JP5622592B2

JP5622592B2 - 多相ミキサ

Info

Publication number: JP5622592B2
Application number: JP2010548442A
Authority: JP
Inventors: 克人清水; 陽平森下
Original assignee: Panasonic Corp; Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Corp; Panasonic Holdings Corp
Priority date: 2009-01-29
Filing date: 2010-01-29
Publication date: 2014-11-12
Anticipated expiration: 2030-01-29
Also published as: US20110279164A1; US8476952B2; JPWO2010087201A1; WO2010087201A1

Description

本発明は、無線通信システムにおける高周波処理部に用いられるミキサのセルフミキシングの抑制技術、及び、ミキサの高調波応答の抑圧技術に関する。

テレビチューナは、テレビ放送信号に割り当てられている広い受信帯域をカバーする必要がある。例えば、日本においては、ＶＨＦ（Very High Frequency）チャネル（100MHz帯、200MHz帯）、ＵＨＦ（Ultra High Frequency）チャネル（470MHz〜770MHz）に対応する必要がある。また、ソフトウェア無線機は、異なる無線帯域を使用する複数の無線システムに対応する必要がある。

一般的に、無線機受信部を構成するミキサに対して、ミキサを駆動するための局部発振信号の奇数倍の周波数帯の無線周波数信号を入力すると、ミキサの非線形性に起因して、所望周波数を有する受信信号出力の近傍の周波数へと周波数変換された妨害信号が出力される。また、一般的に、ミキサを差動構成として、後段回路にて差動合成することで、局部発振信号の偶数倍の高調波応答を抑圧することは可能である。しかし、差動回路間のミスマッチに起因して、局部発振信号の偶数倍の周波数帯の無線周波数信号を入力した場合には、所望周波数を有する受信信号出力の近傍の周波数へと周波数変換された妨害信号が出力される。以下、この妨害信号を高調波応答と呼ぶ。

ここで、テレビチューナや、ソフトウェア無線機は対応すべき受信帯域が広く、所望周波数の信号を受信する時の信号振幅と、高調波応答に起因して出力される所望周波数成分以外の信号振幅との比が所定値になると受信感度が劣化する。そこで、出力波形を正弦波に近づけることで、高調波応答を抑圧する技術が知られている（特許文献１から特許文献６、非特許文献１及び非特許文献２参照）。

また、近年、無線機受信部の回路簡素化を目的として、高周波処理ミキサの出力周波数をゼロヘルツ近傍の周波数に設定するダイレクトコンバージョン受信方式、あるいは、Ｌｏｗ−ＩＦ（Intermediate Frequency）受信方式が主流になっている。これらの構成では、局部発振信号がミキサのＲＦ入力端へと漏洩し、この漏洩成分が前段の回路で反射して、再度ミキサに入力されミキサからＤＣ成分が出力される。このＤＣ成分の振幅の変動により、受信品質が劣化することが知られている。以下、この現象をセルフミキシングと呼ぶ。

一般的にミキサの前段に接続される低雑音増幅器（Low Noise Amplifier：ＬＮＡ）の利得設定を変化させることにより、ＬＮＡとミキサとの反射係数が変化する。また、アンテナ周辺状況の変化により、アンテナとその後段回路との反射係数が変化する。これらの反射係数の変化に起因して、局部発振信号の漏洩成分の振幅が変動する。その結果、ＤＣ（Direct Current）成分の振幅が変動し、受信感度の劣化（セルフミキシング）の要因となる。このセルフミキシングを抑制するために、ミキサの駆動信号の１周期に対するオン期間の比率（以下、ＤＵＴＹ比と呼ぶ）を２５％とする技術が知られている（非特許文献３参照）。

さらに、近年では、電荷サンプリングと呼ばれる技術があり、図１に示すような構成の電荷サンプリング回路１０が知られている（例えば、非特許文献４参照）。スイッチ２は、制御端子１１より入力される矩形パルスからなる制御信号によってオン・オフ制御され、スイッチ２がオンとなっている期間のみ、電流源１から出力される電流が容量素子３へ
と充電される。

この充電期間に応じて、電流積分効果によるフィルタ特性が得られる。ここで、減衰極周波数のうち、ゼロヘルツに一番近い周波数は、制御信号のＤＵＴＹ比によって変化することが知られている。具体的には、ＤＵＴＹ比をＮ％とすると、制御信号（局部発振信号）の周波数の１００／Ｎ倍の周波数位置に減衰極が生成される。

米国特許第３９６２５５１号明細書米国特許第５２２０６０７号明細書特開昭５５−０９５１７８号公報特表２００５−５３６０９９号公報特表２００７−５３５８３０号公報国際公開第２００８／０３２７８２号特開２００４−２８９７９３号公報

R. Bagheri, et al,"An 800MHz to 5GHz Software-Defined RadioReceiver in 90nm CMOS", Dig. Tech. Papers of the 2006 IEEE International Solid-State Circuits Conference(ISSCC), Feb., 2006, pp.480-481. Weldon, J.A. et al, "A 1.75GHz Highly-Integrated Narrow-Band CMOS Transmitter with Harmonic-Rejection Mixers", Section 10.4 of Dig. Tech. Papers of the 2001 IEEE ISSCC, Feb. 5-7, 2001, pp.160-162. Petrov, A.R.,"System approach for low 1/f noise, high IP2 dynamic range CMOS mixer design", University/Government/Industry Microelectronics Symp., 2003. Proc. of the 15th Biennial, June 30-July 2, 2003, pp.74 - 77. Gang XU, et al,"Comparison of Charge Sampling and Voltage Sampling", Proc. of the 43rd IEEE Midwest Symp. on Circuits and Systems, Aug. 8-11, 2000, pp.440-443.

非特許文献４に示す電荷サンプリング回路構成において、非特許文献３のようにＤＵＴＹ比を２５％とすれば、セルフミキシングを抑制することができると考えられる。ここで、電荷サンプリング構成での電流積分効果により得られる減衰極を、高調波応答の抑圧に利用することもできるが、ＤＵＴＹ比を２５％などの５０％未満の値に設定すると、ＤＵＴＹ比が５０％の時に生成されていた局部発振信号の２倍の減衰極が、局部発振信号に対する、より高次の周波数へとシフトするため、低次数の高調波応答を抑圧できなくなるという課題がある。このように、電荷サンプリング回路構成において、セルフミキシングの抑制と、希望周波数帯域に近い低次数の高調波応答の抑制を同時に実現することはできない。

本発明の目的は、電荷サンプリング回路構成において、セルフミキシングの抑制と低次数の高調波応答の抑制を同時に実現できるミキサを提供することである。

本発明の多相ミキサは、第一に、電圧信号を電流信号に変換するトランスコンダクタアンプと、前記トランスコンダクタアンプの後段に並列に接続されたＮ個（Ｎは２以上の自然数）の第１積分素子と、前記Ｎ個の第１積分素子の各々に対して並列に２個ずつ接続さ
れた２Ｎ個のミキサと、を備え、前記Ｎ個の第１積分素子のいずれにおいても、同じ第１積分素子に接続された２個のミキサは、１８０°位相の異なる同一周波数のパルス列で構成される駆動信号で制御される構成をとる。

この構成により、ミキサの高調波応答の抑制を実現できる。

本発明の多相ミキサは、第二に、第一の構成をとる多相ミキサであって、前記２Ｎ個のミキサを制御する前記駆動信号の各々は、１周期に対するオン期間の比が１００／２Ｎ（％）となる構成をとる。

この構成により、ミキサのセルフミキシングの抑制と、ミキサの高調波応答の抑制を同時に実現できる。

本発明の多相ミキサは、第三に、第一、または、第二の構成をとる多相ミキサであって、前記２Ｎ個のミキサは、互いに１８０／Ｎ（°）ずつ位相の異なる同一周波数のパルス列で構成される駆動信号で制御され、前記２Ｎ個のミキサのうち、オン期間が隣り合うパルス列で構成される駆動信号で制御されるＮ個のミキサは、同一の第２積分素子に接続される構成をとる。

本発明の多相ミキサは、第四に、第一、または、第二の構成をとる多相ミキサであって、前記２Ｎ個のミキサは、互いに１８０／Ｎ（°）ずつ位相の異なる同一周波数のパルス列で構成される駆動信号で制御され、前記２Ｎ個のミキサのうち、オン期間の位相差が１８０°であるパルス列で構成される駆動信号で制御される２個のミキサは、同一の第２積分素子に接続される構成をとる。

本発明の多相ミキサは、第五に、第一から第四のいずれかの構成をとる多相ミキサであって、前記２Ｎ個のミキサは、互いに同時にオン状態にならないようなパルス列からなる駆動信号で制御される構成をとる。

本発明の多相ミキサは、第六に、第一から第五のいずれかの構成をとる多相ミキサであって、前記Ｎは２となる構成をとる。

本発明の多相ミキサは、第七に、第一から第五のいずれかの構成をとる多相ミキサであって、前記Ｎは３となる構成をとる。

本発明の多相ミキサは、第八に、電圧信号を電流信号に変換するトランスコンダクタアンプと、前記トランスコンダクタアンプの後段に並列に接続された第１積分素子と、前記第１積分素子に対して並列に接続され、互いにＬ°（Ｌは１８０未満の正の値）ずつ位相の異なる同一周波数のパルス列で構成される駆動信号で制御されるＭ個（Ｍは２以上の自然数）のミキサと、を備え、ＬにＭを乗算した値は３６０であり、前記Ｍ個のミキサのうち、オン期間が隣り合うパルス列で構成される駆動信号で制御されるＰ個（Ｐは、Ｍ未満の自然数）のミキサは、同一の第２積分素子に接続される構成をとる。

本発明の多相ミキサは、第九に、第八の構成をとる多相ミキサであって、前記Ｍ個のミキサを制御する前記駆動信号の各々は、１周期に対するオン期間の比が１００／Ｍ（％）となる構成をとる。

本発明の多相ミキサは、第十に、第八、または、第九の構成をとる多相ミキサであって、前記Ｍ個のミキサは、互いに同時にオン状態にならないようなパルス列からなる駆動信号で制御される構成をとる。

本発明の多相ミキサは、第十一に、第八から第十のいずれかの構成をとる多相ミキサであって、前記Ｌは９０であり、前記Ｍは４であり、前記Ｐは２となる構成をとる。

本発明の多相ミキサは、第十二に、第八から第十のいずれかの構成をとる多相ミキサであって、前記Ｌは６０であり、前記Ｍは６であり、前記Ｐは３となる構成をとる。

本発明の多相ミキサは、第十三に、電圧信号を電流信号に変換するトランスコンダクタアンプと、前記トランスコンダクタアンプの後段に並列に接続された第１積分素子と、前記第１積分素子に対して並列に接続され、互いにＬ°（Ｌは１８０未満の正の値）ずつ位相の異なる同一周波数のパルス列で構成される駆動信号で制御されるＭ個（Ｍは２以上の自然数）のミキサと、を備え、ＬにＭを乗算した値は３６０であり、前記Ｍ個のミキサのうち、オン期間の位相差が１８０°であるパルス列で構成される駆動信号で制御される２個のミキサは、同一の第２積分素子に接続される構成をとる。

本発明の多相ミキサは、第十四に、第十三の構成をとる多相ミキサであって、前記Ｍ個のミキサを制御する前記駆動信号の各々は、１周期に対するオン期間の比が１００／Ｍ（％）となる構成をとる。

本発明の多相ミキサは、第十五に、第十三、または、第十四の構成をとる多相ミキサであって、前記Ｍ個のミキサは、互いに同時にオン状態にならないようなパルス列からなる駆動信号で制御される構成をとる。

本発明によれば、電荷サンプリング回路構成において、セルフミキシングの抑制と低次数の高調波応答の抑制を同時に実現できる。

従来の電荷サンプリング回路の構成図実施の形態１における多相ミキサの一例を示す図４相ミキサの制御信号波形を示す図実施の形態１における多相ミキサの別の例を示す図図４の多相ミキサによる減衰特性のシミュレーション結果を示す図実施の形態１における多相ミキサの別の例を示す図図６の多相ミキサによる減衰特性のシミュレーション結果を示す図実施の形態２における多相ミキサの一例を示す図６相ミキサの制御信号波形を示す図図８の多相ミキサによる減衰特性のシミュレーション結果を示す図実施の形態３における多相ミキサの一例を示す図図１１の多相ミキサによる減衰特性のシミュレーション結果を示す図実施の形態４における多相ミキサの一例を示す図図１３の多相ミキサによる減衰特性のシミュレーション結果を示す図実施の形態５における多相ミキサの一例を示す図図１５の多相ミキサによる減衰特性のシミュレーション結果を示す図実施の形態６における多相ミキサの一例を示す図図１７の多相ミキサによる減衰特性のシミュレーション結果を示す図実施の形態７における多相ミキサの一例を示す図図１９の多相ミキサによる減衰特性のシミュレーション結果を示す図実施の形態８における多相ミキサの一例を示す図実施の形態８における４相ミキサの制御信号波形を示す図図２１の多相ミキサによる減衰特性のシミュレーション結果を示す図

以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しつつ詳細に説明する。

（実施の形態１）
本実施の形態は、ＤＵＴＹ比が５０％未満となる制御信号、具体的には、ＤＵＴＹ比１／４（２５％）の制御信号を用いて４つの電荷サンプリングミキサを駆動する直交復調器構成（４相ミキサ）において、前記電荷サンプリングミキサの前段に残留する電荷を利用して、ＦＩＲフィルタを形成し、局部発振周波数の偶数倍の高調波応答を抑圧する構成に関して説明するものである。

図２は、本実施の形態に係る多相ミキサの構成の一例である。図２に示すように、多相ミキサ１００は、電圧を電流に変換するトランスコンダクタアンプ（ＴＡ：Transconductance Amplifier）１０１と、ミキサ１０２と、ミキサ１０３と、ミキサ１０４と、ミキサ１０５と、容量１０６と、容量１０７と、容量１０８と、容量１０９と、制御信号生成部１１０と、を備え、入力端子１３１より入力される信号を周波数変換して、出力端子１３
２より出力信号１５１を、出力端子１３３より出力信号１５２を、出力端子１３４より出力信号１５３を、出力端子１３５より出力信号１５４を、それぞれ出力する。

ＴＡ１０１は、入力端子１３１より入力される交流電圧を交流電流に変換する。ミキサ１０２は、ＴＡ１０１に接続され、制御信号生成部１１０より出力される制御信号１４１によって駆動される。ミキサ１０３は、ＴＡ１０１に接続され、制御信号生成部１１０より出力される制御信号１４３によって駆動される。ミキサ１０４は、ＴＡ１０１に接続され、制御信号生成部１１０より出力される制御信号１４２によって駆動される。ミキサ１０５は、ＴＡ１０１に接続され、制御信号生成部１１０より出力される制御信号１４４によって駆動される。ミキサ１０２、ミキサ１０３、ミキサ１０４、ミキサ１０５は、制御信号によって駆動され、アクティブ状態となる期間中のみ、ＴＡ１０１より出力される交流電流を、容量１０６、容量１０７、容量１０８、容量１０９に対して充電する。すなわち、ＴＡ１０１より出力される電流を、制御信号にて駆動するミキサ１０２、ミキサ１０３、ミキサ１０４、ミキサ１０５によって、容量１０６、容量１０７、容量１０８、容量１０９に振り分けて充電する。容量１０６、容量１０７、容量１０８、容量１０９は、それぞれ、ミキサ１０２、ミキサ１０３、ミキサ１０４、ミキサ１０５に対する負荷である。

なお、以下の説明において、ミキサ１０２、ミキサ１０３、ミキサ１０４、ミキサ１０５、より構成されるブロックをミキサブロックと呼ぶ。

図３は、制御信号１４１、制御信号１４２、制御信号１４３、及び、制御信号１４４の時間波形を示す図である。制御信号１４１、制御信号１４２、制御信号１４３、及び、制御信号１４４は、ＤＵＴＹ比１／４の同一周期の矩形波であり、好ましくは、異なる制御信号間でＨｉ区間が重ならないように波形を整形する。以下、この波形の整形をノンオーバラップ波形整形と呼ぶ。

このような制御信号を用いて多相ミキサ１００を駆動することで、出力端子１３２、出力端子１３３、出力端子１３４、出力端子１３５には、それぞれ、Ｉ正相、Ｉ負相、Ｑ正相、Ｑ負相に対応する出力信号１５１、出力信号１５２、出力信号１５３、及び、出力信号１５４が出力される。ここで、容量１０６、容量１０７、容量１０８、容量１０９への電流の充電時間は、局部発振信号の周期の１／４であるので、電流積分効果による減衰極は、局部発振信号の４の定数倍の周波数に生成される。また、図２に示す多相ミキサは、ＤＵＴＹ比１／４の制御信号のみで駆動するため、セルフミキシングを抑制する効果を有する。

次に、図２に示す多相ミキサは、図４に示す多相ミキサ構成としてもよい。図４は、本実施の形態に係る多相ミキサの構成の他の例である。

図４の多相ミキサ３００が図２に示す多相ミキサ１００と異なる点は、ＴＡ１０１と、ミキサブロック（ミキサ１０２、１０３、１０４、１０５からなる）との間に、直列に、積分素子として容量３０１を接続している点である。なお、容量３０１と、容量１０６、容量１０７、容量１０８及び容量１０９とを区別して、以下では、容量３０１を第１積分素子と呼び、容量１０６、容量１０７、容量１０８及び容量１０９を第２積分素子と呼ぶ。ＴＡ１０１とミキサブロックとの間に、容量３０１を直列に設けることにより、ＴＡ１０１と、ミキサブロックとの最適動作点が異なる場合に、各々の動作点を独立に設定するため、あるいは、ＴＡ１０１で発生する１／ｆ雑音を抑制するために用いることができる。なお、その他の動作、作用については、図２に示す多相ミキサ１００と同一である。すなわち、容量１０６、容量１０７、容量１０８、容量１０９への電流の充電時間は、局部発振信号の周期の１／４であるので、電流積分効果による減衰極は、図５の実線で囲った
ように、局部発振信号の４の定数倍の周波数に生成される。例えば、図５では、電流積分効果による減衰極が、局部発振信号の周波数（６００ＭＨｚ）の４倍の周波数（２．４ＧＨｚ）に生成されている。ここで、図５は、図２の多相ミキサ１００、あるいは、図４の多相ミキサ３００による減衰特性のシミュレーション結果である。また、図４に示す多相ミキサは、ＤＵＴＹ比１／４の制御信号のみで駆動するため、セルフミキシングを抑制する効果を有する。

次に、電流積分効果による減衰極を局部発振信号の偶数倍の周波数に生成するとともに、セルフミキシングを抑制することが可能な構成について図６を用いて説明する。

図６は、本実施の形態に係る多相ミキサの構成の他の例である。図６の多相ミキサ４００が図２に示す多相ミキサ１００と異なる点は、ＴＡ１０１と、ミキサ１０２及び１０３との間に、直列に、容量４０１を接続するとともに、ＴＡ１０１と、ミキサ１０４及び１０５との間に、直列に、容量４０２を接続している点である。なお、容量４０１及び容量４０２と、容量１０６、容量１０７、容量１０８及び容量１０９とを区別して、以下では、容量４０１及び容量４０２を第１積分素子と呼び、容量１０６、容量１０７、容量１０８及び容量１０９を第２積分素子と呼ぶ。

多相ミキサ４００を半導体基板上に実装すると、ＴＡ１０１と容量４０１の一端との接続ノードと、ＴＡ１０１と容量４０２の一端との接続ノードと、容量４０１の他端とミキサ１０２、及びミキサ１０３との接続ノードと、容量４０２の他端とミキサ１０４、及びミキサ１０５との接続ノードと、にそれぞれ対接地の寄生容量がつながることになる。

ここで、例えば、ミキサ１０２がアクティブ、ミキサ１０３、ミキサ１０４、ミキサ１０５が非アクティブとなる期間を考える。ミキサ１０２がアクティブなので、ＴＡ１０１、及び、ミキサ１０２周辺の寄生容量との間で電荷共有が行われるが、図６の構成とすることで、容量１０６と、容量４０１の他端とミキサ１０２、及びミキサ１０３との接続ノードに存在する寄生容量と、の間の電荷共有が支配的となる。

同様に、ミキサ１０３がアクティブの場合には、容量１０７と、容量４０１の他端とミキサ１０２、及びミキサ１０３との接続ノードに存在する寄生容量と、の間の電荷共有が支配的であり、ミキサ１０４、あるいは、ミキサ１０５がアクティブの場合には、容量１０８あるいは容量１０９と、容量４０２の他端とミキサ１０４、及びミキサ１０５との接続ノードに存在する寄生容量と、の間の電荷共有が支配的となる。

すなわち、負荷容量と前述の支配的な寄生容量との間の電荷共有によって、電流積分効果による減衰極以外に、局部発振信号の偶数倍の周波数に減衰極を生成することができる。例えば、図７に示すように、実線で囲まれた部分に存在する電流積分効果による減衰局に加えて、局部発振信号の偶数倍の周波数に減衰極（点線で囲まれた部分）が生成される。図７の例では、局部発振信号の周波数（６００ＭＨｚ）の２倍の周波数（１．２ＧＨｚ）に減衰極が生成されている。ここで、図７は、図６の多相ミキサ４００による減衰特性のシミュレーション結果である。さらに、図６に示す多相ミキサ４００は、ＤＵＴＹ比１／４の制御信号のみで駆動するため、セルフミキシングを抑制する効果をも有する。

なお、本実施の形態では、局部発振信号の偶数倍の周波数に減衰極を生成することを目的として、図６に示す多相ミキサ４００のように、１８０度位相差で駆動される複数のミキサの前段に容量素子を接続する構成としたが、局部発振信号の偶数倍の周波数に減衰極を生成することを目的としない場合には、任意の位相差で駆動される２つあるいは、３つのミキサの前段を容量にて接続する構成として、残留電荷によるフィルタ効果をアレンジしてもよい。

さらに、本実施の形態では、ＤＵＴＹ比１／４の制御信号を用いたが、これに限らず、ＤＵＴＹ比１／４未満の制御信号を用いてもよい。

（実施の形態２）
本実施の形態は、ＤＵＴＹ比が５０％未満となる制御信号、具体的には、ＤＵＴＹ比１／６の制御信号を用いて６つの電荷サンプリングミキサを駆動する６相ミキサにおいて、前記電荷サンプリングミキサの前段に残留する電荷を利用して、ＦＩＲフィルタを形成し、局部発振周波数の偶数倍の高調波応答を抑圧する構成に関して説明するものである。

図８は、本実施の形態に係る多相ミキサの構成の一例である。図８に示すように、多相ミキサ５００は、ＴＡ５０１と、ミキサ５０２と、ミキサ５０３と、ミキサ５０４と、ミキサ５０５と、ミキサ５０６と、ミキサ５０７と、容量５０８と、容量５０９と、容量５１０と、容量５１１と、容量５１２と、容量５１３と、制御信号生成部５１４と、容量５１５と、容量５１６と、容量５１７と、を備え、入力端子５３１より入力される信号を周波数変換して、出力端子５３２より出力信号５５１を、出力端子５３３より出力信号５５２を、出力端子５３４より出力信号５５３を、出力端子５３５より出力信号５５４を、出力端子５３６より出力信号５５５を、出力端子５３７より出力信号５５６を、それぞれ出力する。なお、以下では、容量５１５、容量５１６及び容量５１７を、第１積分素子と呼び、容量５０８、容量５０９、容量５１０、容量５１１、容量５１２及び容量５１３を第２積分素子と呼ぶ。

ＴＡ５０１は、入力端子５３１より入力される交流電圧を交流電流に変換する。

ミキサ５０２は、ＴＡ５０１に接続され、制御信号生成部５１４より出力される制御信号５４１によって駆動される。ミキサ５０３は、ＴＡ５０１に接続され、制御信号生成部５１４より出力される制御信号５４２によって駆動される。ミキサ５０４は、ＴＡ５０１に接続され、制御信号生成部５１４より出力される制御信号５４３によって駆動される。ミキサ５０５は、ＴＡ５０１に接続され、制御信号生成部５１４より出力される制御信号５４４によって駆動される。ミキサ５０６は、ＴＡ５０１に接続され、制御信号生成部５１４より出力される制御信号５４５によって駆動される。ミキサ５０７は、ＴＡ５０１に接続され、制御信号生成部５１４より出力される制御信号５４６によって駆動される。

ミキサ５０２、ミキサ５０３、ミキサ５０４、ミキサ５０５、ミキサ５０６、ミキサ５０７は、制御信号によって駆動され、アクティブ状態となる期間中のみ、ＴＡ５０１より出力される交流電流を、容量５０８、容量５０９、容量５１０、容量５１１、容量５１２、容量５１３に対して充電する。すなわち、ＴＡ５０１より出力される電流を、制御信号にて駆動するミキサ５０２、ミキサ５０３、ミキサ５０４、ミキサ５０５、ミキサ５０６、ミキサ５０７によって、容量５０８、容量５０９、容量５１０、容量５１１、容量５１２、容量５１３に振り分けて充電する。すなわち、図８に示す多相ミキサ５００は、図６に示す多相ミキサ４００を、４相構成から、６相構成に拡張したものである。

容量５０８、容量５０９、容量５１０、容量５１１、容量５１２、容量５１３は、それぞれ、ミキサ５０２、ミキサ５０３、ミキサ５０４、ミキサ５０５、ミキサ５０６、ミキサ５０７に対する負荷である。

容量５１５は、ＴＡ５０１とミキサ５０２、ミキサ５０５との間を容量結合するための容量である。容量５１６は、ＴＡ５０１とミキサ５０３、ミキサ５０６との間を容量結合するための容量である。容量５１７は、ＴＡ５０１とミキサ５０４、ミキサ５０７との間を容量結合するための容量である。

図９は、制御信号５４１、制御信号５４２、制御信号５４３、制御信号５４４、制御信号５４５、及び、制御信号５４６の時間波形を示す図である。制御信号５４１、制御信号５４２、制御信号５４３、制御信号５４４、制御信号５４５、及び、制御信号５４６は、ＤＵＴＹ比１／６の同一周期の矩形波であり、好ましくは、各制御信号間に対して、ノンオーバラップ波形整形を行う。

このような制御信号を用いて多相ミキサ５００を駆動することで、出力端子５３２、出力端子５３３、出力端子５３４、出力端子５３５、出力端子５３６、出力端子５３７には、それぞれ、周波数変換後のベースバンド帯における６０度位相差の関係となる、出力信号５５１、出力信号５５２、出力信号５５３、出力信号５５４、出力信号５５５、及び、出力信号５５６が出力される。

ここで、容量５０８、容量５０９、容量５１０、容量５１１、容量５１２、容量５１３への電流の充電時間は、局部発振信号の周期の１／６であるので、電流積分効果による減衰極は、局部発振信号の６の定数倍の周波数に生成される。例えば、図１０の実線で囲ったように、電流積分効果による減衰局は、局部発振信号の周波数（６００ＭＨｚ）の６倍の周波数（３．６ＧＨｚ）に減衰極が生成される。ここで、図１０は、図８の多相ミキサ５００による対応する減衰特性のシミュレーション結果である。

今、第１積分素子である容量５１５、容量５１６、及び、容量５１７は、異なる位相の制御信号で駆動されるミキサのうち、１８０度位相差の制御信号で駆動されるミキサ同士を容量の一端で結合することで、ミキサがアクティブ化されている期間に、負荷容量と電荷共有する寄生容量に蓄積される電荷を選択的に利用する。すなわち、実施の形態１にて説明したのと同様に、電流積分効果による減衰極以外に、局部発振信号の偶数倍の周波数に減衰極を生成することができる。例えば、図１０に示すように、実線で囲まれた部分に存在する電流積分効果による減衰局に加えて、局部発振信号の偶数倍の周波数に減衰極（点線で囲まれた部分）が生成される。図１０の例では、局部発振信号の周波数（６００ＭＨｚ）の２倍の周波数（１．２ＧＨｚ）に減衰極が生成されている。さらに、図８に示す多相ミキサは、ＤＵＴＹ比１／６の制御信号のみで駆動するため、セルフミキシングを抑制する効果をも有する。

なお、本実施の形態では、局部発振信号の偶数倍の周波数に減衰極を生成することを目的として、図８に示す多相ミキサ５００のように、１８０度位相差で駆動される２つのミキサの前段に容量を接続する構成としたが、局部発振信号の偶数倍の周波数に減衰極を生成することを目的としない場合には、任意の位相差で駆動される複数のミキサの前段を容量にて接続する構成として、残留電荷によるフィルタ効果をアレンジしてもよい。

さらに、本実施の形態では、ＤＵＴＹ比１／６の制御信号を用いたが、これに限らず、ＤＵＴＹ比１／６未満の制御信号を用いてもよい。

ここで、実施の形態１では４相ミキサ、本実施の形態では６相ミキサ構成に関して説明したが、偶数相のミキサ構成にて、１８０度位相差でアクティブ化されるミキサの前段を第１積分素子としての容量で結合することで、電流積分効果による減衰極以外に、局部発振信号の偶数倍の周波数に減衰極を生成することができる。

（実施の形態３）
本実施の形態は、ＤＵＴＹ比が５０％未満となる制御信号、具体的には、ＤＵＴＹ比１／４の制御信号を用いて駆動する４相ミキサにおいて、隣接する位相差でアクティブ化されるミキサの出力を同一の負荷容量に充電することで、局部発振周波数の偶数倍の高調波
応答を抑圧する構成に関して説明するものである。

図１１は、本実施の形態に係る多相ミキサの構成の一例である。図１１に示すように、多相ミキサ７００は、ＴＡ１０１と、ミキサ１０２と、ミキサ１０３と、ミキサ１０４と、ミキサ１０５と、容量３０１と、容量７０１と、容量７０２と、制御信号生成部１１０と、を備え、入力端子１３１より入力される信号を周波数変換して、出力端子７３２より出力信号７５１を、出力端子７３３より出力信号７５２を、それぞれ出力する。なお、以下では、容量３０１を、第１積分素子と呼び、容量７０１及び容量７０２を第２積分素子と呼ぶ。

ここで、実施の形態１の図２、あるいは、実施の形態２の図４と同一の番号を付した構成要素については、動作、作用は同一であり、説明を省略する。

また、以下の説明において、ミキサ１０２、ミキサ１０３、ミキサ１０４、ミキサ１０５、より構成されるブロックをミキサブロックと呼ぶ。ここで、容量７０１はミキサ１０２とミキサ１０４に対する負荷である。容量７０２はミキサ１０３とミキサ１０５に対する負荷である。

図３に示す制御信号を用いて、多相ミキサ７００を駆動することで、出力端子７３２、出力端子７３３には、それぞれ、周波数変換後のベースバンド帯における１８０度位相差の関係となる、出力信号７５１、及び、出力信号７５２が出力される。

このとき、容量７０１に接続されるミキサ１０２及びミキサ１０４は、オン期間が隣り合うパルス列で構成される駆動信号で制御されている。また、容量７０２に接続されるミキサ１０３及びミキサ１０５は、オン期間が隣り合うパルス列で構成される駆動信号で制御されている。

なお、制御信号１４１と制御信号１４４、及び、制御信号１４２と制御信号１４３は、ノンオーバラップ波形整形を行うことが望ましいが、制御信号１４１と制御信号１４２、及び、制御信号１４３と制御信号１４４は、必ずしも、ノンオーバラップ波形整形を行う必要はない。

このように構成することで、隣接する制御信号にて駆動されるミキサを介し、連続して充電が行われるため、容量７０１、容量７０２への電流の充電時間は、局部発振信号の周期の１／２であり、電流積分効果による減衰極は、局部発振信号の偶数倍の周波数に生成される。例えば、図１２では、電流積分効果による減衰極が、局部発振信号の周波数（６００ＭＨｚ）の２倍の周波数（１．２Ｈｚ）に生成されている。ここで、図１２は、図１１の多相ミキサ７００による減衰特性のシミュレーション結果である。さらに、図１１に示す多相ミキサは、ＤＵＴＹ比１／４の制御信号のみで駆動するため、セルフミキシングを抑制する効果も有する。

なお、本実施の形態では、ＤＵＴＹ比１／４の制御信号を用いたが、これに限らず、ＤＵＴＹ比１／４未満の制御信号を用いてもよい。

また、本実施の形態において、ＴＡ１０１と、ミキサブロックとの最適動作点が異なる場合に、各々の動作点を独立に設定するため、あるいは、ＴＡ１０１で発生する１／ｆ雑音を抑制するために、容量３０１を用いているが、これに限らず、容量３０１を削除し、ＴＡ１０１とミキサブロックとを容量を介さずに接続してもよい。

（実施の形態４）
本実施の形態は、ＤＵＴＹ比が５０％未満となる制御信号、具体的には、ＤＵＴＹ比１／６の制御信号を用いて駆動する６相ミキサにおいて、隣接する位相差でアクティブ化されるミキサの出力を同一の負荷容量に充電することで、局部発振周波数の偶数倍の高調波応答を抑圧する構成に関して説明するものである。すなわち、実施の形態３に示す４相ミキサ７００を６相ミキサに拡張した構成を示すものである。

図１３は、本実施の形態に係る多相ミキサの構成の一例である。図１３に示すように、多相ミキサ８００は、ＴＡ５０１と、ミキサ５０２と、ミキサ５０３と、ミキサ５０４と、ミキサ５０５と、ミキサ５０６と、ミキサ５０７と、容量８０１と、容量８０２と、制御信号生成部５１４と、容量８０３と、を備え、入力端子５３１より入力される信号を周波数変換して、出力端子８３２より出力信号８５１を、出力端子８３３より出力信号８５２を、それぞれ出力する。ここで、実施の形態２の図８と同一の番号を付した構成要素については、動作、作用は同一であり、説明を省略する。

また、以下の説明において、ミキサ５０２、ミキサ５０３、ミキサ５０４、ミキサ５０５、ミキサ５０６及びミキサ５０７、より構成されるブロックをミキサブロックと呼ぶ。

容量８０１は、ミキサ５０２とミキサ５０３とミキサ５０４に対する負荷である。容量８０２は、ミキサ５０５とミキサ５０６とミキサ５０７に対する負荷である。容量８０３は、ＴＡ５０１とミキサブロックとの間に直列に接続する、各々の回路の動作点最適化、あるいは、ＴＡ５０１で発生する１／ｆ雑音を抑制するために用いる容量結合用の容量である。

図９に示す制御信号を用いて、多相ミキサ８００を駆動することで、出力端子８３２、出力端子８３３には、それぞれ、周波数変換後のベースバンド帯における１８０度位相差の関係となる、出力信号８５１、及び、出力信号８５２が出力される。

なお、制御信号５４１と制御信号５４６、及び、制御信号５４３と制御信号５４４は、ノンオーバラップ波形整形を行うことが望ましいが、それ以外の隣接する制御信号に対しては、必ずしも、ノンオーバラップ波形整形を行う必要はない。

このように構成することで、隣接する制御信号に駆動されるミキサを介し、連続して充電が行われるため、容量８０１、容量８０２への電流の充電時間は、局部発振信号の周期の１／２となり、電流積分効果による減衰極は、局部発振信号の偶数倍の周波数に生成される。例えば、電流積分効果による減衰極は、図１４の実線で囲ったように、局部発振信号の偶数倍の周波数に生成される。例えば、図１４では、電流積分効果による減衰極が、局部発振信号の周波数（６００ＭＨｚ）の２倍の周波数（１．２ＧＨｚ）に生成されている。ここで、図１４は、図１３の多相ミキサ８００による減衰特性のシミュレーション結果である。さらに、図１３に示す多相ミキサは、ＤＵＴＹ比１／６の制御信号のみで駆動するため、セルフミキシングを抑制する効果をも有する。

なお、本実施の形態では、ＤＵＴＹ比１／６の制御信号を用いたが、これに限らず、ＤＵＴＹ比１／６未満の制御信号を用いてもよい。

また、本実施の形態において、ＴＡ５０１とミキサブロックとの間を容量結合するために容量８０３を用いているが、これに限らず、容量８０３を削除し、ＴＡ５０１とミキサブロックとを容量を介さずに接続してもよい。

（実施の形態５）
本実施の形態は、ＤＵＴＹ比が５０％未満となる制御信号、具体的には、ＤＵＴＹ比１
／６の制御信号を用いて駆動する６相ミキサにおいて、１８０位相差でアクティブ化されるミキサの出力を同一の負荷容量に充電することで、局部発振周波数の３の整数倍の高調波応答を抑圧する構成に関して説明するものである。

図１５は、本実施の形態に係る多相ミキサの構成の一例である。図１５に示すように、多相ミキサ９００は、ＴＡ５０１と、ミキサ５０２と、ミキサ５０３と、ミキサ５０４と、ミキサ５０５と、ミキサ５０６と、ミキサ５０７と、容量９０１と、容量９０２と、容量９０３と、制御信号生成部５１４と、容量８０３と、を備え、入力端子５３１より入力される信号を周波数変換して、出力端子９３２より出力信号９５１を、出力端子９３３より出力信号９５２を、出力端子９３４より出力信号９５３を、それぞれ出力する。ここで、実施の形態４の図１３と同一の番号を付した構成要素については、動作、作用は同一であり、説明を省略する。

また、以下の説明において、ミキサ５０２、ミキサ５０３、ミキサ５０４、ミキサ５０５、ミキサ５０６、ミキサ５０７、より構成されるブロックをミキサブロックと呼ぶ。

容量９０１は、ミキサ５０２とミキサ５０５に対する負荷である。容量９０２は、ミキサ５０３とミキサ５０６に対する負荷である。容量９０３は、ミキサ５０４とミキサ５０７に対する負荷である。

ここで、図９に示す制御信号は、各制御信号間で、ノンオーバラップ波形整形を行うことが望ましい。このように構成することで、ミキサを介した電流の充電が行われる。充電期間は、局部発振信号の周期の１／３であり、電流積分効果による減衰極は、局部発振信号の３の定数倍の周波数に生成される。例えば、電流積分効果による減衰極は、図１６の実線で囲ったように、局部発振信号の３の定数倍の周波数に生成される。例えば、図１６では、電流積分効果による減衰極が、局部発振信号の周波数（６００ＭＨｚ）の３倍の周波数（１．８ＧＨｚ）に生成されている。ここで、図１６は、図１５の多相ミキサ９００による減衰特性のシミュレーション結果である。さらに、図１５に示す多相ミキサは、ＤＵＴＹ比１／６の制御信号のみで駆動するため、セルフミキシングを抑制する効果をも有する。

さらに、実施の形態４では、局部発振信号の偶数倍の周波数に減衰極を生成することを目的として、図１３に示す多相ミキサ８００のように、６０度位相差で駆動される３つのミキサの出力を接続する構成としている。これに対し、本実施の形態では、局部発振信号の３の定数倍の周波数に減衰極を生成することを目的として、図１５に示す多相ミキサ９００のように、１８０度位相差で駆動される２つのミキサの出力を接続する構成としている。しかしながら、局部発振信号の偶数倍、あるいは、３の定数倍の周波数に減衰極を生成することを目的としない場合などには、任意の位相差で駆動される複数のミキサの出力を接続して負荷容量に充電する構成としてもよい。

（実施の形態６）
本実施の形態は、実施の形態２と実施の形態４とを組み合わせたものである。

図１７は、本実施の形態に係る多相ミキサの構成の一例である。図１７に示すように、多相ミキサ１０００は、ＴＡ５０１と、ミキサ５０２と、ミキサ５０３と、ミキサ５０４と、ミキサ５０５と、ミキサ５０６と、ミキサ５０７と、容量８０１と、容量８０２と、制御信号生成部５１４と、容量１００１と、容量１００２と、容量１００３と、を備え、入力端子５３１より入力される信号を周波数変換して、出力端子８３２より出力信号８５１を、出力端子８３３より出力信号８５２を、それぞれ出力する。ここで、実施の形態４の図１３と同一の番号を付した構成要素については、動作、作用は同一であり、説明を省略する。

容量１００１は、ＴＡ５０１とミキサ５０２、ミキサ５０５との間を容量結合するための容量である。容量１００２は、ＴＡ５０１とミキサ５０３、ミキサ５０６との間を容量結合するための容量である。容量１００３は、ＴＡ５０１とミキサ５０４、ミキサ５０７との間を容量結合するための容量である。なお、以下では、容量１００１、容量１００２及び容量１００３を、第１積分素子と呼び、容量８０１及び容量８０２を第２積分素子と呼ぶ。

図９に示す制御信号を用いて多相ミキサ１０００を駆動することで、出力端子８３２、出力端子８３３には、それぞれ、周波数変換後のベースバンド帯における１８０度位相差の関係となる、出力信号８５１、出力信号８５２が出力される。

このとき、容量８０１に接続されるミキサ５０２、ミキサ５０３及びミキサ５０４は、オン期間が隣り合うパルス列で構成される駆動信号で制御されている。また、容量８０２に接続されるミキサ５０５、ミキサ５０６及びミキサ５０７は、オン期間が隣り合うパルス列で構成される駆動信号で制御されている。

容量８０１、容量８０２への電流の充電時間は、局部発振信号の周期の１／２であるので、電流積分効果による減衰極は、局部発振信号の偶数倍の周波数に生成される。

また、容量１００１、容量１００２、及び、容量１００３は、異なる位相の制御信号で駆動されるミキサのうち、１８０度位相差の制御信号で駆動されるミキサ同士を容量の一端で結合することで、ミキサがアクティブ化されている期間に、負荷容量と電荷共有する寄生容量に蓄積される電荷を選択的に利用する。すなわち、実施の形態２にて説明したのと同様に、電流積分効果による減衰極に加え、局部発振信号の偶数倍の周波数に減衰極を生成することができ、減衰量を向上できる。例えば、電流積分効果による減衰極は、図１８の実線で囲ったように、局部発振信号の偶数倍の周波数に生成される。例えば、図１８では、電流積分効果による減衰極が、局部発振信号の周波数（６００ＭＨｚ）の２倍の周波数（１．２ＧＨｚ）に生成されている。ここで、図１８は、図１７の多相ミキサ１０００による減衰特性のシミュレーション結果である。さらに、図１７に示す多相ミキサは、ＤＵＴＹ比１／６の制御信号のみで駆動するため、セルフミキシングを抑制する効果をも有する。

（実施の形態７）
本実施の形態は、実施の形態２と実施の形態５とを組み合わせたものである。

図１９は、本実施の形態に係る多相ミキサの構成の一例である。図１９に示すように、多相ミキサ１１００は、ＴＡ５０１と、ミキサ５０２と、ミキサ５０３と、ミキサ５０４と、ミキサ５０５と、ミキサ５０６と、ミキサ５０７と、容量９０１と、容量９０２と、
容量９０３と、制御信号生成部５１４と、容量１１０１と、容量１１０２と、容量１１０３と、を備え、入力端子５３１より入力される信号を周波数変換して、出力端子９３２より出力信号９５１を、出力端子９３３より出力信号９５２を、出力端子９３２より出力信号９５１を、それぞれ出力する。ここで、実施の形態５の図１５と同一の番号を付した構成要素については、動作、作用は同一であり、説明を省略する。

容量１１０１は、ＴＡ５０１とミキサ５０２、ミキサ５０５との間を容量結合するための容量である。容量１１０２は、ＴＡ５０１とミキサ５０３、ミキサ５０６との間を容量結合するための容量である。容量１１０３は、ＴＡ５０１とミキサ５０４、ミキサ５０７との間を容量結合するための容量である。容量９０１、容量９０２への電流の充電時間は、局部発振信号の周期の１／３であるので、電流積分効果による減衰極は、局部発振信号の３倍の周波数に生成される。なお、以下では、容量１１０１、容量１１０２及び容量１１０３を、第１積分素子と呼び、容量９０１、容量９０２及び容量９０３を第２積分素子と呼ぶ。

図９に示す制御信号を用いて多相ミキサ１１００を駆動することで、容量９０１に接続されるミキサ５０２及びミキサ５０５は、オン期間の位相差が１８０°であるパルス列で構成される駆動信号で制御される。容量９０２に接続されるミキサ５０３及びミキサ５０６は、オン期間の位相差が１８０°であるパルス列で構成される駆動信号で制御される。また、容量９０３に接続されるミキサ５０４及びミキサ５０７は、オン期間の位相差が１８０°であるパルス列で構成される駆動信号で制御される。

また、容量１１０１、容量１１０２、及び、容量１１０３は、異なる位相の制御信号で駆動されるミキサのうち、１８０度位相差の制御信号で駆動されるミキサ同士を容量の一端で結合することで、ミキサがアクティブ化されている期間に、負荷容量と電荷共有する寄生容量に蓄積される電荷を選択的に利用する。すなわち、実施の形態２にて説明したのと同様に、電流積分効果による減衰極に加え、局部発振信号の偶数倍の周波数に減衰極を生成することができる。例えば、図２０に示すように、実線で囲まれた部分に存在する電流積分効果による減衰局に加えて、局部発振信号の偶数倍の周波数に減衰極（点線で囲まれた部分）が生成される。図２０の例では、局部発振信号の周波数（６００ＭＨｚ）の２倍の周波数（１．２ＧＨｚ）に減衰極が生成されている。ここで、図２０は、図１９の多相ミキサ１１００による減衰特性のシミュレーション結果である。さらに、図１９に示す多相ミキサは、ＤＵＴＹ比１／６の制御信号のみで駆動するため、セルフミキシングを抑制する効果をも有する。

（実施の形態８）
本実施の形態は、ＤＵＴＹ比が２５％となる制御信号を用いて駆動する４相ミキサにおいて、１８０位相差でアクティブ化されるミキサの出力を同一の負荷容量に充電することで、制御信号の周波数の２倍の周波数を基準にして周波数変換を実施する構成について説明するものである。

図２１は、本実施の形態に係る多相ミキサの構成を示す図である。

図２１に示すように、多相ミキサ１２００は、ＴＡ１２０１と、ミキサ１２０２と、ミキサ１２０３と、ミキサ１２０４と、ミキサ１２０５と、容量１２０６と、容量１２０７と、制御信号生成部１２０８と、容量１２０９と、を備え、入力端子１２３１より入力される信号を周波数変換して、出力端子１２３２より出力信号１２５１を、出力端子１２３
３より出力信号１２５２を、それぞれ出力する。なお、以下では、容量１２０９を、第１積分素子と呼び、容量１２０６及び容量１２０７を第２積分素子と呼ぶ。

ＴＡ１２０１は、入力端子１２３１より入力される交流電圧を交流電流に変換する。ミキサ１２０２は、ＴＡ１２０１に接続され、制御信号生成部１２０８より出力される制御信号１２４１によって駆動される。ミキサ１２０３は、ＴＡ１２０１に接続され、制御信号生成部１２０８より出力される制御信号１２４３によって駆動される。ミキサ１２０４は、ＴＡ１２０１に接続され、制御信号生成部１２０８より出力される制御信号１２４２によって駆動される。ミキサ１２０５は、ＴＡ１２０１に接続され、制御信号生成部１２０８より出力される制御信号１２４４によって駆動される。

ミキサ１２０２、ミキサ１２０３、ミキサ１２０４、ミキサ１２０５は、制御信号によって駆動され、アクティブ状態となる期間中のみ、ＴＡ１２０１より出力される交流電流を、容量１２０６、容量１２０７に対して充電する。すなわち、ＴＡ１２０１より出力される電流を、制御信号にて駆動するミキサ１２０２、ミキサ１２０３、ミキサ１２０４、ミキサ１２０５によって、容量１２０６、容量１２０７に振り分けて充電する。

以下、ミキサ１２０２、ミキサ１２０３、ミキサ１２０４、ミキサ１２０５より構成さるブロックをミキサブロックと呼ぶ。

容量１２０６は、ミキサ１２０２及びミキサ１２０３に対する負荷である。容量１２０７は、ミキサ１２０４及びミキサ１２０５に対する負荷である。

容量１２０９は、ＴＡ１２０１とミキサ１２０２、ミキサ１２０３、ミキサ１２０４、ミキサ１２０５との間を容量結合するための容量である。

図２２は、制御信号１２４１、制御信号１２４２、制御信号１２４３、及び、制御信号１２４４の時間波形を示す図である。制御信号１２４１、制御信号１２４２、制御信号１２４３、及び、制御信号１２４４は、ＤＵＴＹ比１／４の同一周期の矩形波であり、好ましくは、異なる制御信号間でＨｉ区間が重ならないように波形整形（ノンオーバラップ波形整形）する。このような制御信号を用いて多相ミキサ１２００を駆動することで、出力端子１２３２、出力端子１２３３には、それぞれ、周波数変換後のベースバンド帯における１８０度位相差の関係となる、出力信号１２５１、出力信号１２５２が出力される。

ここで、容量１２０６、容量１２０７への電流の充電頻度としては、制御信号の周期の倍となり、制御信号の周波数の倍周波数で周波数変換を実施することになる。例えば、図２３は、制御信号の周波数が３００ＭＨｚ（制御信号の周期：１／３００ＭＨｚ）の場合の図２１の多相ミキサ１２００による減衰特性のシミュレーション結果である。図２３に示すように、制御信号の周波数の倍周波数に基本波応答が出力される。

また、本実施の形態では、ＴＡ１２０１とミキサブロックとの間を容量結合するための容量１２０９を用いているが、これに限らず、ＴＡ１２０１とミキサブロックとの間を容量結合を介さず、直接接続してもよい。

なお、実施の形態１から実施の形態８において、ミキサとしてＮＭＯＳスイッチを使用する例を示したが、ＰＭＯＳスイッチ、あるいはＰＭＯＳ及びＮＭＯＳを相補的に用いたＣＭＯＳスイッチで構成してもよい。また、ソース端子とドレイン端子を逆転させて接続
してもよい。ＮＭＯＳスイッチを用いるため、制御信号がＨｉの期間（矩形波パルスの山の期間）にミキサをアクティブ状態にするとして説明しているが、ミキサとして、ＰＭＯＳ構成、あるいは、ＰＭＯＳとＮＭＯＳの相補型のＣＭＯＳ構成を用いる場合には、Ｈｉ期間をＬｏｗ期間（矩形波パルスの谷の期間）として読みかえることで、ＰＭＯＳを用いたミキサをアクティブ状態にすることができることは言うまでもない。いずれの場合でも、ミキサがアクティブ状態である期間はオン期間であり、ミキサが非アクティブ状態である期間はオフ期間と呼ぶことができる。

また、実施の形態１から実施の形態８において、ＴＡの入力信号は単相入力としたが、これに限らず、差動構成のＴＡを用いて差動入力信号とするとともに、ミキサも差動入力信号にあわせてアレンジし、ＴＡの入力信号を差動入力としてもよい。

さらに、実施の形態１から実施の形態８に示す多相ミキサの後段に、例えば、特許文献７に示されるサンプリング回路を接続し、ダイレクトサンプリングミキサを構成してもよい。

２００９年１月２９日出願の特願２００９−０１７８９９に含まれる明細書、図面及び要約書の開示内容は、すべて本願に援用される。

本発明の多相ミキサは、無線通信システムにおける高周波処理部に用いられるミキサのセルフミキシングの抑制技術、及び、ミキサの高調波応答の抑圧技術等に有用である。

１００、３００、４００、５００、７００、８００、９００、１０００、１１００、１２００多相ミキサ
１０１、５０１、１２０１ＴＡ
１０２、１０３、１０４、１０５、５０２、５０３、５０４、５０５、５０６、５０７、１２０２、１２０３、１２０４、１２０５ミキサ
１０６、１０７、１０８、１０９、３０１、４０１、４０２、５０８、５０９、５１０、５１１、５１２、５１３、５１５、５１６、５１７、７０１、７０２、８０１、８０２、８０３、９０１、９０２、９０３、１００１、１００２、１００３、１１０１、１１０２、１１０３、１２０６、１２０７、１２０９容量
１１０、５１４、１２０８制御信号生成部
１３１、５３１、１２３１入力端子
１３２、１３３、１３４、１３５、５３２、５３３、５３４、５３５、５３６、５３７、７３２、７３３、８３２、８３３、９３２、９３３、９３４、１２３２、１２３３出力端子
１４１、１４２、１４３、１４４、５４１、５４２、５４３、５４４、５４５、５４６、１２４１、１２４２、１２４３、１２４４制御信号
１５１、１５２、１５３、１５４、５５１、５５２、５５３、５５４、５５５、５５６、７５１、７５２、８５１、８５２、９５１、９５２、９５３、１２５１、１２５２出力信号

Claims

電圧信号を電流信号に変換するトランスコンダクタアンプと、
前記トランスコンダクタアンプの後段に並列に接続されたＮ個（Ｎは２以上の自然数）の第１積分素子と、
前記Ｎ個の第１積分素子の各々に対して並列に２個ずつ接続された２Ｎ個のミキサと、を備え、
前記Ｎ個の第１積分素子のいずれにおいても、同じ第１積分素子に接続された２個のミキサは、１８０°位相の異なる同一周波数のパルス列で構成される駆動信号で制御され、
前記２Ｎ個のミキサは、互いに１８０／Ｎ（°）ずつ位相の異なる同一周波数のパルス列で構成される駆動信号で制御され、
前記２Ｎ個のミキサのうち、オン期間の位相差が１８０°であるパルス列で構成される駆動信号で制御される２個のミキサは、同一の第２積分素子に接続される、
多相ミキサ。
前記２Ｎ個のミキサを制御する前記駆動信号の各々は、１周期に対するオン期間の比が１００／２Ｎ（％）である、
請求項１に記載の多相ミキサ。
電圧信号を電流信号に変換するトランスコンダクタアンプと、
前記トランスコンダクタアンプの後段に並列に接続された第１積分素子と、
前記第１積分素子に対して並列に接続され、互いにＬ°（Ｌは１８０未満の正の値）ずつ位相の異なる同一周波数のパルス列で構成される駆動信号で制御されるＭ個（Ｍは２以上の自然数）のミキサと、を備え、
ＬにＭを乗算した値は３６０であり、
前記Ｍ個のミキサのうち、オン期間が隣り合うパルス列で構成される駆動信号で制御されるＰ個（Ｐは、Ｍ未満の自然数）のミキサは、同一の第２積分素子に接続される、
多相ミキサ。
前記Ｍ個のミキサを制御する前記駆動信号の各々は、１周期に対するオン期間の比が１００／Ｍ（％）である、
請求項３に記載の多相ミキサ。
前記Ｍ個のミキサは、互いに同時にオン状態にならないようなパルス列からなる駆動信号で制御される、
請求項３に記載の多相ミキサ。
前記Ｌは９０であり、前記Ｍは４であり、前記Ｐは２である、
請求項３に記載の多相ミキサ。
前記Ｌは６０であり、前記Ｍは６であり、前記Ｐは３である、
請求項３に記載の多相ミキサ。
電圧信号を電流信号に変換するトランスコンダクタアンプと、
前記トランスコンダクタアンプの後段に並列に接続された第１積分素子と、
前記第１積分素子に対して並列に接続され、互いにＬ°（Ｌは１８０未満の正の値）ずつ位相の異なる同一周波数のパルス列で構成される駆動信号で制御されるＭ個（Ｍは２以上の自然数）のミキサと、を備え、
ＬにＭを乗算した値は３６０であり、
前記Ｍ個のミキサのうち、オン期間の位相差が１８０°であるパルス列で構成される駆動信号で制御される２個のミキサは、同一の第２積分素子に接続される、
多相ミキサ。
前記Ｍ個のミキサを制御する前記駆動信号の各々は、１周期に対するオン期間の比が１００／Ｍ（％）である、
請求項８に記載の多相ミキサ。
前記Ｍ個のミキサは、互いに同時にオン状態にならないようなパルス列からなる駆動信号で制御される、
請求項８に記載の多相ミキサ。