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Verfahren und Vorrichtung zum Empfangen von Radio signalen nach
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dem Uberlagerungsprinzip Die vorliegende Erfindung betrifft ein Verfahren
gemäß Oberbegriff des Patentanspruchs 1. Sie betrifft weiterhin eine Vorrichtung
zur Durchführung dieses Verfahrens.
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Bei Konstruktion und Herstellung von Empfängern für hochfrequente
Signale, insbesondere Fernseh- und Radioempfängern, konnten in der Vergangenheit
durch die Verwendung integrierter Halbleiterschaltungen bedeutende Fortschritte
im Hinblick auf eine Miniaturisierung der Geräte, Verbilligung der Herstellung und
Verringerung der Abgleichorgane erzielt werden. Es hat sich jedoch gezeigt, daß
die Empfängereingangsschaltungen, insbesondere der Fernseh- und UK##Geräte, nicht
im gleichen Maße verkleinert und verbessert werden konnten. Zur Unterdrückung störender
Spiegelfrequenzen bei den allgemein üblichen Überlagerungsempfängern sind umfangreiche
Bandpaß-Filternetzwerke erforderlich. Die Herstellung dieser Filter, ihr Abgleich
und die Sicherstellung des Gleichlaufs aller Filter mit dem Jeweiligen L;%erlagerungsoszillator
sind kostenintensive Fertigungsprobleme. Die Fehleranfälligkeit ist hoch und die
Langzeitkonstanz relativ schlecht, so daß im allgemeinen nach wenigen Jahren eine
deutliche nualitätsabnahme eintritt.
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Eine weitere Verbilligung und Erhöhung der Betriebssicherheit von
Empfängereingangsschaltungen wird von einem Übergang von der bisher
üblichen
Leiterplatten-Aufbautechnik zur monolithischen Technik erwartet, wobei, soweit es
das Übertragungssystem gestattet, auch Analogfunktionen durch Digitalfunktionen
ersetzt werden sollen. Digital schaltungen sind im allgemeinen weniger empfindlich
gegen Alterung und müssen nicht individuell abgeglichen werden.
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Ein wesentliches Problem aller nach dem Überlagerungsprinzip arbeitenden
Empfängerschaltungen ist die Unterdrückung der Spiegelfrequenzen, die beim tiberlagerungsvorgang
entstehen und einen einwandfreien Empfang des gewünschten Signals stören können.
Zur Spiegelfrequenzunterdrückung kann man bekanntlich eine Vorselektion am Empfängereingang
vorsehen, die umso wirksamer wird, je höher die Zwischenfrequenz gewählt wird, was
unter Umständen eine mehrfache Frequenzumsetzung erfordert.
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In jüngster Zeit ist ein derartiges Empfängerkonzept nach dem Doppelüberlagerungsprinzip
mit einer Aufwärtsmischung des Empfangssignals in den Mikrowellenbereich bekanntgeworden.
Dies hat den Vorteil, daß wegen der hohen 1. Zwischenfrequenz (etwa 2...3GHz) keine
Spiegelfrequenzfilter nötig sind und die Resonatoren usw. nur noch sehr kleine Abmessungen
aufweisen. Die Verarbeitung derart hoher Frequenzen bringt jedoch so viele Probleme
mit sich, daß dieses Konzept in Frage gestellt ist.
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Für eine gute Vorselektion sind bei den üblichen Zwischenfrequenzen
durchstimmbare, mehrkreisige Bandfilter erforderlich, die zudem bei Mehrbandempfängern
umschaltbar sein müssen. Die Wahl einer hohen Zwischenfrequenz vermindert zwar den
Aufwand an Vorselektionsmitteln, hat aber die Nachteile, daß die Selektivität der
Zwischenfrequenzbandfilter geringer ist als bei niedrigen Frequenzen, so daß man
mehr Bandfilter benötigt; außerdem ist die Verstärkung der Verstärkerelemente, d.h.
der Transistoren, bei hohen Frequenzen geringer und es ergeben sich mit zunehmender
Frequenz Probleme hinsichtlich der Stabilität der Schaltung. Auch bei mehrfacher
Frequenzumsetzung ergibt sich ein wesentlich erhöhter Aufwand an Bauelementen, so
daß der Empfänger entsprechend teurer wird.
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Es ist auch schon bekannt, die zur Ausfilterung der Zwischenfrequenzsignale
dienenden Bandfilter nicht aus Spulen und Kondensatoren aufzubauen, sondern als
Festkörperfilter. Dies können entweder Filter sein, bei denen ein Keramik- oder
Quarzplättchen zu Körperschall-Schwingungen angeregt wird, oder aber Filter, die
nach dem Oberflächenwellenprinzip arbeiten. Da diese Filter nicht kontinuierlich
abstimmbar sind, können sie jedoch nur im Zwischenfrequenzbereich eingesetzt werden.
Die zuvor beschriebenen Probleme bezüglich der Wahl einer sehr hohen Zwischenfrequenz,
um die Spiegelfrequenzen möglichst stark unterdrücken zu können, bleiben bestehen.
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Der vorliegenden Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, das im Oberbegriff
des Patentanspruches 1 beschriebene Verfahren dahingehend zu ändern, daß die Unterdrückung
der störenden Spiegelfrequenzen erreicht wird, ohne daß durchstimmbare hochfrequente
Eingangsfilter erforderlich sind, und daß es mit integrierten Bauteilen realisiert
werden kann.
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Diese Aufgabe wird gelöst durch die kennzeichnenden Merkmale des Patentanspruches
1.
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Das Verfahren, störende Signale durch eine Kompensation der zuvor
in der Phase gegeneinander verschobenen Teilsignale zu unterdrücken, ist aus der
Einseitenband-Kurzwellentechnik schon länger bekannt (siehe Meinke-Gundlach: Taschenbuch
der Hochfrequenztechnik", 1968, Seiten 1290 ff.); aus verschiedenen Gründen konnte
es sich bisher jedoch nicht ausbreiten. Auch handelt es sich bei dem bekannten Verfahren
nicht darum, in nach dem Uberlagerungsprinzip arbeitenden Empfängern die Spiegelfrequenzen
zu unterdrücken, sondern um die Unterdrückung eines Seitenbandes in Einseitenband-Modulatoren
bzw. Demodulatoren. Beim erfindungsgemäßen Verfahren werden die Signale in den beiden
Signalwegen unterschiedlich behandelt, u.zw. so, daß die Nutzanteile im Zwischenfrequenzbereich
sich bei der abschließenden Summierung verstärken, die Spiegelsignale sich gegenseitig
abschwächen. Vorzugsweise werden aus den Mischsignalen jedes Signalzweiges die zwischenfrequenten
Anteile getrennt
ausgefiltert, u.zw. bevor sie summiert werden.
Hierdurch wird erreicht, daß die von der Zwischenfrequenz weiter ab liegenden Signalfrequenzen,
die in den aus den Mischstufen kommenden Signalen noch enthalten sind, ausgefiltert
werden und bei der Summierung nicht stören.
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Vorteilhaft werden zur Mischung ein sinusförmiges und ein cosinusförmiges
Oszillatorsignal verwendet. Vorzugsweise sind jedoch die Oszillatorsignale rechteckförmig
und ebenfalls um ihrer Grundwelle gegeneinander phasenverschoben. Während sinus-bzw.
cosinusförmige Oszillatorsignale weniger Oberwellen in der Mischstufe erzeugen,
lassen sich rechteckförmige Signale mit Hilfe der Schaltungen der Digitaltechnik
erzeugen und verarbeiten.
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Eine bevorzugte Vorrichtung zur Durchführung des erfindungsgemäusen
Verfahrens ist gekennzeichnet durch die Merkmale des Patentanspruchs 5. Die Vorteile
dieser Vorrichtung und ihre vorteilhaften Ausgestaltungen ergeben sich aus den weiteren
Unteransprüchen in Verbindung mit der nachfolgenden Beschreibung von Ausführungsbeispielen,
die anhand der Zeichnungen erläutert werden.
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Es zeigen: Fig. 1 eine Empfänger-Eingangsschaltung, die nach dem erfindungsgemäßen
Prinzip zur Unterdrückung der Spiegelfrequenzsignale arbeitet, Fig. 2 eine weitere
Ausführungsform einer erfindungsgemäßen Empfänger-Eingangs schaltung, Fig. 3 ein
nach dem Oberflächenwellenprinzip arbeitendes Qua-'raturfilter, wie es bei der Erfindung
verwendet werden kann, und #ig. 4 eine Schaltungsanordnung zur Erzeugung zweier
um 1</2 gegen einander phasenverschobener rechteckförmiger Oszillatorsignale.
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In Fig. 1 wird die zu empfangende und beispielsweise von einer Antenne
aufgenommene Spannung U1 über ein Bereichsfilter BF an einen Eingangsverstärker
A gelegt. Bereichsfilter BF und Eingangsverstärker A sind beispielsweise aus der
Technik der Gemeinschaftsantennenanlagen bekannt. Das Bereichsfilter BF grenzt die
zu empfangenden Frequenzen auf die vom Gesetzgeber zugelassenen Bereiche, z.B. Mittelwelle,
UEX, VHF, UHF usw. ein. Der Eingangsverstärker A ist ein Breitbandverstärker mit
kleiner Rauschzahl und guter Großsignalfestigkeit. Das Bereichsfilter und der Breitbandverstärker
sind nicht notwendigerweise Teile des Empfängereingangs, sie können sich auch in
der Antennenanlage befinden. Am Ausgang des Eingangsverstärkers A wird das Signal
in zwei Signalwege aufgespalten. Im oberen Signalweg wird das Signal U2 einer ersten
Mischstufe M1 zugeführt. In dieser Mischstufe M1 wird das Eingangssignal U2 mit
einem Oszillatorsignal UO in an sich bekannter Weise gemischt. Am Ausgang der Mischstufe
M1 erscheint dann ein Signalgemisch U3.
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Dieses Signalgemisch wird dem einen Zweig eines Quadraturfilters QF
zugeführt. Dieser obere Zweig ist als Bandpaß BP 1 ausgeführt, dessen Bandmitte
der Zwischenfrequenz entspricht. Das gefilterte Signal U4 wird einer aktiven oder
passiven Summierungsstufe X zugeführt, wo es mit dem Signal U4 des unteren Signalweges
summiert wird.
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Im unteren Signalweg wird das Signal U'2, das aus dem Eingangsverstärker
A kommt und mit dem Signal U2 des oberen Signalweges identisch ist, einer zweiten
Mischstufe M2 zugeführt. Die Mischstufe M2 entspricht der Mischstufe M1 des oberen
Signalzweiges. Das der zweiten Mischstufe M2 zugeführte Oszillatorsignal U'O ist
gegenüber dem ersten Oszillatorsignal UO um phasenverschoben. Beide Oszillatorsignale
Uo #U'o werden einem abstimmbaren Oszillator Osc entnommen. Das Ausgangssignal U'3
der zweiten Mischstufe M2 wird dem unteren Zweig des Quadraturfilters QF zugeführt.
Der untere Zweig des Quadraturfilters QF besteht ebenfalls aus einem auf die Zwischenfrequenz
abgestimmten Bandpaß BP2; er enthält jedoch zusätzlich einen breitbandigen
Phasenschieber
PS, in dem das Signal U'3 wenigstens in der Umgebung der Zwischenfrequenz um ist/2
in der Phase verschoben wird, bevor es als Signal U"3 dem Bandpaß BP2 zugeführt
wird.
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Das in der Phase verschobene sowie gefilterte Signal U'4 wird der
Summierungsstufe# zugeführt, wo es mit dem Signal U4 des oberen Signalzweiges summiert
wird und das endgültige Zwischenfrequenzsignal U5 bildet. Das Signal U5 kann dann
in einer der bekannten Schaltungen weiterverstärkt, gefiltert und demoduliert werden.
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Es soll an dieser Stelle darauf hingewiesen werden, daß sowohl das
Bereichsfilter BF als auch der Eingangsverstärker A am Eingang der Schaltung sowie
die beiden Bandpässe BP 1 und BP 2 des Quadraturfilters QF für die Funktion der
Schaltungsanordnung eigentlich entbehrlich wären. Lediglich die Tatsache, daß die
realen Bauelemente keine idealen Kennlinien besitzen, läßt es geraten erscheinen,
diese zusätzlichen Filter vorzusehen. Die Bandpässe BP 1 und BP 2 des Quadraturfilters
QF können sehr breitbandig ausgelegt werden; auch sind anstelle von Bandpässen Tiefpässe
oder itochpässe entsprechender Grenzfrequenz möglich, wenn die Frequenzen sämtlicher
Empfangskanäle über bzw. unter der Zwischenfrequenz liegen. Der wesentliche Teil
der Zwischenfrequenz selektion erfolgt erst nach dem Summierungsglied i.
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Auch kann der Eingangsverstärker A bei Bedarf mit negativem Verstärkungsfaktor,
d.h. als Abschwächer arbeiten.
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Aufgrund der Tatsache, daß das Oszillatorsignal U10 des unteren Signalzweiges
um i/2 in der Phase gegenüber dem Oszillatorsignai UO des oberen Signalzweiges verschoben
ist und daß das Signalgemlsch U'3 des unteren Signalzweires in der Phasenschieberstufe
PS zusätzlich um kl5/2 phasenverschoben wird, haben die Nutzsignalanteile der Signale
U4 bzw. U\; gegeneinander keine Phasenverschiebung. Die Spiegelfrequenzanteile besitzen
jedoch eine gegenseitige Phasenverschiebung von Aus diesem Grunde werden in der
Summierungsstufe £ die spigeifrequenten Signalanteile gegenseitig kompensiert, während
sich die Nutzsignalanteile addieren.
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Fig. 2 zeigt eine Variante der in Fig. 1 dargestellten und erläuterten
Schaltungsanordnung. In dieser Ausführungsform werden den beiden Signalzweigen unterschiedliche
Spannungen zugeführt, u.zw. so, daß die Spannung U'2 = -U2 ist. Aus diesem Grunde
werden in der Summierungsstufe #' die beiden Signale U4 und U"4 nicht addiert, sondern
subtrahiert. Diese Schaltungsvariante hat den Vorteil, daß als aktive Summierungsstufe
ein sogenannter Differentialverstärker eingesetzt werden kann, der sich für die
monolithische Integration besonders gut eignet.
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Die Güte der Spiegelfrequenzdämpfung ist abhängig von der genauen
Einhaltung der exakten Phasenverschiebung sowohl zwischen den beiden Oszillatorsignalen
als auch im Quadraturfilter und von der Gleichheit der Pegel in beiden Signalkanälen.
Während eine exakte Einhaltung der Phasenverschiebung von #/2 zwischen den beiden
Oszillatorsignalen einfach zu erreichen ist, ist die Einhaltung dieser Bedingung
bei einem breitbandigen Phasenschieber schwieriger. Aus diesem Grunde schlägt die
Erfindung vor, das Quadraturfilter als Oberflächenwellenfilter auszubilden.
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Fig. 3 zeigt ein derartiges Filter in einer schematischen Darstellung.
Man erkennt ein piezoelektrisches Substrat 1, auf dem ein Eingangswandler E1 und
ein Ausgangswandler A1 für den oberen Signalzweig sowie ein Eingangswandler Eo und
ein Ausgangswandler A, f~iir den unteren Signalzweig Vorgesehen sind.
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Bezüglich der Dereciiliting und Herstellung derartiger Oberfächenwellenfilter
sowie ihrer ~Jirkungsweise kann auf die einschlägige Literatur, beispielsweise auf
die Zeitschrift "Funkschau" 1974, lieft 24, Seiten 929 bis 931 verwiesen werden.
Der Abstand zwischen Eingangs- und Ausgangswandler 1 ,A I im oberen signal- Signalzweig
beträgt D. Der Abstand d zwischen zwei Wandlerfingern ist mit der Mittenfrequenz
des Filters sowie mit dem Material des Substrats über die Gleichung d = #### verknüpft
(v3 = Schallgeschwindigkeit; fm = Mittenfrequenz des Filters). @m
unteren
Signalzweig sind Eingangswandler E2 und Ausgangswandler A2 um einen zusätzlichen
Abstand d/2 weiter gegeneinander entfernt als die Wandler E1,A1 des oberen Signalzweiges.
Dadurch ergibt sich eine zusätzliche Laufzeit der Schallwelle zwischen Eingangswandler
und Ausgangswandler, die einer Phasenverschiebung um IL/2 entspricht. Um die beiden
Filterkanäle möglichst gleich zu bekommen und eine ausreichend geringe Abweichung
gegenüber dem Sollwert der Phase von /2 sicherzustellen, ist es vorteilhaft, die
Wandlerfinger in ihrer Länge nicht zu variieren, d.h. keine wichtung vorzunehmen.
Die Anzahl der Wandlerfinger soll außerdem so gewählt werden, daß die Bandbreite
der Filter größer als die gewünschte endgültige Kanalbreite des Zwischenfrequenzsignals
ist, da so die Phasenlinearität der Filter sicher über das gesamte Nutzband reicht.
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Filter nach dem Oberflächenwellenprinzip besitzen in der genannten
Ausführung prinzipiell eine lineare Abhängigkeit der Phase von der Frequenz. Diese
Eigenschaft der Oberflächenwellenfilter kommt somit dem erfindungsgemäßen Konzept
besonders entgegen.
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Es ist auch möglich, das Quadraturfilter in Form einer nach dem Ladungstransportprinzip
(CTD = Charge Transfer Device) arbeitenden integrierten Halbleiterschaltung zu realisieren.
Die heute erhältlichen und nach diesem Prinzip arbeitenden Filter und Verzögerungsleitungen
besitzen noch eine niedrige Arbeitsfrequenz. Dies ist jedoch kein Nachteil, da die
Zwischenfrequenz beim erfindungsgemäßen Uberlagerungsempfänger im Gegensatz zu den
herkömmlichen t;berlagerungsempfängern frei gewählt werden kann, da die Spiegelfrequenzen
nicht durch BandElterung, sondern durch Kompensation gedämpft werden.
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Fig. 4 zeigt eine Schaltungsanordnung zur Erzeugung zweier rechteckförmiger,
um ll/2 ihrer Grundwelle gegeneinander phasenverschobener Oszillatorsignale. Man
erkennt einen Frequenzgenerator FG, der mit der doppelten Oszillatorfrequenz 2fo
schwingt.
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Die Oszillatorschaltung FG kann freilaufend oder auch ouarzgerastet
sein.
Das Signal mit der Frequenz 3f wird einem Begrenzer L zugeführt und in Rechteckpulse
P2 mit dem Tastverhältnis 1:1 umgewandelt. Das Pulssignal P2 wird in drei Pfade
autgespalten. Der oberste Pfad führt direkt an den Eingang eines Zweifach-UND-Gatters
UG 1. Der mittlere Pfad führt zu einem Frequenzteiler FT, in dem die Pulsfolge P2
im Verhältnis 2:1 zur Pulsfolge P1 heruntergeteilt wird. Die Pulse P1 werden dem
zweiten Eingang des ersten UND-Gatters UG 1 sowie dem ersten Eingang eines zweiten
Zwei-fach-UND-Gatters UG 2 zugeführt. Im dritten Pfad werden die Pulse P2 in einem
Inverter I invertiert und als Pulsfolge -P2 dem zweiten Eingang des zweiten UND-Gatters
UG2 zugeführt. Durch die Verknüpfung der Impulsfolgen P1, P2 und -P2 erscheint am
Ausgang des ersten Gatters UG1 eine oszillatorfrequente Pulsfolge P1*P2, die als
Oszillatorsignal UO der ersten Mischstufe M1 zugeführt werden kann. Am Ausgang des
zweiten Gatters UG2 erscheint eine ebenfalls oszillatorfrequente Pulsfolge P1.P2,
die gegenüber der des ersten Gatters um exakt#/2 in der Phase ihrer Grundwelle verschoben
ist und die als Oszillatorsignal U'O der zweiten Mischstufe M2 zugeführt wird.
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Es hat sich herausgestellt, daß im Prinzip für die Auslöschung der
Spiegelfrequenzen kein Unterschied besteht, wenn als Oszillatorsignale sinus- und
cosinusförmige Spannungen oder Rechteck spannungen verwendet werden. Bei einer weiteren
Variante des erfindungsgemäßen Empfängers kann die in Fig. 4 gezeigte Oszillatorsignalerzeugung
vorteilhaft mit einer programmierbaren Frequenzteilerschaltung und einem Referenzoszillator
nebst Phasenregelschleife (PLL) zur digitalen Kanalwahl vereint werden.
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18 Patentansprüche 4 Figuren
L e e r s e i t e