilung A, B, C, D im Nutzsignal dient der späteren Erläuterung der Empfangsmechanismen, diese Blöcke umfassen beispielsweise Spektralanteile eines gemeinsamen Nutzsignals.
Die Figur 1 b zeigt eine Darstellung für Überlagerungsempfänger mit niedriger Zwischenfrequenz. Wenn in einem Überlagerungsempfänger ein Mischoszillator verwendet wird, dessen Frequenz gegebenenfalls deutlich außerhalb des Empfangskanals liegt, so wird das Empfangssignal durch den Mischprozess in einen anderen Frequenzbereich umgesetzt. Auch die auf der Spiegelfrequenz anliegenden Signale werden in den gleichen Frequenzbereich transferiert. Da nun- mehr keine Trennung zwischen Nutzsignal und Spiegelfrequenzsignal mehr möglich ist, muss schon vorher durch geeignete Maßnahmen die Empfangsfähigkeit auf der Spiegelfrequenz ausreichend unterdrückt werden, wie beispielsweise durch eine Vorfilterung mittels eines Bandpassfilters BPF, oder durch Verwendung eines spiegelfrequenz-unterdrückenden Mischers, der ebenfalls die Störfes- tigkeit erhöht. Allerdings ist die Unterdrückungs-Fähigkeit solcher Mischer durch die Eigenschaften der verwendeten Technologie in der Regel signifikant eingeschränkt. Bei Konzepten mit niedriger ZF für Radio-Empfang zeigen beide zuvor beschriebenen Maßnahmen, auch in Kombination, keine ausreichende Störfestigkeit, um die durch das gute Störverhalten von klassischen Empfängern gepräg- ten Kundenerwartungen mit vertretbarem Aufwand zu erfüllen.
Die Figur 1 c zeigt eine Darstellung für den sogenannten Direktüberlagerungsempfänger. Wenn das Empfangsband mit einem Oszillatorsignal in der Mitte des Empfangskanals gemischt wird, spricht man von Direktmischung bzw. Zero-IF- Konzept, das heißt, dass die Mittenfrequenz des ZF-Bands auf 0 Hz fällt. Da positive und negative Frequenzen sich bezüglich ihrer Frequenz nicht unterscheiden, fallen die Signalanteile C und D oberhalb der Oszillatorfrequenz genau auf die Signalanteile B und A, die im Empfangskanal unterhalb der Oszillatorfrequenz lagen. Bei Verwendung eines IQ-Mischers, der in einer ersten Mischerzelle das Empfangssignal einerseits mit dem Mischoszillatorsignal, in einer zweiten Mischerzelle das gleiche Empfangssignal mit dem um 90° verschobenen Mischoszillatorsignal mischt, können aus den daraus gewonnenen Mischprodukten die beiden Teilspektren unter- bzw. oberhalb der Oszillatorfrequenz wieder gewonnen und zum ursprünglichen Nutzsignal zusammengeführt werden. Im Prinzip zeigt der Direktüberlagerungsempfänger die gleichen Spiegelfrequenzprobleme, wie ein Überlagerungsempfänger mit niedriger Zwischenfrequenz. Allerdings ist hier das Spiegelband Bestandteil des Nutzkanals (A und B sind der Spiegel zu D und C und umgekehrt). Somit ist ausgeschlossen, dass ein pegelstarkes Störsignal einem schwachen Nutzsignal überlagert wird, der Spiegel-Pegel ist immer genauso groß, wie die ungespiegelte Signalkomponente, und somit sind etwa 3OdB bis 4OdB Spiegelunterdrückung hier in der Regel ausreichend. Problematisch beim Direktüberlagerungsempfänger sind die Frequenzbereiche, die nahe der Frequenz OHz liegen, angedeutet durch die Trennlinie 20. Diese Spektralan- teile der Blöcke B und C, die ursprünglich in der Kanalmitte des Nutzsignals gelegen sind, können bei der Weiterverarbeitung beeinträchtigt werden, zum Beispiel durch Schaltungsteile des Empfängers, die einen Gleichspannungsversatz durch Signalkomponenten in Kanalmitte an der Übergangsstelle zwischen den Blöcken B und C oder Temperaturdrift der Empfängerstufen ausgleichen sollen.
Die Figuren 1 d und 1e zeigen die bei der erfindungsgemäßen segmentierten Mischung, in diesem Fall segmentierten Direktmischung, auftretenden Verhältnisse. Der erfindungsgemäße Funkempfänger nutzt zwei IQ-Mischer mit dann zusammen vier Mischzellen, so dass das Empfangssignal mit vier verschiedenen Oszil- latorsignalen gemischt wird. Es werden zwei Frequenzen mit jeweils zwei um 90° verschobenen Phasenlagen verwendet. Im dargestellten Beispiel sind die beiden um +1/8 bzw. -1/8 der Bandbreite (BB) des Nutzkanals von der Kanalmittenfrequenz verschoben. Die Vorteile sind aus der Grafik ersichtlich: der mit dem niederfrequenteren Signal angesteuerte IQ-Mischer, siehe Figur 1d, kann die Seg- mente A und C ungestört ausgeben, sie werden durch ein nachfolgendes Bandfilter BPF extrahiert. Der Block B ist durch seine Frequenzlage nahe OHz beeinträchtigt, der Block D eventuell durch ein starkes Störsignal S1 auf der Spiegelfrequenz gestört.
Genau diese fehlenden Blöcke B und D werden von dem anderen IQ-Mischer gemäß Figur 1e ungestört bereitgestellt. Hier sind die Bereiche A und C von den zuvor beschriebenen Störszenarien betroffen.
Die Segmente A, B, C und D sind in der praktischen Ausführung der Erfindung nicht als scharf abgegrenzte Blöcke zu verstehen, sondern können leicht überlappend mit einer geeigneten Gewichtungsfunktion verarbeitet sein, wie es durch die schrägen Filterflanken der Grafik angedeutet ist. Der erfindungsgemäße Funkempfänger basiert auf einem Überlagerungsempfänger oder Direktüberlagerungsempfänger, der in einigen Stufen doppelt oder mehrfach ausgelegt und wie nachfolgend beschrieben modifiziert ist. Das empfangene Signal wird in der Regel in zumindest zwei Pfaden parallel verarbeitet, wobei das Mischoszillatorsignal des ersten Pfads oder das erste Mischoszillatorsignal um einen geeigneten festen Betrag oberhalb der Kanalmitte liegt und das Mischoszillatorsignal des zweiten Pfads oder das zweite Mischoszillatorsignal um den gleichen festen Betrag unterhalb der Kanalmitte liegt. Der Versatz beträgt in der Regel weniger als die halbe Kanalbandbreite, vorzugsweise etwa 1/8 Kanal- handbreite. Aus den Ausgangssignalen der beiden Mischstufen werden zumindest die Spektralanteile herausgefiltert, wie beispielsweise mittels Bandpassfilter beseitigt, die durch DC-Korrektur-Maßnahmen beeinträchtigt würden. Vorzugsweise entfernt diese Filterung auch weitere Spektralanteile, die durch Überlagerung von Spiegelfrequenzempfang beeinträchtigt sein könnten. Die verbleiben- den Signalkomponenten der verschiedenen Pfade werden danach wieder zusammengesetzt und ergeben ein ungestörtes Abbild des kompletten Signalspektrums im Empfangskanal. Vorzugsweise werden vor der Zusammensetzung der Signalanteile zunächst die gegebenenfalls gefilterten Ausgangssignale der Mischer digitalisiert, so dass die Zusammenführung und gegebenenfalls vorliegen- de Filterung im Digitalteil erfolgen kann. Bei Verwendung nur eines Pfades oder Teil eines Pfades, beispielsweise eines einzigen Analog-Digital-Wandlers, können die verschiedenen Signalanteile in den betreffenden Stufen im Zeitmultiplexbetrieb verarbeitet werden.
Trotz der erhöhten Anzahl von Verarbeitungsblöcken, wie eine Verdopplung der Anzahl von beispielsweise IQ-Mischen, Bandfiltern, A/D-Wandlern, kann die erfindungsgemäße Funkempfängervorrichtung kostengünstig sein, da die benötigten Stufen in Standard-Halbleiter-Technologien integrierbar sind und gegebenenfalls nur preiswerte externe Komponenten zusätzlich benötigt werden.
Die Generierung der Oszillatorsignale fo+Δ und fo-Δ kann vorzugsweise aus einem einzigen, beispielsweise an einen phasengekoppelten Regelkreis angebundenen, spannungsgesteuerten Oszillator VCO erfolgen. Aus dem VCO wird direkt oder durch Teilung ein Mischeransteuersignal auf der Nutzkanal-Mittenfrequenz erzeugt, das in einem IQ-Mischer mit der Versatzfrequenz Δ (vorzugsweise Δ= 1/8*BB) gemischt wird. An den Ausgängen einer Summierstufe bzw. Subtrahierstufe des Mischers liegen die beiden Mischeransteuersignale fo+Δ und fo-Δ an. Aus diesen Signalen werden die beiden um 90° versetzen Signale abgeleitet, die zusätzlich für die Ansteuerung der Mischerzellen im Signalpfad benötigt werden.
Der erfindungsgemäße Funkempfänger hat den Vorteil, dass alle wesentlichen Baugruppen in Standard-Halbleiter-Technologien integrierbar sind. Dadurch können teuere externe Filter gegebenenfalls vermieden werden.
Daneben kann es vorzugsweise der Fall sein, dass keine Empfangsstörungen durch DC-Effekte und DC-Kompensations-Schaltungen auftreten, da die hiervon betroffenen Spektralanteile verworfen bzw. durch das Signal des anderen Pfads substituiert werden können. Zudem wird das 1/f-Rauschen abgesenkt, da die am meisten betroffenen niederfrequentesten Signalanteile des Basisbandes wie beschrieben herausgefiltert werden und daher nicht mehr in das Ausgangssignal eingehen.
Auch ist es vorteilhaft, dass keine Störungen durch Spiegelfrequenzempfang auftreten, da nur solche Signalbestandteile verwendet werden, deren Spiegelfrequenz im Nutzkanal liegen.
Ebenso ist es vorteilhaft, dass die Mischerzelle im Oszillatorpfad zwar schwache Störsignale auf der Eingangsfrequenz und der jeweils nicht gewünschten Misch- frequenz erzeugt, die Frequenzlage dieser Signale stellt aber sicher, dass hierdurch keine starken Störsignale von Nachbarkanälen ins Nutzsignal gemischt werden.
Fig. 2 zeigt ein schematisches Blockschaltbild eines erfindungsgemäßen Funk- empfängers 200. Das Empfangssignal einer Antenne 201 wird mittels eines nachgeschalteten Filters 202 gefiltert und mittels des diesem wiederum nachgeschalteten Verstärkers 203 verstärkt an die Eingänge 211 a, 221 a, 231a und 241a von vier Mischerzellen 21 1 , 221 , 231 , 241 geleitet. Die Ausgangssignale der Mischer 211 , 221 , 231 , 241 werden mittels der nachgeschalteten Filter 212, 222, 232, 242 vorzugsweise bandpassgefiltert, anschließend mittels der Analog- Digital-Wandler 213, 223, 233, 243 digitalisiert und einem digitalen Signalprozessor DSP 251 zugeführt. Im digitalen Signalprozessor 251 werden die vier verarbeiteten Signale der Mischer in geeigneter Weise zusammengeführt, danach in bekannter Weise demoduliert und weiterverarbeitet.
Die Mischeransteuersignale für die Mischerzellen 211 , 221 , 231 , 241 werden aus einem spannungsgesteuerten Oszillator VCO 261 und einem weiteren Oszillator 263 generiert. Der spannungsgesteuerte Oszillator VCO 261 wird von einem nicht dargestellten phasengekoppelten Regelkreis (PLL) nach dem Stand der Technik gesteuert. Der zweite Oszillator 263 liefert ein demgegenüber niederfrequenteres Signal fi, als das Ausgangssignal f0 des spannungsgesteuerten Oszillators VCO 261. Statt des zweiten Oszillators 263 kann gegebenenfalls auch ein heruntergeteiltes Referenzsignal des Empfangssystems eingespeist werden, wobei der Teilungsfaktor veränderbar sein kann. Dies ist besonders vorteilhaft um einen geeigneten Frequenzversatz einstellen bzw. abstimmen zu können. Die Frequenz dieses Signals ergibt sich aus dem gewünschten Frequenzversatz Δ zwischen dem Mischeransteuersignal eines IQ-Mischpfads und der Kanalmittenfrequenz, z.B. 1/8 * BB, mit BB gleich der Bandbreite des Empfangskanals, und den Teilungsverhältnissen in der Signalkette zwischen dem Oszillator und den Mischerzellen.
In Fig. 2 geht der Teiler 264 ein, so dass sich in diesem Fall U = 4 * Δ ergibt. Der Teiler 264 ermöglicht in bekannter Weise die Erzeugung von zwei Ausgangssignalen mit einem Phasenversatz von 90°, diese Signale steuern zwei Mischerzel- len 271 , 281 , in denen das durch den Teiler V, siehe Block 262, geteilte VCO- Signal f0 um ± Δ versetzt wird. Durch die um 90° versetzte Ansteuerung der beiden Mischerzellen 271 , 281 wird in bekannter Weise bewirkt, dass an den Ausgängen der Summierstufe 272 bzw. Subtrahierstufe 282 an einem Ausgang das Signal f o / V - Δ und am anderen Ausgang das Signal fo / V + Δ ansteht. In den Phasenschiebern 273 und 283 werden die zur Ansteuerung der Mischerzellen 211 , 221 , 231 , 241 benötigten Signale mit 90° Phasenversatz erzeugt. Alternativ können die phasenversetzten Signale auch durch weitere Teilerstufen erzeugt werden, die der Stufe 264 ähnlich sein können. Der Teilungsfaktor wäre dann in der Auslegung der Oszillatorsignalkette mit zu berücksichtigen.
In einem abgeänderten Ausführungsbeispiel wird anstatt einer parallelen Verarbeitung über mehrere Pfade eine Verarbeitung in einem einzigen Pfad im Zeit- multiplex durchgeführt. Dies hat beispielsweise einen geringeren Verdrahtungsaufwand zur Folge.
Entsprechend kann in einem weiteren Ausführungsbeispiel die Analog-Digital- Wandlung nicht mit vier getrennten Analog-Digital-Wandlern, sondern mit einem Analog-Digital-Wandler im Zeitmultiplex durchgeführt werden.
Gemäß einer weiteren Weiterbildung der Erfindung kann der Frequenzversatz des Mischoszillators und/oder die Filter-Eckfrequenzen der Bandpässe an den Mischerausgängen in Abhängigkeit des Kanal-Rasters, der tatsächlichen Signalbandbreite und/oder der (Stör-) Signale (beispielsweise Pegel und/oder Bandbreite) in den Nachbarkanälen variiert werden.
Weiterhin ist es erfindungsgemäß bei einem weiteren Ausführungsbeispiel zweckmäßig, wenn zur Erzeugung der zwei Oszillatorfrequenzen zwei getrennte spannungsgesteuerte Oszillatoren (VCO) verwendet werden, die vorzugsweise durch zwei phasengekoppelte Regelkreise (PLL) an eine gemeinsame Referenzfrequenz angebunden sind.
Auch kann zur Erzeugung der zwei Oszillatorfrequenzen ein spannungsgesteuerter Oszillator VCO auf einer der beiden Mischeransteuerfrequenzen bzw. einem Vielfachen davon betrieben werden, die Ableitung der zweiten Mischeransteuerfrequenz erfolgt in diesem Fall durch Mischung mit 2*Δ bzw. 2n *Δ bei Aufteilung der Oszillatorsignale vor deren Herunterteilung, durch die mit Teilungsfaktor n die Mischeransteuerfrequenzen erzeugt werden.
Weiterhin kann bei einem weiteren Ausführungsbeispiel die Erzeugung der um 90° versetzten Mischeransteuersignale durch Teilerstufen an den Ausgängen der Summier- bzw. Subtrahier-Stufen 272, 282 vorgenommen werden. Das Teilungsverhältnis kann dabei so hoch gewählt werden, dass die an den Ausgängen der Stufen 272, 282 verbliebenen Störanteile ausreichend abgesenkt sind und dadurch eine hinreichende Störfestigkeit erreicht werden kann.
Besonders bei niedrigen Empfangsfrequenzen ist zu beachten, dass auch die Oberwellen der Mischoszillatorsignale zur Mischung beitragen und zu Nebenempfangsstellen auf ganzzahligen Vielfachen der Empfangsfrequenz führen können. In einer weiteren erfindungsgemäßen Ausführungsvariante wird diesem Ef- fekt dadurch entgegengewirkt, dass das Empfangssignal unter Verwendung eines VCOs zunächst auf eine feste Zwischenfrequenz, vorzugsweise weit oberhalb der Empfangsfrequenz, gemischt wird, dort die unerwünschten Mischprodukte der Oberwellen sowie Spiegelfrequenzempfang mit einfachen Filtermaßnahmen eliminiert werden können und erst dann in weiteren Verarbeitungsstufen die zuvor beschriebene segmentierte Mischung auf 0 Hz erfolgt. Die zweite Mischung erfordert keinen zweiten frequenzveränderlichen Oszillator entsprechend Block 261 , da die Zwischenfrequenz konstant bleibt, kann ein Oszillator mit fester Ausgangsfrequenz verwendet und mit dem Signal des Oszillators 263 in zuvor beschriebener Weise gemischt werden.
Zusätzlich kann ein Abgleich des Oszillator-Mischers durch Messung der Störträger-Pegel erfolgen. Im Empfangspfad werden die Mischereingänge abgeschaltet, so dass kein Empfangssignal durch die Mischstufen geführt wird. Nunmehr sind an den Mischerausgängen nur die Oszillator-Reste und Störlinien durch Spiegel- träger und VCO-Durchsprechen vorhanden. Die Stärke dieser Signale können erfasst werden und durch Abgleich der Signalstufen minimiert werden.
Weiterhin kann gemäß eines weiteren erfindungsgemäßen Gedankens eine Kompensation der Oszillator-Mischer-Unsymmetrie vorgenommen werden. Die durch Reste des Spiegelträgers und/oder VCO-Durchsprechen entstehenden Störsignale werden bevorzugt im Digitalteil durch gegenphasige Addition eliminiert.

Claims

Patentansprüche
1. Funkempfänger (200) mit zumindest einer Mischstufe und einem
Mischoszillator, dadurch gekennzeichnet, dass die Frequenz eines ersten Mischoszillatorsignals um einen Betrag oberhalb der Kanalmitte der Empfangs- oder einer Zwischenfrequenz liegt und die eines zweiten Mischoszillatorsignals um einen Betrag unterhalb der Kanalmitte liegt, und weiterhin mittels Filtern Spektralanteile ausfilterbar sind und anschließend die weiter verarbeiteten Signale wieder zusammengeführt werden.
2. Funkempfänger nach Anspruch 1 , dadurch gekennzeichnet, dass zumindest einige Stufen des Signalpfads mehrfach ausgeführt sind und bei welchem das empfangene Signal in den Stufen parallel unter Verwendung der verschiedenen Mischoszillatorsignale verarbeitbar ist.
3. Funkempfänger nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass das empfangene Signal unter Verwendung der verschiedenen Mischoszillatorsignale im Zeitmultiplex bearbeitet wird.
4. Funkempfänger nach zumindest einem der vorhergehenden An- sprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die Ausgangssignale der
Mischer (21 1 ,221 ,231 ,241 ) oder daraus abgeleitete Signale mittels Analog-Digital-Wandlern (213,223,233,243) digitalisierbar sind.
5. Funkempfänger nach zumindest einem der vorhergehenden An- sprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die einzelnen Stufen, wie
Mischer (21 1 ,221 ,231 ,241 ), Analog-Digital-Wandler
(213,223,233,243) und/oder Filter (212,222,232, 242) in einen Halbleiterbaustein integriert sind.
6. Funkempfänger nach zumindest einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die Analog-Digital- Wandlung zeitversetzt im Zeitmultiplex erfolgt.
7. Funkempfänger nach zumindest einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass der Frequenzversatz der Mischoszillatorsignale und/oder die Filter-Eckfrequenzen der Bandpässe an den Mischerausgängen in Abhängigkeit des Kanal- Rasters, der tatsächlichen Signalbandbreite und/oder der (Stör- )Signale in den Nachbarkanälen variierbar sind.
8. Funkempfänger nach zumindest einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die zwei Mischoszillatorsignale aus der Mischung von zwei Oszillatoren gewonnen wer- den, wobei ein Oszillator auf der Kanalmitte der Empfangs- oder einer Zwischenfrequenz oder einem ganzzahligen Vielfachen dieser Frequenzen betrieben wird.
9. Funkempfänger nach zumindest einem der Ansprüche 1 bis 7, da- durch gekennzeichnet, dass zur Erzeugung der zwei Oszillatorfrequenzen zwei getrennte spannungsgesteuerte Oszillatoren (VCO) verwendet werden, die vorzugsweise durch zwei phasengekoppelte Regelkreise (PLL) an eine gemeinsame Referenzfrequenz angebunden sind.
10. Funkempfänger nach zumindest einem der Ansprüche 1 bis 7, dadurch gekennzeichnet, dass zur Erzeugung der zwei Oszillatorfrequenzen durch einen spannungsgesteuerten Oszillator VCO auf einer der beiden Mischeransteuerfrequenzen bzw. einem Vielfa- chen davon, eine Ableitung der zweiten Mischeransteuerfrequenz durch Mischung mit 2*Δ bzw. 2n *Δ bei Aufteilung der Oszillatorsignale vor deren Herunterteilung, mit einem Teilungsfaktor n, auf die Mischeransteuerfrequenzen vornehmbar ist.
1. Funkempfänger nach zumindest einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass das Empfangssignal zuvor auf eine Zwischenfrequenz gemischt und gefiltert wird.
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