CN105659548A - 接收机和信号处理方法 - Google Patents

接收机和信号处理方法 Download PDF

Info

Publication number
CN105659548A
CN105659548A CN201480056040.6A CN201480056040A CN105659548A CN 105659548 A CN105659548 A CN 105659548A CN 201480056040 A CN201480056040 A CN 201480056040A CN 105659548 A CN105659548 A CN 105659548A
Authority
CN
China
Prior art keywords
signal
square
wave signal
sign
frequency
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Granted
Application number
CN201480056040.6A
Other languages
English (en)
Other versions
CN105659548B (zh
Inventor
朱胡飞
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Huawei Technologies Co Ltd
Original Assignee
Huawei Technologies Co Ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Huawei Technologies Co Ltd filed Critical Huawei Technologies Co Ltd
Publication of CN105659548A publication Critical patent/CN105659548A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN105659548B publication Critical patent/CN105659548B/zh
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
    • H03D7/00—Transference of modulation from one carrier to another, e.g. frequency-changing
    • H03D7/16—Multiple-frequency-changing
    • H03D7/165—Multiple-frequency-changing at least two frequency changers being located in different paths, e.g. in two paths with carriers in quadrature
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/005—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission adapting radio receivers, transmitters andtransceivers for operation on two or more bands, i.e. frequency ranges
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
    • H03M1/00—Analogue/digital conversion; Digital/analogue conversion
    • H03M1/12—Analogue/digital converters
    • H03M1/124—Sampling or signal conditioning arrangements specially adapted for A/D converters
    • H03M1/1245—Details of sampling arrangements or methods
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/06—Receivers
    • H04B1/16—Circuits
    • H04B1/30—Circuits for homodyne or synchrodyne receivers

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Theoretical Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Superheterodyne Receivers (AREA)
  • Noise Elimination (AREA)

Abstract

本发明提供接收机和信号处理方法。接收机包括：第一混频器，用方波信号对接收信号混频得到第一混频信号；第一低通滤波器，对第一混频信号滤波得到第一滤波信号；第一模数转换器，对第一滤波信号模数模数转换得到第一采样信号；信号处理单元，根据第一采样信号估计发射端传输的信息符号，其中方波信号根据接收信号的载频的估计值产生。本发明实施例的接收机具有更好的灵活性。

Description

接收机和信号处理方法 技术领域
本发明实施例涉及无线通信领域， 并且更具体地， 涉及接收机和信号处 理方法。 背景技术
通信系统中， 经常需要对多个窄带信号（即多子带信号）进行接收。 各 个窄带信号的载频（载频可以表示为频率或角频率）相互不同。 另外， 各个 窄带信号的带宽可以相同或不同。 窄带信号也可以称为子带信号。
从多子带信号估计各个载频上传输的信息符号的技术通常称为子带釆 样技术。 假设多子带信号中最多包含 k个窄带信号， k个窄带信号的载频相 互不同。 在此情况下， 需要为 k个载频中的每个载频分别准备一套硬件。 每 套硬件包括两路通道， 一路通道依次进行正弦波混频、 滤波和釆样（模数转 换）， 另一路通道依次进行余弦波混频、 滤波和釆样。 两路通道所使用的正 弦波和余弦波的频率相同， 等于相应载频的角频率。
但是， 用于混频的正弦波信号或余弦波信号是由传统模拟器件生成的。 这种模拟器件在任一时间段内产生单音 (即单个载波）信号， 要求高次谐波 越小越好。 而且， 这种模拟器件的参数是预先配置的固定值， 很难进行调整 或修改。 因此， 在设计接收机时， 必须按照多子带信号最多包含的窄带信号 数目来设计接收机中所需通道的数目。 例如， 如果多子带信号中最多包含 k 个窄带信号， 则需要设计具有 2k个通道的接收机。 这种接收机设计缺乏灵 活性。 发明内容
本发明实施例提供一种接收机和信号处理方法， 能够灵活地满足需求。 第一方面， 提供了一种接收机， 包括： 第一混频器， 用于利用第一方波 信号对第一接收信号进行混频， 得到第一混频信号； 第一低通滤波器， 用于 从所述第一混频器接收所述第一混频信号，对所述第一混频信号进行低通滤 波， 得到第一滤波信号； 第一模数转换器， 用于从所述第一低通滤波器接收 所述第一滤波信号，对所述第一滤波信号进行模数转换，得到第一釆样信号； 信号处理单元， 用于从所述第一模数转换器接收所述第一釆样信号， 并根据 所述第一釆样信号估计发射端传输的信息符号， 其中所述第一方波信号根据 所述第一接收信号的载频的估计值产生。
根据第一方面， 在一种实现方式中， 该接收机还包括： 第二混频器， 用 于利用第二方波信号对所述第一接收信号进行混频， 得到第二混频信号； 第 二低通滤波器， 用于从所述第二混频器接收所述第二混频信号， 对所述第二 混频信号进行低通滤波， 得到第二滤波信号； 第二模数转换器， 用于从所述 第二低通滤波器接收所述第二滤波信号， 对所述第二滤波信号进行模数转 换， 得到第二釆样信号； 所述信号处理单元， 还用于从所述第二模数转换器 接收所述第二釆样信号， 并根据所述第一釆样信号和所述第二釆样信号估计 发射端传输的信息符号， 其中所述第二方波信号根据所述第一接收信号的载 频的估计值产生。
根据第一方面及其上述实现方式， 在另一种实现方式中， 该接收机还包 括： 第三混频器， 用于利用第三方波信号对第二接收信号进行混频， 得到第 三混频信号； 第三低通滤波器， 用于从所述第三混频器接收所述第三混频信 号， 对所述第三混频信号进行低通滤波， 得到第三滤波信号； 第三模数转换 器， 用于从所述第三低通滤波器接收所述第三滤波信号， 对所述第三滤波信 号进行模数转换， 得到第三釆样信号； 第四混频器， 用于利用第四方波信号 对所述第二接收信号进行混频， 得到第四混频信号； 第四低通滤波器， 用于 从所述第四混频器接收所述第四混频信号，对所述第四混频信号进行低通滤 波， 得到第四滤波信号； 第四模数转换器， 用于从所述第四低通滤波器接收 所述第四滤波信号，对所述第四滤波信号进行模数转换，得到第四釆样信号； 所述信号处理单元， 还用于从所述第三模数转换器接收所述第三釆样信号， 从所述第四模数转换器接收所述第四釆样信号， 并根据所述第一釆样信号、 所述第二釆样信号、所述第三釆样信号和所述第四釆样信号估计发射端传输 的信息符号， 其中所述第三方波信号和所述第四方波信号根据所述第二接收 信号的载频的估计值产生， 所述第一接收信号的载频的估计值与所述第二接 收信号的载频的估计值不同。
根据第一方面及其上述实现方式， 在另一种实现方式中， 第一方波信号 为 sigi^sin x xt)) , 第二方波信号为 sigi^cos x xt)) , sign为符号函数， t表示时间， f 为所述第一接收信号的载频的频率估计值。 根据第一方面及其上述实现方式， 在另一种实现方式中， 所述第三方波 信号为 sign(sin(f2x2 xt))， 所述第四方波信号为 sign(cos(f2x2 xt))， 或者， 所 述第 三方波信号为 sign(cos(f2x2 xt))， 所述第 四方波信号为 sign(sin(f2x2nxt)), sign为符号函数， t表示时间， f2为所述第二接收信号的 载频的频率估计值。
根据第一方面及其上述实现方式， 在另一种实现方式中， 所述第一方波 信号为 81811{8^1( 2兀 0+ sin((f3+fp) 2π ΐ)}， 所述第二方波信号为 sign{cos(f1x2n><t) + cos((f3+fp)x2nxt)} , 或者，
所述第一方波信号为 signisin x xt sin((f3-fp) 2π ΐ)}, 所述第二方 波信号为 signicos x xO+coslXfHt x xt)}, 或者，
所述第一方波信号为 81811^11(( + 2兀 0+ sin(f3x2nxt)}, 所述第二方 波信号为 signfcos ^+fp) 2π ΐ) + cos(f3x2n t)}， 或者，
所述第一方波信号为 sign{sin((frfp)x2 xt)+ sin(f3 2n t)} , 所述第二方 波信号为 signicos ^-fp) x2 xt)+ cos(f3x2 xt)}， 或者，
所述第一方波信号为 8811^1^^2兀 0}+ sign{sin((f3+fp)x2nxt)}，所述第 二方波信号为 81 11{。08( 2兀 0}+ sign{cos((f3+fp)x2 xt)}， 或者，
所述第一方波信号为 signisin x xW+ , 所述第 二方波信号为 signfcos x xt)}— sign{cos((f3-fp)x2 xt)}， 或者，
所述第一方波信号为 signisin x xt)},所述第 二方波信号为 x2 xt}+ sign{cos(f3x2 xt)}， 或者，
所述第一方波信号为 signisin x xt)}, 所述第 二方波信号为 signfcosi fi-fp) χ2πχΐ)} + sign{cos(f3x2n><t)} , 或者，
所述第一方波信号为 signicos x xO+ , 所述第二方 波信号为 sin((f3+fp) 2π ΐ)}, 或者，
所述第一方波信号为 signicos x xt)— cos((f3-fp)x2n t)} , 所述第二方 波信号为 x2 xt)}， 或者，
所述第一方波信号为 signfcos ^+fp) χ2πχΐ) + cos(f3x2nxt)} , 所述第二 方波信号为 sin(f3x2 xt)}， 或者，
所述第一方波信号为 x2 xt)+cos(f3x2 xt)}， 所述第二方 波信号为 8811^11(( ^ 2兀 0+ sin(f3x2 xt)}， 或者，
所述第一方波信号为 sign{cos(f1x2 xt)}+ sign{cos((f3+fp)x2nxt)} , 所述 第二方波信号为 81 11^11( 2兀 0}+ sign{sin((f3+fp)x2 xt)}， 或者，
所述第一方波信号为 sign{cos(f1x2 xt)}+ sign{cos((f3-fp)x2 xt)}，所述第 二方波信号为 8811{8111( 2兀 0}+ sign{sin((f3-fp)x2 xt)}， 或者，
所述第一方 2π ΐ} + sign{cos(f3x2nxt)}, 所述 第二方波信号为 ignisin x xt)}, 或者，
所述第一方 χ2πχΐ)} + sign{cos(f3x2nxt)}, 所述 第二方波信号为 81 11^11(( ^ ) 2兀 0}+ sign{sin(f3x2nxt)},
sign为符号函数， t表示时间， fp为所述第一方波信号或所述第二方波 信号的最小频率或基频频率， f 和 f3为所述第一接收信号的载频的频率估计 值且 #3。
根据第一方面及其上述实现方式， 在另一种实现方式中， 所述第一低通 滤波器和所述第二低通滤波器的带宽为 (-fs/2,fs/2)，所述第一模数转换器和所 述第二模数转换器的釆样率为 fs，
fs=fp, 且 fs>B，
其中 fp 为所述第一方波信号或所述第二方波信号的最小频率或基频频 率， B为所述第一方波信号或所述第二方波信号的带宽。
根据第一方面及其上述实现方式， 在另一种实现方式中， 所述第一低通 滤波器和所述第二低通滤波器的带宽为 (-fsxl.5,fsxl.5)， 所述第一模数转换 器和所述第二模数转换器的釆样率为 3xfs，
fs=fp, 且 fs>B，
其中 fp 为所述第一方波信号或所述第二方波信号的最小频率或基频频 率， B为所述第一方波信号或所述第二方波信号的带宽。
根据第一方面及其上述实现方式， 在另一种实现方式中， 该接收机还包 括：第五混频器，用于利用所述第一方波信号对所述第一接收信号进行混频， 得到第五混频信号； 第五低通滤波器， 用于从所述第五混频器接收所述第五 混频信号， 对所述第五混频信号进行低通滤波， 得到第五滤波信号； 第五模 数转换器， 用于从所述第五低通滤波器接收所述第五滤波信号， 对所述第五 滤波信号进行模数转换， 得到第五釆样信号； 第六混频器， 用于利用所述第 二方波信号对所述第一接收信号进行混频， 得到第六混频信号； 第六低通滤 波器， 用于从所述第六混频器接收所述第六混频信号， 对所述第六混频信号 进行低通滤波， 得到第六滤波信号； 第六模数转换器， 用于从所述第六低通 滤波器接收所述第六滤波信号， 对所述第六滤波信号进行模数转换， 得到第 六釆样信号； 所述信号处理单元， 还用于从所述第五模数转换器接收所述第 五釆样信号， 从所述第六模数转换器接收所述第六釆样信号， 并根据所述第 一釆样信号、 所述第二釆样信号、 所述第五釆样信号和所述第六釆样信号估 计发射端传输的信息符号。
根据第一方面及其上述实现方式， 在另一种实现方式中， 所述第一接收 信号为射频天线接收的信号。
根据第一方面及其上述实现方式， 在另一种实现方式中， 该接收机还包 括滤波器， 用于对射频天线接收的信号进行滤波处理， 得到所述第一接收信 号。
根据第一方面及其上述实现方式， 在另一种实现方式中， 数字器件包括 移位寄存器。
根据第一方面及其上述实现方式， 在另一种实现方式中， 所述第一方波 信号由数字器件通过第一伪随机序列产生， 其中所述第一伪随机序列根据所 述第一接收信号的载频的估计值产生。
根据第一方面及其上述实现方式， 在另一种实现方式中， 所述第一伪随 机序列通过对基于所述第一接收信号的载频的估计值的正弦信号和 /或余弦 信号进行量化处理而得到。
第二方面， 提供了一种信号处理方法， 包括： 利用第一方波信号对第一 接收信号进行混频， 得到第一混频信号， 其中所述第一接收信号包括载频为 f 的窄带信号； 对所述第一混频信号进行低通滤波， 得到第一滤波信号； 对 所述第一滤波信号进行模数转换， 得到第一釆样信号； 根据所述第一釆样信 号估计在发射端传输的信息符号，其中所述第一方波信号根据所述第一接收 信号的载频的估计值产生。
根据第二方面， 在一种实现方式中， 该信号处理方法还包括： 利用第二 方波信号对所述第一接收信号进行混频， 得到第二混频信号； 对所述第二混 频信号进行低通滤波， 得到第二滤波信号； 对所述第二滤波信号进行模数转 换， 得到第二釆样信号； 其中， 所述根据所述第一釆样信号估计在发射端传 输的信息符号， 包括： 根据所述第一釆样信号和所述第二釆样信号估计发射 端传输的信息符号， 其中所述第二方波信号根据所述第一接收信号的载频的 估计值产生。 根据第二方面及其上述实现方式，在另一种实现方式中，该方法还包括： 利用第三方波信号对第二接收信号进行混频， 得到第三混频信号； 对所述第 三混频信号进行低通滤波， 得到第三滤波信号； 对所述第三滤波信号进行模 数转换， 得到第三釆样信号； 利用第四方波信号对所述第二接收信号进行混 频， 得到第四混频信号； 对所述第四混频信号进行低通滤波， 得到第四滤波 信号； 对所述第四滤波信号进行模数转换， 得到第四釆样信号； 其中， 所述 根据所述第一釆样信号和所述第二釆样信号估计发射端传输的信息符号， 包 括： 根据所述第一釆样信号、 所述第二釆样信号、 所述第三釆样信号和所述 第四釆样信号估计发射端传输的信息符号， 其中所述第三方波信号和所述第 四方波信号根据所述第二接收信号的载频的估计值产生， 所述第一接收信号 的载频的估计值与所述第二接收信号的载频的估计值不同。
根据第二方面及其上述实现方式， 在另一种实现方式中， 所述第一方波 信号为 sigi^sin xS xt)), 所述第二方波信号为 sign cos x xt)), 或者， 所 述第 一方波信号为 signcos x xt))， 所述第 二方波信号为 signCsinCfjxln t)), sign为符号函数， t表示时间， 为所述第一接收信号的 载频的频率估计值。
根据第二方面及其上述实现方式， 在另一种实现方式中， 所述第三方波 信号为 sign(sin(f2x2 xt))， 所述第四方波信号为 sign(cos(f2x2 xt))， 或者， 所 述第 三方波信号为 sign(cos(f2x2 xt))， 所述第 四方波信号为 sign(sin(f2x2nxt)), sign为符号函数， t表示时间， f2为所述第二接收信号的 载频的频率估计值。
根据第二方面及其上述实现方式， 在另一种实现方式中， 所述第一方波 信号为 81811{8^1( 2兀 0+ sin((f3+fp) 2π ΐ)}， 所述第二方波信号为 sign{cos(f1x2n><t) + cos((f3+fp)x2nxt)} , 或者，
所述第一方波信号为 signisin x xt sin((f3-fp) 2π ΐ)}, 所述第二方 波信号为 8811{。08( 2兀 0+ cos((f3-fp)x2 xt)}， 或者，
所述第一方波信号为 81811^11(( + 2兀 0+ sin(f3x2nxt)}, 所述第二方 波信号为 signfcos ^+fp) 2π ΐ) + cos(f3x2n t)}， 或者，
所述第一方波信号为 8811^11(( ^ 2兀 0+ sin(f3x2nxt)}, 所述第二方 波信号为 signicos ^-fp) x2 xt)+cos(f3x2 xt)}， 或者，
所述第一方波信号为 signisin x xW+ ,所述第 二方波信号为 81 11{。08( 2兀 0}+ sign{cos((f3+fp)x2 xt)}， 或者，
所述第一方波信号为 signisin x xW+ , 所述第 二方波信号为 signfcos x xt)}— sign{cos((f3-fp)x2 xt)}， 或者，
所述第一方波信号为 signisin x xt)},所述第 二方波信号为 signfcosi fi+fp) x2 xt}+ sign{cos(f3x2 xt)}， 或者，
所述第一方波信号为 signisin x xt)}, 所述第 二方波信号为 signfcosi fi-fp) χ2πχΐ)} + sign{cos(f3x2n><t)} , 或者，
所述第一方波信号为 signicos x xO+ , 所述第二方 波信号为 sin((f3+fp) 2π ΐ)}, 或者，
所述第一方波信号为 signicos x xt)— cos((f3-fp)x2n t)} , 所述第二方 波信号为 x2 xt)}， 或者，
所述第一方波信号为 signfcos ^+fp) χ2πχΐ) + cos(f3x2nxt)} , 所述第二 方波信号为 sin(f3x2 xt)}， 或者，
所述第一方波信号为 x2 xt)+cos(f3x2 xt)}， 所述第二方 波信号为 sin x xt)}, 或者，
所述第一方波信号为 sign{cos(f1x2 xt)}+ sign{cos((f3+fp)x2nxt)} , 所述 第二方波信号为 81 11^11( 2兀 0}+ sign{sin((f3+fp)x2 xt)}， 或者，
所述第一方波信号为 sign{cos(f1x2 xt)}+ sign{cos((f3-fp)x2 xt)}，所述第 二方波信号为 8811{8111( 2兀 0}+ sign{sin((f3-fp)x2 xt)}， 或者，
所述第一方 2π ΐ} + sign{cos(f3x2nxt)}, 所述 第二方波信号为 ignisin x xt)}, 或者，
所述第一方波信号为 sign{cos((frfp) χ2πχΐ)} + sign{cos(f3x2nxt)}, 所述 第二方波信号为 81 11^11(( ^ ) 2兀 0}+ sign{sin(f3x2nxt)},
sign为符号函数， t表示时间， fp为所述第一方波信号或所述第二方波 信号的最小频率或基频频率， 和 为所述第一接收信号的载频的频率估计 值且 #3。
根据第二方面及其上述实现方式， 在另一种实现方式中， 该信号处理方 法还包括： 利用所述第一方波信号对所述第一接收信号进行混频， 得到第五 混频信号； 对所述第五混频信号进行低通滤波， 得到第五滤波信号； 对所述 第五滤波信号进行模数转换， 得到第五釆样信号； 利用所述第二方波信号对 所述第一接收信号进行混频， 得到第六混频信号； 对所述第六混频信号进行 低通滤波， 得到第六滤波信号； 对所述第六滤波信号进行模数转换， 得到第 六釆样信号； 其中， 所述根据所述第一釆样信号和所述第二釆样信号估计发 射端传输的信息符号， 包括： 根据所述第一釆样信号、 所述第二釆样信号、 所述第五釆样信号和所述第六釆样信号估计发射端传输的信息符号。
根据第二方面及其上述实现方式， 在另一种实现方式中， 所述第一方波 信号由数字器件通过第一伪随机序列产生， 其中所述第一伪随机序列根据所 述第一接收信号的载频的估计值产生。
根据第二方面及其上述实现方式， 在另一种实现方式中， 所述第一伪随 机序列由所述数字器件对基于所述第一接收信号的载频的估计值的正弦信 号和 /或余弦信号进行量化处理而得到。
本发明实施例的接收机釆用方波信号对所接收的信号进行混频， 这样， 由于方波信号可以根据需要进行设置， 因此本发明实施例的接收机具有更好 的灵活性。 附图说明
为了更清楚地说明本发明实施例的技术方案， 下面将对实施例或现有技 术描述中所需要使用的附图作简单地介绍， 显而易见地， 下面描述中的附图 仅仅是本发明的一些实施例， 对于本领域普通技术人员来讲， 在不付出创造 性劳动的前提下， 还可以根据这些附图获得其他的附图。
图 1是包括传统混频器的传统接收机的示意框图。
图 2是本发明一个实施例的接收机的框图。
图 3是本发明另一 -实施例的接收机的框图。
图 4是本发明另一 -实施例的接收机的框图。
图 5是本发明另一 -实施例的接收机的框图。
图 6是本发明另一 -实施例的接收机的框图。
图 7是本发明另一 -实施例的接收机的框图。
图 8是本发明另一 -实施例的接收机的框图。
图 9是本发明另一 -实施例的接收机的框图。
图 10是本发明另-一实施例的接收机的 图。
图 11是本发明另-一实施例的接收机的 图。
12是本发明另-一实施例的接收机的 图。 图 13是本发明另一实施例的接收机的框图。
图 14是本发明一个实施例的接收方法的流程图。
图 15是本发明另一实施例的接收方法的流程图。 具体实施方式
下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行 清楚、 完整地描述， 显然， 所描述的实施例是本发明一部分实施例， 而不是 全部的实施例。 基于本发明中的实施例， 本领域普通技术人员在没有作出创 造性劳动前提下所获得的所有其他实施例， 都属于本发明保护的范围。
本发明的技术方案， 可以应用于各种通信系统， 例如： 全球移动通信系 统（ GSM， Global System of Mobile communication )， 码分多址（ CDMA, Code Division Multiple Access ) 系统， 宽带码分多址（ WCDMA, Wideband Code Division Multiple Access Wireless )，通用分组无线业务 ( GPRS， General Packet Radio Service ), 长期演进 ( LTE, Long Term Evolution )等。
用户设备 （ UE， User Equipment )， 也可称之为移动终端 （ Mobile
Terminal ),移动用户设备等， 可以经无线接入网（例如， RAN， Radio Access Network ) 与一个或多个核心网进行通信， 用户设备可以是移动终端， 如移 动电话（或称为"蜂窝"电话）和具有移动终端的计算机， 例如， 可以是便携 式、 袖珍式、 手持式、 计算机内置的或者车载的移动装置， 它们与无线接入 网交换语言和 /或数据。
基站，可以是 GSM或 CDMA中的基站（ BTS， Base Transceiver Station )， 也可以是 WCDMA中的基站（ NodeB )，还可以是 LTE中的演进型基站（ eNB 或 e-NodeB， evolutional Node B ), 本发明并不限定， 但为描述方便， 下述实 施例以 Node B为例进行说明。
图 1是包括传统混频器的传统接收机的示意框图。 图 1中， 多子带信号 最多可包括 k个窄带信号， 其载频可以表示为 {fj或 {wj， 这里 Wi=2 xfi， fi 为频率值， Wi为角频率值， i=l,2,... ,k， k为正整数； 各个窄带信号的带宽记 为 Bi。 众所周知， 每一个载波角频率为 Wi的窄带信号通常包括同相分量和 正交分量。 一般的， 通常釆用一个正弦信号 （Asinwit ) 和一个余弦信号 ( Acoswit )描述这两个分量， 其中余弦分量被称为同相分量， 即 I分量； 正 弦分量被称为正交分量， 即 Q分量。 如图 1所示， 每一套器件仅针对一个载波角频率 Wi。 具体地， 每一套器 件可包括带通滤波器、 两个混频通道和基带处理器， 其中一个混频通道包括 正弦波混频器件、低通滤波器（LPF， Low Pass Filter )和模数转换器（ADC， Analog-to-Digital Converter )， 另一个混频通道包括余弦波波混频器件、 低通 滤波器和模数转换器。
可见， 传统接收机中一套硬件只能用于一个固定的频带。 换句话说， 每 个频带必须有对应的一套硬件， 否则接收机将无法估计该频带上传输的信息 符号。
另外， 未来通信系统的趋势是， 可用的频带很多（设为 M， 例如 M=12)， 按照图 1的方案就需要 2M(=24)路的硬件。 图 1的接收机方案的硬件开销太 大， 在尺寸有限的移动终端， 甚至已经无法为新增的频带增加相应的硬件； 另一方面，未来通信系统往往在某个时刻只选用一些频带（设最大值为 K=4， Κ有可能远小于 Μ )接收端的多路硬件就会有很多闲置。
而且， 图 1的接收机方案缺乏灵活性。 例如， 当运营商用的频点变化， 或者可用的频点增加， 基站的 ADC系统不能支持， 通常需要重新设计整个 ADC系统， 从而需要更换硬件， 导致维护 /升级增加。
图 2是本发明一个实施例的接收机的框图。 如图 2所示， 接收机可包括 第一混频器 211、 第一低通滤波器 212、 第一模数转换器 213和信号处理单 元 201。
第一混频器 211利用第一方波信号对第一接收信号进行混频， 得到第一 混频信号。
第一低通滤波器 212用于从第一混频器 211接收第一混频信号， 对第一 混频信号进行低通滤波， 得到第一滤波信号。
第一模数转换器 213用于从第一低通滤波器 212接收第一滤波信号，对 第一滤波信号进行模数转换， 得到第一釆样信号。
信号处理单元 201用于从第一模数转换器 213接收第一釆样信号， 并根 据第一釆样信号估计发射端传输的信息符号。
其中第一方波信号根据第一接收信号的载频的估计值产生。
本发明实施例的接收机釆用方波信号对所接收的信号进行混频， 这样， 由于方波信号可以根据需要进行设置， 因此本发明实施例的接收机具有更好 的灵活性。 本发明实施例对载频估计值的具体形式不作限制， 例如， 载频估计值可 以表示为频率值 fi或角频率值 Wi或其他等价形式，本领域技术人员可以根据 实际场景使用合适的估计值形式。 下面的实施例中， 主要以频率值 fi或角频 率值 Wi作为载频估计值的例子进行描述， 但本领域技术人员很容易想到等 价的替代方案， 这样的替代方案仍落入本发明实施例的范围内。
具体地， 本发明实施例釆用的混频器使用方波信号， 这与使用单音信号 进行混频的传统混频器是不同的。 而且， 传统混频器釆用模拟器件， 这种模 拟器件的参数在配置好之后很难进行调整， 而本发明实施例釆用数字器件产 生混频所需的方波信号， 能够灵活地根据需要进行设置。 需要指出的是， 所 述的方波信号， 是本领域对一类信号的一种统称， 这类信号区别于传统的用 于混频的单音信号， 也可以称为多音信号， 即该信号的多次谐波的多倍频分 量的强度与基频分量的强度相比， 足够强， 从而在接收的过程中需要考虑多 倍频分量的影响并加以利用或者处理， 而不能忽略多倍频分量。 而使用单音 信号进行混频的传统混频器中， 通常只考虑单音信号的影响， 多次谐波的多 倍频分量的强度与基频分量的强度相比， 比较小， 通常可以忽略。 总之， 本 发明所述的方波信号， 并非严格的限定波形为方波， 而是指所包括的基频分 量和多倍频分量的强度处于相同或比较接近的量级的一类信号。
接收信号的载频估计值可以由接收端进行估计得到，也可以由发射端通 知给接收端， 或者也可以基于收发两端所遵守的通信协议得到， 或者也可以 由收发两端事先进行协商得到。本发明实施例对接收信号的载频估计值的获 取方式不作限制。
方波信号的产生装置可以位于接收机中， 也可以位于接收机之外， 通过 合适的线路连接到接收机。
可选地， 作为一个实施例， 第一方波信号可由数字器件通过第一伪随机 序列产生， 其中第一伪随机序列根据第一接收信号的载频的估计值（假设为 频率估计值 ， 当然也可以等价地使用角频率估计值 Wl )产生。 换句话说， 数字器件在产生方波信号时， 可根据接收信号的载频估计值得到伪随机序 歹 |J， 然后通过伪随机序列产生该方波信号。 但本发明实施例对数字器件产生 方波信号的方式不作限制。 例如， 可以对余弦信号 cos xS xt)或正弦信号 sin xS xt)进行量化或者截断， 即信号波形值大于 0则都量化到 1， 小于 0 则都量化到 - 1， 这样也可以产生合适的方波信号而无需借助于伪随机序列。 第一伪随机序列可以由数字器件对基于估计值 的正弦信号和 /或余弦 信号进行量化处理而得到。 例如， 当接收机仅仅保留一路混频器、 低通滤波 器和模数转换器时，第一伪随机序列可以由数字器件对基于估计值 f 的正弦 信号和余弦信号这两者进行量化处理而得到， 如第一伪随机序列可以取为 sign{sin(f! 2n t) + cos^^+fp) x2 xt)}或其他类似的形式，这里 fp为第一方波 信号的最小频率或基频频率。 在接收机釆用多路混频器、 低通滤波器和模数 转换器处理第一接收信号时， 第一伪随机序列可以由数字器件对基于估计值 的正弦信号 （或余弦信号）进行量化处理而得到。
本发明实施例对量化处理的方式不作限制，例如可以是符号函数 sign()。 以正弦信号 sii^ xS xt)进行量化得到伪随机序列并进一步产生对应的方波 信号的情况为例， 方波信号从连续时间波形的角度， 可以表达为 sigi^sin xS xt)^ 实际上， 由于方波信号具有时隙宽度 σ， 所以时间 t可以 取离散的点， 例如1=0, 0 ,20, ... ,(11-1)0， 这样就得到该方波信号对应的具有 n 项的伪随机序列。 通过上述过程的逆过程， 就可以从伪随机序列产生方波信 号。
图 3是本发明另一实施例的接收机的框图。 图 3的接收机中， 与图 2相 同的器件将使用相同的附图标记， 并因此省略重复的描述。
如图 3所示， 除了第一混频器 211、 第一低通滤波器 212、 第一模数转 换器 213和信号处理单元 201之外， 图 3的接收机还包括第二混频器 221、 第二低通滤波器 222和第二模数转换器 223。
第二混频器 221用于利用第二方波信号对第一接收信号进行混频，得到 第二混频信号。
第二低通滤波器 222用于从第二混频器 221接收第二混频信号，对第二 混频信号进行低通滤波， 得到第二滤波信号。
第二模数转换器 223用于从第二低通滤波器 222接收第二滤波信号，对 第二滤波信号进行模数转换， 得到第二釆样信号。
信号处理单元 201还用于从第二模数转换器 223接收第二釆样信号，， 并根据所述第一釆样信号和所述第二釆样信号估计发射端传输的信息符号， 其中所述第二方波信号由数字器件根据第一接收信号的载频的估计值 产生。
本发明实施例的接收机釆用方波信号对所接收的信号进行混频， 这样， 由于方波信号可以根据需要进行设置， 因此本发明实施例的接收机具有更好 的灵活性。
可选地，作为一个实施例，方波信号可由数字器件通过伪随机序列产生， 其中伪随机序列根据接收信号的载频的估计值产生。 换句话说， 数字器件在 产生方波信号时， 可根据接收信号的载频估计值得到伪随机序列， 然后通过 伪随机序列产生该方波信号。但本发明实施例对数字器件产生方波信号的方 式不作限制。 例如， 可以对余弦信号 cos xS xt)或正弦信号 sin xS xt)进 行量化或者截断， 即信号波形值大于 0则都量化到 1， 小于 0则都量化到 -1， 这样也可以产生合适的方波信号而无需借助于数字器件和伪随机序列。
可选地， 作为一个实施例， 本发明实施例中的伪随机序列可以通过对基 于载频估计值的正弦信号或余弦信号进行量化处理而得到。 例如， 上述第一 伪随机序列可以由数字器件对基于估计值 的正弦信号进行量化处理而得 到，上述第二伪随机序列可以由数字器件对基于估计值 的余弦信号进行量 化处理而得到。 反之亦可， 即上述第一伪随机序列可以由数字器件对基于估 计值 的余弦信号进行量化处理而得到，上述第二伪随机序列可以由数字器 件对基于估计值 的正弦信号进行量化处理而得到。
本发明实施例的接收机可以仅仅包括如图 3所示的一套硬件（两路混频 器、 低通滤波器和模数转换器）， 就可以用于变化的频带。 换句话说， 即使 接收信号的频带发生变化， 也不需要更换硬件， 只需要调整数字器件产生的 方波信号即可。 例如， 当运营商使用的频点发生变化， 或者可用的频点增加 时， 仍然可以使用本发明实施例的接收机， 而无需更换硬件， 这样能够节省 成本。
再例如， 当某个时刻发射端选用的频带数 K'小于接收机的硬件套数 K 时， 本发明实施例的接收机可以使用多于 2K'个的通道的 2K个通道接收这 K'个频带的信号， 这样能够提升接收性能。
另外， 由于方波信号包含多个单音（即多个载波）， 因此本发明实施例 还能够减少接收机的硬件套数， 例如可以将 M个窄带所需要的硬件路数由 2M降低到 2M/p (这里 p=3,5,7... ); 特别地， 如果接收信号最多同时包括 M 个窄带中 K个窄带， 则本发明实施例的接收机可以只需要 2K/p路硬件， 能 够进一步降低硬件开销。
图 3的实施例中仅仅描绘了一套硬件（包括两路硬件）的接收机的例子， 但本发明实施例对接收机内包含的硬件套数不作限制，也可以包括多套类似 的硬件， 其中每套硬件可以处理相同频带的接收信号， 也可以处理不同频带 的接收信号。
另外， 本发明实施例的接收机中， 各套硬件之间， 方波信号、 低通滤波 器和模数转换器的参数可以相同，也可以不同。例如，在参数不同的情况下， 可以以最小化总釆样率的原则设置各套硬件的参数，从而降低功耗。具体地， 作为一个实施例， 每套硬件中， 低通滤波器和低通滤波器的带宽可以为
(-fs/2,fs/2), 模数转换器和模数转换器的釆样率可以为 fs。 这些参数可满足 fs=fp, 且 fs>B，
其中 fp为方波信号的最小频率或基频频率， B通常设为前述多子带信号 包括的各个窄带信号的最大带宽； 在某些情况下， B也可以取为比前述多子 带信号包括的各个窄带信号的带宽 中的任意一个带宽稍大的值， 即比 B2,... , Bk 中的任意一个稍大的值， 例如比 B2稍大的值。 例如， 在图 2的例 子中， 第一低通滤波器 212和第二低通滤波器 222的带宽为 (-fs/2,fs/2)， 第一 模数转换器 213和第二模数转换器 223的釆样率为 fs，
fs=fp, 且 fs>B，
其中 fp为第一方波信号或第二方波信号的最小频率或基频频率。
图 3给出的实施例对应的常用应用场景是： 发射信号是一个载波角频率 为 Wl的窄带信号， 此时图 3 中的第一方波信号和第二方波信号分别为 sigi^cos w t))和 sigi^sii^w t 本发明实施例的原理在于， 釆用前述的方 波信号混频， 因为方波信号基频分量和多倍频分量强度相当， 所以即使在发 射信号只包括一个窄带信号的情况下， 各路 ADC得到的釆样信号中， 该窄 带信号的同相分量和正交分量仍然存在互相干扰， 从而需要综合多路 ADC 得到的釆样信号， 用相应的信号处理算法， 最小化干扰的影响以达到最好的 接收效果。 而根据窄带信号的载波角频率 Wl把图 3 中的第一方波信号和第 二方波信号分别取为 sign cos wiXt))和 sign(sin(Wlxt))， 是为了达到更好的接 收效果， 这包括得到更好的接收信噪比。 一般的， 本发明所述的第一方波信 号 sigi^cos wiXt))和第二方波信号 其物理实质是指通过对波 形 cos w^t)和 sin(Wl xt)进行量化得到的方波，具体的还可以有其它的各种实 现方式， sign cos ^t))和 sign(sin(Wlxt))只是一种常用的数字器件下得到的 实现方式。 其它的各种实现方式， 举一个例子如下， 当所釆用的数字器件可 以支持有 4个阶梯值的方波（通常表示为 -2,-1,1,2 )， 那么就可以把 cos(Wl xt) 量化到 [-2,-1,1,2]这个集合中最接近的一个值， 对方波的最小周期内的时间 t 做上述的量化，得到用于混频的有 4个阶梯值的方波。量化的具体实现方法， 是本领域专业人士公知的， 在此不再详细描述。
图 4是本发明另一实施例的接收机的框图。 图 4的接收机中， 与图 2和 图 3相同的器件将使用相同的附图标记， 并因此省略重复的描述。
如图 4所示， 除了第一混频器 211、 第一低通滤波器 212、 第一模数转 换器 213、 第二混频器 221、 第二低通滤波器 222、 第二模数转换器 223和信 号处理单元 201之外， 图 4的接收机还包括第三混频器 231、 第三低通滤波 器 232、 第三模数转换器 233、 第四混频器 241、 第四低通滤波器 242和第四 模数转换器 243。
第三混频器 231用于利用第三方波信号对第二接收信号进行混频，得到 第三混频信号。
第三低通滤波器 232用于从第三混频器 231接收第三混频信号，对第三 混频信号进行低通滤波， 得到第三滤波信号。
第三模数转换器 233用于从第三低通滤波器 232接收第三滤波信号，对 第三滤波信号进行模数转换， 得到第三釆样信号。
第四混频器 241用于利用第四方波信号对第二接收信号进行混频，得到 第四混频信号。
第四低通滤波器 242用于从第四混频器 241接收第四混频信号，对第四 混频信号进行低通滤波， 得到第四滤波信号。
第四模数转换器 243用于从第四低通滤波器 242接收第四滤波信号，对 第四滤波信号进行模数转换， 得到第四釆样信号。
信号处理单元 201还用于从第三模数转换器 233接收第三釆样信号，从 第四模数转换器 243接收第四釆样信号， 并根据第一釆样信号、 第二釆样信 号、 第三釆样信号和第四釆样信号估计发射端传输的信息符号。
这里， 第三方波信号和第四方波信号由数字器件根据第二接收信号的载 频的估计值产生， 第一接收信号的载频的估计值与第二接收信号的载频的估 计值不同 （即， f f2或 Wl≠w2 )。。
图 4的实施例主要针对接收信号包括多个窄带信号的情况， 其中这多个 窄带信号的载频互不相同。 图 4的实施例中仅仅描绘了 2套硬件（包括四路硬件）的接收机的例子， 其中各套硬件处理的接收信号的频率可以不同。 图 4的实施例可以类似地扩 展为更多套硬件的情况。 这样的扩展仍落入本发明实施例的范围内。
另外， 本发明实施例的接收机可以包括可选的滤波器 301， 用于对射频 天线在载频 fi (或表示为 Wi )上接收到的信号进行滤波处理， 得到用于进行 混频处理的接收信号。 可替换地， 在不需要滤波器 301的情况下， 用于进行 混频处理的接收信号可以是射频天线在载频 ft (或表示为 Wi )上接收到的信 号。
可选地， 作为一个实施例， 本发明实施例所使用的方波信号可以是 sign(sin(WiXt))和 sign(cos(WiXt))， 其中 Wi是包含多个窄带信号的发射信号中 的一个窄带信号的载波角频率并且 Wi= fiX27i， 这里 i为正整数， sign()为符号 函数， t表示时间。 一般的， 通信中的发射信号， 由多个窄带信号构成， 其 中第 i个窄带信号的载波角频率是 Wi;例如，发射信号由 2个窄带信号构成， 载波角频率分别是 ^和 w2。 符号函数 sign()通常是， sign (正数 )=1， sign (负 数) =-1 ; 而对于 sign(0)， 可以有各种不同的实现， 让 sign(0)=l， -1 , 或者 0。 特别的， 在有些实现方式中， 让 sign (绝对值小于某个值的数) =0.需要指出的 是， 符号函数 sign()可以釆用变形的实现方式， 例如 sign (正数 )=-1， sign (负 数) =1， 或者 sign (正数 )=x， sign (负数) =y其中 x和 y是互不相同的实数。
具体地， 如图 4所示， 第一方波信号可以是 第二方波信 号可以是 sign cos w^t 或者， 第一方波信号可以是 sign cos ^t)) , 第二 方波信号可以是
另外， 第三方波信号可以是 sign(sin(w2 xt))， 第四方波信号可以是 sign(cos(w2 xt))。 或者， 第三方波信号可以是 sign(cos(w2 xt))， 第四方波信号 可以是 sign(sin(w2 xt))o
另外， 本发明实施例的接收机中， 各套硬件之间， 方波信号、 低通滤波 器和模数转换器的参数可以相同，也可以不同。例如，在参数不同的情况下， 可以以最小化总釆样率的原则设置各套硬件的参数，从而降低功耗。具体地， 作为一个实施例， 每套硬件中， 低通滤波器和低通滤波器的带宽可以为
(-fs/2,fs/2),模数转换器和模数转换器的釆样率可以为 fs， 混频器所使用的方 波信号的最小频率或基频频率可以为 fp。 这些参数可满足
fs=fp, 且 fs>B， 其中 fp为方波信号的最小频率或基频频率。
例如， 在图 3的例子中， 第一低通滤波器 212和第二低通滤波器 222的 带宽为 (-fs/2,fs/2)， 第一模数转换器 213和第二模数转换器 223 的釆样率为 fs，
fs=fp, 且 fs>B，
其中 fp为第一方波信号或第二方波信号的最小频率或基频频率，。
另外， 第三低通滤波器 232和第四低通滤波器 242的带宽为 (-fs/2,fs/2)， 第三模数转换器 213和第四模数转换器 223的釆样率为 fs，
fs=fp, 且 fs>B，
其中 fp为第三方波信号或第四方波信号的最小频率或基频频率， B为第 三方波信号或第四方波信号的带宽。
图 5是本发明另一实施例的接收机的框图。 图 5的接收机中， 与图 2- 图 4相同的器件将使用相同的附图标记， 并因此省略重复的描述。
如图 5所示， 除了第一混频器 211、 第一低通滤波器 212、 第一模数转 换器 213、 第二混频器 221、 第二低通滤波器 222、 第二模数转换器 223和信 号处理单元 201之外， 图 5的接收机还包括第五混频器 251、 第五低通滤波 器 252、 第五模数转换器 253、 第六混频器 261、 第六低通滤波器 262和第六 模数转换器 263。
第五混频器 251用于利用第一方波信号对第一接收信号进行混频，得到 第五混频信号。
第五低通滤波器 252用于从第五混频器 251接收第五混频信号，对第五 混频信号进行低通滤波， 得到第五滤波信号。
第五模数转换器 253用于从第五低通滤波器 252接收第五滤波信号，对 第五滤波信号进行模数转换， 得到第五釆样信号。
第六混频器 261用于利用第二方波信号对第一接收信号进行混频，得到 第六混频信号。
第六低通滤波器 262用于从第六混频器 261接收第六混频信号，对第六 混频信号进行低通滤波， 得到第六滤波信号。
第六模数转换器 263用于从第六低通滤波器 262接收第六滤波信号，对 第六滤波信号进行模数转换， 得到第六釆样信号。
信号处理单元 201还用于从第五模数转换器 253接收第五釆样信号，从 第六模数转换器 263接收第六釆样信号， 并根据第一釆样信号、 第二釆样信 号、 第五釆样信号和第六釆样信号估计发射端传输的信息符号。
图 5的实施例中仅仅描绘了 2套硬件（包括四路硬件）的接收机的例子， 其中各套硬件处理的接收信号的频率可以相同。 图 5的实施例可以类似地扩 展为更多套硬件的情况。 这样的扩展仍落入本发明实施例的范围内。
可选地， 作为一个实施例， 本发明实施例所使用的方波信号对应的方波 信号可以是 sign(sin(WiXt))和 sign(cos(WiXt))， 其中 Wi是接收信号的载波角频 率并且 Wi= fiX27r， 这里 i为正整数， sign()为符号函数， t表示时间。
具体地， 如图 5所示， 第一方波信号可以是 第二方波信 号可以是 反之亦可。
另外， 本发明实施例的接收机中， 各套硬件之间， 方波信号、 低通滤波 器和模数转换器的参数可以相同，也可以不同。例如，在参数不同的情况下， 可以以最小化总釆样率的原则设置各套硬件的参数，从而降低功耗。具体地， 作为一个实施例， 每套硬件中， 低通滤波器和低通滤波器的带宽可以为 (-fs/2,fs/2),模数转换器和模数转换器的釆样率可以为 fs， 混频器所使用的方 波信号的最小频率或基频频率可以为 fp。 这些参数可满足
fs=fp, 且 fs>B，
其中 fp为方波信号的最小频率或基频频率。
例如， 在图 5的例子中， 第一低通滤波器 212、 第二低通滤波器 222、 第五低通滤波器 252和第六低通滤波器 262的带宽为 (-fs/2,fs/2)，第一模数转 换器 213、第二模数转换器 223、第五模数转换器 253和第六模数转换器 263 的釆样率为 fs，
fs=fp, 且 fs>B，
其中 fp为第一方波信号或第二方波信号的最小频率或基频频率。
利用不同的硬件通道处理同一个接收信号， 可以提高接收性能， 并且不 会导致硬件闲置。
可选地， 作为另一实施例， 上述第一接收信号还可以包括载频为 f3的窄 带信号且 #3， 换句话说， 第一接收信号的载频的估计值可以包括和 和¾ 这两者。 此时， 图 2-图 5的信号处理单元 201还可以根据第一釆样信号和第 二釆样信号估计在载频 f3上传输的信息符号。 在此情况下， 作为一种具体的 实现方式， 第一伪随机序列可以由数字器件对基于频率 的正弦信号（或余 弦信号）和基于频率 f3的正弦信号（或余弦信号）进行量化处理得到， 第二 伪随机序列可以由数字器件对基于频率 f 的余弦信号（或正弦信号）和基于 频率 f3的余弦信号 （或正弦信号）进行量化处理得到。
这样， 能够使用较少的硬件套数处理更多频带的接收信号， 降低了硬件 套数。
上述实施例可以扩展至接收信号包括更多载频的情况。 按照上述方式， 本发明实施例可以将 M个窄带所需要的硬件路数由 2M降低到 2M/p (这里 p=3,5,7... ); 特别地， 如果接收信号最多同时包括 M个窄带中 K个窄带， 则 本发明实施例的接收机可以只需要 2K/p路硬件， 能够进一步降低硬件开销。
图 6是本发明另一实施例的接收机的框图。 图 6的接收机中， 与图 2- 图 5相同的器件将使用相同的附图标记， 并因此省略重复的描述。
在 图 6 的 实施例 中 ， 第 一方波信号为 signisin xS xt)— sin((f3+fp)x2nxt)} , 第二方波信号为 8 811{。08^ 2兀 0+ cos((f3+fp)x2 xt)}。
这里， sign为符号函数， t表示时间， fp为第一方波信号或第二方波信 号的最小频率或基频频率， #3。
另外， 上述第一方波信号和第二方波信号可以互换， 即第一方波信号为 sign{cos(fiX2nxt) + cos((f3+fp)x2n><t)} , 第二方波信号为 signfsin x xt)— sin((f3+fp) χ2πχ0}。
图 7是本发明另一实施例的接收机的框图。 图 7的接收机中， 与图 2- 图 6相同的器件将使用相同的附图标记， 并因此省略重复的描述。
在图 7 的实施例中， 第一方波信号为 81 11^1^^2兀 0+ sin((f3-fp) χ2πχΐ)} ， 第 二方 波信号对应 的 方 波信号 为 signicos xS xt)—
这里， sign为符号函数， t表示时间， fp为第一方波信号或第二方波信 号的最小频率或基频频率， #3。
另外， 上述第一方波信号和第二方波信号可以互换， 即第一方波信号为 sign{cos(fiX2nxt) + cos((f3-fp)x2n><t)} , 第二方波信号为 signfsin x xt)—
图 8是本发明另一实施例的接收机的框图。 图 8的接收机中， 与图 2- 图 7相同的器件将使用相同的附图标记， 并因此省略重复的描述。
在图 8 的实施例中 ， 第一方波信号为 signisin ^+fp^ xt) +sin(f3x2nxt)}, 第二方波信号为 signfcos ^+fp) x2 xt)+cos(f3x2 xt)}。
这里， sign为符号函数， t表示时间， fp为第一方波信号或第二方波信 号的最小频率或基频频率， 即周期性的第一方波信号或第二方波信号的最小 周期的倒数， #3。
另外， 上述第一方波信号和第二方波信号可以互换， 即第一方波信号为 sign{cos((f!+fp) 2π ΐ) + cos(f3x2nxt)} ， 第 二 方 波 信 号 为 sign{sin((f1+fp)x2n><t) + sin(f3x2n><t)}。
图 9是本发明另一实施例的接收机的框图。 图 9的接收机中， 与图 2- 图 8相同的器件将使用相同的附图标记， 并因此省略重复的描述。
在图 9 的实施例中 ， 第一方波信号为 sign{sin((frfp)x2 xt)+ sin(f3x2nxt)}， 第二方波信号为 signfcos ^-fp) 2π ΐ) + cos(f3x2nxt)}。
这里， sign为符号函数， t表示时间， fp为第一方波信号或第二方波信 号的最小频率或基频频率， #3。
另外， 上述第一方波信号和第二方波信号可以互换， 即第一方波信号为 sign{cos((f!-fp) 2π ΐ) + cos(f3x2nxt)}，第二方波信号为
sin(f3x2 xt)}。
图 10是本发明另一实施例的接收机的框图。 图 10的接收机中， 与图 2- 图 9相同的器件将使用相同的附图标记， 并因此省略重复的描述。
在图 10 的 实施例 中 ， 第一方波信号为 81811{8^1( 2兀 0}+ sign{sin((f3+fp)x2nxt)} ， 第 二 方 波 信 号 为 8811{。08( 2兀 0}+ sign{cos((f3+fp)x2nxt)}。
这里， sign为符号函数， t表示时间， fp为第一方波信号或第二方波信 号的最小频率或基频频率， #3。
另外， 上述第一方波信号和第二方波信号可以互换， 即第一方波信号为 sign{cos(f! 2n t)} + sign{cos((f3+fp)x2nxt)} ， 第 二 方 波 信 号 为 sign{sin(f1x2 xt)}+ sign { sin((f3+fp) χ 2π xt) }。
图 11是本发明另一实施例的接收机的框图。 图 11的接收机中， 与图 2- 图 10相同的器件将使用相同的附图标记， 并因此省略重复的描述。
在图 11 的 实施例 中 ， 第一方波信号为 81811{8111( 2兀 0}+ sign{sin((f3-fp)x2nxt)} ， 第 二 方 波 信 号 为 8811{。08( 2兀 0}+ sign{cos((f3-fp)x2nxt)}。 这里， sign为符号函数， t表示时间， fp为第一方波信号或第二方波信 号的最小频率或基频频率， #3。
另外， 上述第一方波信号和第二方波信号可以互换， 即第一方波信号为 sign{cos(fix2nxt)} + sign{cos((f3-fp)x2nxt)} ， 第 二 方 波 信 号 为 sign{sin(f1x2 xt)}+ sign{sin( f3-fp)x2 xt)}。
图 12是本发明另一实施例的接收机的框图。 图 12的接收机中， 与图 2- 图 11相同的器件将使用相同的附图标记， 并因此省略重复的描述。
在图 12 的实施例中， 第一方波信号为 sign{sin((f1+fp)x2 xt)}+ sign{sin(f3x2nxt)} ， 第 二 方 波 信 号 为 signfcos ^+fp) 2π ΐ} + sign{cos(f3x2 xt)}。
这里， sign为符号函数， t表示时间， fp为第一方波信号或第二方波信 号的最小频率或基频频率， #3。
另外， 上述第一方波信号和第二方波信号可以互换， 即第一方波信号为 sign{cos((f!+fp) 2π ΐ} + sign{cos(f3x2nxt)} ， 第 二 方 波 信 号 为 sign { sin((f i+f ) χ2π X t) } + sign{sin(f3x2 xt)}。
图 13是本发明另一实施例的接收机的框图。 图 13的接收机中， 与图 2- 图 12相同的器件将使用相同的附图标记， 并因此省略重复的描述。
在图 13 的实施例中， 第一方波信号为 81811^11(( ^ 2兀 0}+ sign{sin(f3x2nxt)} ， 第 二 方 波 信 号 为 signicos ^-fp) 2π ΐ)} + sign{cos(f3x2 xt)}。
这里， sign为符号函数， t表示时间， fp为第一方波信号或第二方波信 号的最小频率或基频频率， #3。
另外， 上述第一方波信号和第二方波信号可以互换， 即第一方波信号为 sign{cos((fi-fp) χ2πχΐ)} + sign{cos(f3x2nxt)} ， 第 二 方 波 信 号 为 sign { sin((f i -fp) χ 2π x t) } + sign{sin(f3x2 xt)}。
在图 6-图 13的实施例中， 可以增加 ADC的釆样率，使得通道数目的降 低不影响信号处理质量。
例如， 在图 6-图 13的实施例中， 第一低通滤波器 212和第二低通滤波 器 222的带宽可以为 (-fsxl.5,fsxl.5)， 第一模数转换器 213和第二模数转换 器 223的釆样率可以为 3xfs，第一方波信号或第二方波信号的最小频率或基 频频率可以为 f 这些参数满足 fs=fp, 且 fs>B。
在上述图 6-图 13的实施例中， 都釆用了至少两路硬件通道， 实际中也 可以有只釆用一路硬件通道的实施例， 例如当发射信号是一个载波角频率为 Wl的窄带信号， 可以只用一路硬件通道， 这路硬件通道类似于在图 6-图 13 的实施例中的第一路硬件通道， 即第一低通滤波器 212 的带宽可以为 (-fsxl .5,fsx l .5), 第一模数转换器 213 的釆样率可以为 3xfs， 第一方波信号 的最小频率或基频频率可以为 fp。 这些参数满足
fs=fp， 且 fs>B。 此时可以把第一方波信号取为 signisin xS xt)— cos((f!+fp) χ2πχΐ)} , 或其他类似的形式。
可选地， 本发明实施例中用于产生方波信号的数字器件可以包括移位寄 存器（ shift register ), 例如可以釆用标准移位寄存器 （ standard shift register ) 实现。 数字器件可以位于接收机内， 也可以位于接收机外。 标准移位寄存器 可用于产生伪随机序列， 如 m-sequence。 另外， 本发明实施例的数字器件可 以在标准移位寄存器中增加一些存储器（memory ), 以支持比较复杂的伪随 机序列。 众所周知的是， 通过改变上述标准移位寄存器中存储的值， 就可以 改变相应的伪随机序列， 从而最终改变用于混频的方波。
另外， 图 10-图 13的实施例中， 每个方波信号的伪随机序列可以由两个 标准移位寄存器产生的波形相加来实现，也可以由一个标准移位寄存器和相 应的緩存设备（如存储器） 实现。
可选地，作为另一实施例，当需要处理的接收信号的频带为两个以上时， 图 2-图 13的信号处理单元可以集中处理各套硬件得到的釆样信号， 以消除 或緩解各个频带相互之间的干扰对接收性能的影响。
具体地， 可以根据伪随机序列和各频带所在的频段， 构造反映待釆样信 号频谱中有效（即非零）成分 Xs和 ADC釆样序列频谱 Y之间的关系的矩阵 As， 由 (Α^Α^ Α^ Υ得到 的估计。
考虑到噪声的影响， 可以由 (Α^ +αΙ^ Α^ Υ得到 Xs的估计， 这样可 以提升接收性能。 这里， α为噪声功率和信号功率的比值， I为单位矩阵。
需要接收的发射信号可以是各个子载波上的 QAM ( Quadrature Amplitude Modulation, 正交振幅调制）符号， 还可以釆用干扰消除技术， 先 找到接收 SNR ( Signal-to-Noise Ratio, 信噪比 )最好的子带， 得到其估计值， 然后基于估计值进行硬判， 并利用硬判结果在 Y中消除这个频带的影响， 然 后接收其它的频带， 如此依次进行。
信号处理单元 201可釆用最大似然算法， 但本发明实施例不限于此， 也 可以釆用其他的近似算法。
通常假设各频带之外是白噪声。 当各频带之外存在干扰时， 如果知道反 映噪声和干扰统计特性的矩阵 Ru， 公知的现有技术是， 可以由 +Ru) -1 AS H Y得到 的估计， 这样可以提升接收性能。
另外， 在本发明实施例， 当硬件套数多于接收信号的频带数的 2倍时， 还能够抑制窄带干扰。 具体地， 当窄带干扰所在的频率已知时， 可直接得到 对应的计入窄带干扰的 As2， 再使用本发明实施例的接收机， 相应的信号处 理算法有各种形式， 本领域专业人员可以容易的给出相应设计。。
釆用本发明所示的接收装置得到釆样值之后， 通常综合多路釆样值， 用 相应的信号处理接收算法得到所需的发射信号的估计， 所述的信号处理接收 算法， 有各种方式， 对于本领域专业人员来说是公知的； 特别的， 某些情况 下， 也可以通过一路 ADC的釆样值， 得到发射信号中对应的一路窄带信号 的估计。
图 14是本发明一个实施例的接收方法的流程图。 图 14的接收方法可以 由图 2的接收机执行。
141， 利用第一方波信号对第一接收信号进行混频， 得到第一混频信号。 142, 对第一混频信号进行低通滤波， 得到第一滤波信号。
143， 对第一滤波信号进行模数转换， 得到第一釆样信号。
144， 根据第一釆样信号估计在发射端传输的信息符号。
第一方波信号根据第一接收信号的载频的估计值产生。
本发明实施例的接收机釆用方波信号对所接收的信号进行混频， 这样， 由于方波信号可以根据需要进行设置， 因此本发明实施例的接收机具有更好 的灵活性。
具体地， 本发明实施例釆用的混频器使用方波信号， 这与使用单音信号 进行混频的传统混频器是不同的。 而且， 传统混频器釆用模拟器件， 这种模 拟器件的参数在配置好之后很难进行调整， 而本发明实施例釆用数字器件产 生混频所需的方波信号， 能够灵活地根据需要进行设置。
例如， 本发明实施例的接收机可以仅仅包括一套硬件（两路混频器、 低 通滤波器和模数转换器）， 就可以用于变化的频带。 换句话说， 即使接收信 号的频带发生变化， 也不需要更换硬件， 只需要调整数字器件产生的方波信 号即可。 例如， 当运营商使用的频点发生变化， 或者可用的频点增加时， 仍 然可以使用本发明实施例的接收机， 而无需更换硬件， 这样能够节省成本。
再例如， 当某个时刻发射端选用的频带数 K'小于接收机的硬件套数 K 时， 本发明实施例的接收机可以使用多于 2K'个的通道的 2K个通道接收这 K'个频带的信号， 这样能够提升接收性能。
另外， 由于方波信号包含多个单音（即多个载波）， 因此本发明实施例 还能够减少接收机的硬件套数， 例如可以将 M个窄带所需要的硬件路数由 2M降低到 2M/p (这里 p=3,5,7... ); 特别地， 如果接收信号最多同时包括 M 个窄带中 K个窄带， 则本发明实施例的接收机可以只需要 2K/p路硬件， 能 够进一步降低硬件开销。
本发明实施例的方法可包括图 2-图 13中接收机的各个部件的相应操作， 为避免重复， 不再详细描述。
图 15是本发明另一实施例的接收方法的流程图。 图 15的接收方法可以 由图 3-图 13的接收机执行。
151， 利用第一方波信号对第一接收信号进行混频， 得到第一混频信号。 152, 对第一混频信号进行低通滤波， 得到第一滤波信号。
153， 对第一滤波信号进行模数转换， 得到第一釆样信号。
154， 利用第二方波信号对第一接收信号进行混频， 得到第二混频信号。 155 , 对第二混频信号进行低通滤波， 得到第二滤波信号。
156， 对第二滤波信号进行模数转换， 得到第二釆样信号。
157， 根据第一釆样信号和第二釆样信号估计发射端传输的信息符号。 这里， 第一方波信号和第二方波信号根据第一接收信号的载频的估计值 (如表示为 或 )产生。
本发明实施例的接收机釆用方波信号对所接收的信号进行混频， 这样， 由于方波信号可以根据需要进行设置， 因此本发明实施例的接收机具有更好 的灵活性。
上述步骤的编号顺序不对本发明实施例的范围构成限制。 例如， 步骤 151-153可以在步骤 154-155之前执行，也可以在步骤 154-155之后执行或者 与步骤 154-155并行地执行。
可选地， 作为另一实施例， 在本发明实施例的信号处理方法中， 还可以 利用第三方波信号对第二接收信号进行混频， 得到第三混频信号； 对第三混 频信号进行低通滤波， 得到第三滤波信号； 对第三滤波信号进行模数转换， 得到第三釆样信号； 利用第四方波信号对第二接收信号进行混频， 得到第四 混频信号； 对第四混频信号进行低通滤波， 得到第四滤波信号； 对第四滤波 信号进行模数转换，得到第四釆样信号。在此情况下，在步骤 144或 157中， 可根据第一釆样信号、 第二釆样信号、 第三釆样信号和第四釆样信号估计发 射端传输的信息符号。 这里， 第三方波信号和第四方波信号由数字器件根据 第二接收信号的载频的估计值产生， 第一接收信号的载频的估计值与第二接 收信号的载频的估计值不同 （即， f f2或 Wl≠W2 )。
可选地， 作为另一实施例， 本发明实施例所使用的方波信号可以是 sign(sin(WiXt))和 sign(cos(WiXt))， 其中 Wi是包含多个窄带信号的发射信号中 的一个窄带信号的载波角频率并且 Wi= f ， 这里 i为正整数， sign()为符号 函数， t表示时间。 一般的， 通信中的发射信号， 由多个窄带信号构成， 其 中第 i个窄带信号的载波角频率是 Wi;例如，发射信号由 2个窄带信号构成， 载波角频率分别是 ^和 w2。 符号函数 sign()通常是， sign (正数 )=1， sign (负 数) =-1 ; 而对于 sign(0)， 可以有各种不同的实现， 让 sign(0)=l， -1， 或者 0。 特别的， 在有些实现方式中， 让 sign (绝对值小于某个值的数) =0.需要指出的 是， 符号函数 sign()可以釆用变形的实现方式， 例如 sign (正数 )=-1， sign (负 数) =1， 或者 sign (正数 )=x， sign (负数) =y其中 x和 y是互不相同的实数。
具体地， 第一方波信号可以是 sigi^sii^w^t)) , 第二方波信号可以是 sign(cos(wi Xt 或者， 第一方波信号为 sign(cos(fi 2n t)) , 第二方波信号为 sign(sin(f1 x2n><t
另外， 第三方波信号可以是 sign(sin(w2xt))， 第四方波信号可以是 sign(cos(w2xt))。 或者， 所述第三方波信号为 sign(cos(f2x2 xt))， 所述第四方 波信号为 sign(sin(f2x2 xt))。
可选地， 作为另一实施例， 第一接收信号还可以包括载频为 f3的窄带信 号且 #3，换句话说，第一接收信号的载频的估计值可以包括和 和 这两 者。 此时， 还可以根据第一釆样信号和第二釆样信号估计在载频 f3上传输的 信息符号， 其中第一方波信号对应的伪随机序列由数字器件对基于频率 的正弦信号和基于频率 f3的正弦信号进行符号函数处理得到，第二方波信号 对应的伪随机序列由数字器件对基于频率 的余弦信号和基于频率 f3的余弦 信号进行符号函数处理得到。该实施例可以扩展至接收信号包括更多载频的 情况。
可选地，作为另一实施例，第一方波信号
χ2πχΐ)}, 第二方波信号为
另外， 上述第一方波信号和第二方波信号可以互换， 即第一方波信号为 sign{cos(f1x2n><t) + cos((f3+fp)x2n><t)} , 第二方波信号为 signfsin x xt)— sin((f3+fp) χ2πχ0}。
可选地， 作为另一实施例， 第一方波信
χ2πχΐ)}, 第二方波信号为
另外， 上述第一方波信号和第二方波信号可以互换， 即第一方波信号为 sign{cos(fiX2nxt) + cos((f3-fp)x2n><t)} , 第二方波信号为 signfsin x xt)—
可选地， 作为另一实施例， 第一方波信号为
sin(f3x2nxt)}， 第二方波信号为 signfcos ^+fp) 2π ΐ) + cos(f3x2nxt)}。
另外， 上述第一方波信号和第二方波信号可以互换， 即第一方波信号为 sign{cos((fi+fp) 2π ΐ) + cos(f3x2nxt)} ， 第 二 方 波 信 号 为 sign{sin((f1+fp)x2n><t) + sin(f3x2n><t)}。
可选地， 作为另一实施例， 第一方波信号为 sign{sin((frfp)x2 xt)+ sin(f3x2nxt)}, 第二方波信号为 signicos ^-fp) x2 xt)+cos(f3x2 xt)}。
另外， 上述第一方波信号和第二方波信号可以互换， 即第一方波信号为 sign{cos((fi-fp) 2π ΐ) + cos(f3x2 xt)}，第二方波信号为 81 11{8111(( ) 2兀 0+ sin(f3x2 xt)}。
可选地， 作为另一实施例， 第一方波信号为 81811{8^1( 2兀 0} + sign{sin((f3+fp)x2nxt)} ， 第 二 方 波 信 号 为 8811{。08( 2兀 0}+ sign{cos((f3+fp)x2 xt)}。
另外， 上述第一方波信号和第二方波信号可以互换， 即第一方波信号为 sign{cos(fix2nxt)} + sign{cos((f3+fp)x2nxt)} ， 第 二 方 波 信 号 为 sign{sin(f1x2 xt)}+ sign { sin((f3+fp) χ 2π xt) }。
可选地， 作为另一实施例， 第一方波信号为 81811{8^1( 2兀 0} + sign{sin((f3-fp)x2nxt)} ， 第 二 方 波 信 号 为 8811{。08( 2兀 0}+ sign{cos((f3-fp)x2nxt)}。 另外， 上述第一方波信号和第二方波信号可以互换， 即第一方波信号为 sign{cos(fix2nxt)} + sign{cos((f3-fp)x2nxt)} ， 第 二 方 波 信 号 为 sign { sin(f丄 χ 2π x } + sign { sin((f3-fp) χ 2π χ }。
可选地， 作为另一实施例， 第一方波信号为 sign{sin((f1+fp)x2 xt)}+ sign{sin(f3x2nxt)} ， 第 二 方 波 信 号 为 signfcos ^+fp) 2π ΐ} + sign{cos(f3x2n><t)}。
另外， 上述第一方波信号和第二方波信号可以互换， 即第一方波信号为 sign{cos((fi+fp) 2π ΐ} + sign{cos(f3x2nxt)} ， 第 二 方 波 信 号 为 sign { sin((f i+fp) χ2π X t) } + sign{sin(f3x2nxt)}。
可选地， 作为另一实施例， 第一方波信号为 sign{sin((frfp)x2 xt)}+ sign{sin(f3x2nxt)} ， 第 二 方 波 信 号 为 signicos ^-fp) 2π ΐ)} + sign{cos(f3x2nxt)}。
另外， 上述第一方波信号和第二方波信号可以互换， 即第一方波信号为 sign{cos((f!-fp) χ2πχΐ)} + sign{cos(f3x2nxt)} ， 第 二 方 波 信 号 为 sign { sin((f i -fp) χ 2π x t) } + sign{sin(f3x2 xt)}。
这里， sign为符号函数， t表示时间， fp为第一方波信号或第二方波信 号的最小频率或基频频率， 即周期性的第一方波信号或第二方波信号的最小 周期的倒数。
可选地， 作为另一实施例， 可利用第一方波信号对第一接收信号进行混 频，得到第五混频信号； 对第五混频信号进行低通滤波，得到第五滤波信号； 对第五滤波信号进行模数转换， 得到第五釆样信号； 利用第二方波信号对第 一接收信号进行混频， 得到第六混频信号； 对第六混频信号进行低通滤波， 得到第六滤波信号； 对第六滤波信号进行模数转换， 得到第六釆样信号。 在 此情况下， 在步骤 144或 157中， 根据第一釆样信号、 第二釆样信号、 第五 釆样信号和第六釆样信号估计发射端传输的信息符号。
这样， 可以利用不同的硬件通道处理同一个接收信号， 可以提高接收性 能， 并且不会导致硬件闲置。
本领域普通技术人员可以意识到， 结合本文中所公开的实施例描述的各 示例的单元及算法步骤， 能够以电子硬件、 或者计算机软件和电子硬件的结 合来实现。 这些功能究竟以硬件还是软件方式来执行， 取决于技术方案的特 定应用和设计约束条件。 专业技术人员可以对每个特定的应用来使用不同方 法来实现所描述的功能， 但是这种实现不应认为超出本发明的范围。
所属领域的技术人员可以清楚地了解到， 为描述的方便和简洁， 上述描 述的系统、 装置和单元的具体工作过程， 可以参考前述方法实施例中的对应 过程， 在此不再赘述。
在本申请所提供的几个实施例中， 应该理解到， 所揭露的系统、 装置和 方法， 可以通过其它的方式实现。 例如， 以上所描述的装置实施例仅仅是示 意性的， 例如， 所述单元的划分， 仅仅为一种逻辑功能划分， 实际实现时可 以有另外的划分方式， 例如多个单元或组件可以结合或者可以集成到另一个 系统， 或一些特征可以忽略， 或不执行。 另一点， 所显示或讨论的相互之间 的耦合或直接辆合或通信连接可以是通过一些接口， 装置或单元的间接耦合 或通信连接， 可以是电性， 机械或其它的形式。 为单元显示的部件可以是或者也可以不是物理单元， 即可以位于一个地方， 或者也可以分布到多个网络单元上。可以根据实际的需要选择其中的部分或 者全部单元来实现本实施例方案的目的。
另外， 在本发明各个实施例中的各功能单元可以集成在一个处理单元 中， 也可以是各个单元单独物理存在， 也可以两个或两个以上单元集成在一 个单元中。
所述功能如果以软件功能单元的形式实现并作为独立的产品销售或使 用时， 可以存储在一个计算机可读取存储介质中。 基于这样的理解， 本发明 的技术方案本质上或者说对现有技术做出贡献的部分或者该技术方案的部 分可以以软件产品的形式体现出来， 该计算机软件产品存储在一个存储介质 中， 包括若干指令用以使得一台计算机设备（可以是个人计算机， 服务器， 或者网络设备等）执行本发明各个实施例所述方法的全部或部分步骤。 而前 述的存储介质包括： U盘、移动硬盘、只读存储器（ OM, Read-Only Memory )、 随机存取存储器（RAM， Random Access Memory ), 磁碟或者光盘等各种可 以存储程序代码的介质。
以上所述， 仅为本发明的具体实施方式， 但本发明的保护范围并不局限 于此， 任何熟悉本技术领域的技术人员在本发明揭露的技术范围内， 可轻易 想到变化或替换， 都应涵盖在本发明的保护范围之内。 因此， 本发明的保护 范围应所述以权利要求的保护范围为准。

Claims (22)

  1. 权利要求
    1、 一种接收机， 其特征在于， 包括：
    第一混频器， 用于利用第一方波信号对第一接收信号进行混频， 得到第 一混频信号；
    第一低通滤波器， 用于从所述第一混频器接收所述第一混频信号， 对所 述第一混频信号进行低通滤波， 得到第一滤波信号；
    第一模数转换器， 用于从所述第一低通滤波器接收所述第一滤波信号， 对所述第一滤波信号进行模数转换， 得到第一釆样信号；
    信号处理单元， 用于从所述第一模数转换器接收所述第一釆样信号， 并 根据所述第一釆样信号估计发射端传输的信息符号，
    其中所述第一方波信号根据所述第一接收信号的载频的估计值产生。
  2. 2、 如权利要求 1所述的接收机， 其特征在于， 还包括：
    第二混频器， 用于利用第二方波信号对所述第一接收信号进行混频， 得 到第二混频信号；
    第二低通滤波器， 用于从所述第二混频器接收所述第二混频信号， 对所 述第二混频信号进行低通滤波， 得到第二滤波信号；
    第二模数转换器， 用于从所述第二低通滤波器接收所述第二滤波信号， 对所述第二滤波信号进行模数转换， 得到第二釆样信号；
    所述信号处理单元，还用于从所述第二模数转换器接收所述第二釆样信 号， 并根据所述第一釆样信号和所述第二釆样信号估计发射端传输的信息符 号，
    其中所述第二方波信号根据所述第一接收信号的载频的估计值产生。
  3. 3、 如权利要求 2所述的接收机， 其特征在于， 还包括：
    第三混频器， 用于利用第三方波信号对第二接收信号进行混频， 得到第 三混频信号；
    第三低通滤波器， 用于从所述第三混频器接收所述第三混频信号， 对所 述第三混频信号进行低通滤波， 得到第三滤波信号；
    第三模数转换器， 用于从所述第三低通滤波器接收所述第三滤波信号， 对所述第三滤波信号进行模数转换， 得到第三釆样信号；
    第四混频器， 用于利用第四方波信号对所述第二接收信号进行混频， 得 到第四混频信号； 第四低通滤波器， 用于从所述第四混频器接收所述第四混频信号， 对所 述第四混频信号进行低通滤波， 得到第四滤波信号；
    第四模数转换器， 用于从所述第四低通滤波器接收所述第四滤波信号， 对所述第四滤波信号进行模数转换， 得到第四釆样信号；
    所述信号处理单元，还用于从所述第三模数转换器接收所述第三釆样信 号， 从所述第四模数转换器接收所述第四釆样信号， 并根据所述第一釆样信 号、 所述第二釆样信号、 所述第三釆样信号和所述第四釆样信号估计发射端 传输的信息符号，
    其中所述第三方波信号和所述第四方波信号根据所述第二接收信号的 载频的估计值产生， 所述第一接收信号的载频的估计值与所述第二接收信号 的载频的估计值不同。
  4. 4、 如权利要求 2所述的接收机， 其特征在于，
    所述第一方波信号为 sigi^sin xS xt))， 所述第二方波信号为 sign(cos(f1 χ2πχΐ)) , 或者，
    所述第一方波信号为 sign cos x xt))， 所述第二方波信号为 sigr^sir^f^ xt)),
    sign为符号函数， t表示时间， f 为所述第一接收信号的载频的频率估计 值。
  5. 5、 如权利要求 3所述的接收机， 其特征在于，
    所述第三方波信号为 sign(sin(f2x2 xt))， 所述第四方波信号为 sign(cos(f2x2n><t)), 或者，
    所述第三方波信号为 sign(cos(f2x2 xt))， 所述第四方波信号为 sign(sin(f2 χ 2π x t))，
    sign为符号函数， t表示时间， f2为所述第二接收信号的载频的频率估计 值。
  6. 6、 如权利要求 2所述的接收机， 其特征在于，
    所述第一方波信号为 81 11^11( 2兀 0+ sin((f3+fp) 2π ΐ)}, 所述第二方 波信号为 8811{。08( 2兀 0+ cos((f3+fp)x2 xt)}， 或者，
    所述第一方波信号为 signisin x xt sin((f3-fp) 2π ΐ)}, 所述第二方 波信号为 signicos x xO+coslXfHt x xt)}, 或者，
    所述第一方波信号为 81811^11(( + 2兀 0+ sin(f3x2nxt)}, 所述第二方 波信号为 signfcos ^+fp) 2πχΐ) + cos(f3x2n t)}， 或者，
    所述第一方波信号为 ^11{^11(( ^ 2兀><0+ sin(f3x2nxt)}, 所述第二方 波信号为 signicos ^-fp) x27rxt)+ cos(f3x2 xt)}， 或者，
    所述第一方波信号为 signisin x KxW+ ,所述第 二方波信号为 signicos xS xt)}— sign{cos((f3+fp)x2 xt)}， 或者，
    所述第一方波信号为 signisin x xW+signisin ^-fp^?;^)}, 所述第 二方波信号为 81 11{。08( 2兀 0}+ sign{cos((f3-fp)x2 xt)}， 或者，
    所述第一方波信号为 所述第 二方波信号为 signfcosi f!+fp) χ2πχ }+ sign{cos(f3x2 xt)}， 或者，
    所述第一方波信号为 ^ 1 ^11(( ^ 2兀 1)}+ 11{^1^ 2兀 0}， 所述第 二方波信号为 signicos ^-fp) x2 xt)}+sign{cos(f3x2 xt)}， 或者，
    所述第一方波信号为 signicos x xO+ , 所述第二方 波信号为 81§11{8111( 2兀 0+ sin((f3+fp) χ2πΗ)}, 或者，
    所述第一方波信号为 sign cos xS xt cos((f3-fp)x2 xt)} , 所述第二方 波信号为 signisin x xO+sin ^-fp) χ2πχ)}， 或者，
    所述第一方波信号为 signfcos ^+fp) 2π ΐ) + cos(f3x2nxt)} , 所述第二 方波信号为 81 11{8111(( + ) 2兀 0+8111( 2兀 0}， 或者，
    所述第一方波信号为 sign{cos((frfp) x2Kxt)+cos(f3x2Kxt)}， 所述第二方 波信号为 signisinlXf fp SKxO+sin x xt)}, 或者，
    所述第一方波信号为 sign{cos((f3+fp)x2nxt)} , 所述 第二方波信号为 8811{8 (£^2兀 0}+ sign{sin((f3+fp)x2 xt)}， 或者，
    所述第一方波信号为 ^§11{(；08( 2兀 0}+ sign{cos((f3-fp)x2 xt)}，所述第 二方波信号为 , 或者，
    所述第一方 2π ΐ} + sign{cos(f3x2nxt)}, 所述 第二方波信号为 ignisin x xt)}, 或者，
    所述第一方波信号为 sigr^cos ^-fp) χ2πχί)}+ sign{cos(f3x2 xt)}， 所述 第二方波信号为 sign{sin((frfp)x2 xt)}+ sign{sin(f3 2n t)} ,
    sign为符号函数， t表示时间， fp为所述第一方波信号或所述第二方波 信号的最小频率或基频频率， f 和 f3为所述第一接收信号的载频的频率估计 值且 #3。
    7、 如权利要求 2所述的接收机， 其特征在于， 所述第一低通滤波器和所述第二低通滤波器的带宽为 (-fs/2,fs/2)， 所述第一模数转换器和所述第二模数转换器的釆样率为 fs，
    fs=fp, 且 fs>B，
    其中 fp 为所述第一方波信号或所述第二方波信号的最小频率或基频频 率， B为所述第一方波信号或所述第二方波信号的带宽。
  7. 8、 如权利要求 2所述的接收机， 其特征在于，
    所述第一低通滤波器和所述第二低通滤波器的带宽为 (-fsx l .5,fsxl .5)， 所述第一模数转换器和所述第二模数转换器的釆样率为 3 xfs，
    fs=fp, 且 fs>B，
    其中 fp 为所述第一方波信号或所述第二方波信号的最小频率或基频频 率， B为所述第一方波信号或所述第二方波信号的带宽。
  8. 9、 如权利要求 1-8任一项所述的接收机， 其特征在于， 还包括： 第五混频器， 用于利用所述第一方波信号对所述第一接收信号进行混 频， 得到第五混频信号；
    第五低通滤波器， 用于从所述第五混频器接收所述第五混频信号， 对所 述第五混频信号进行低通滤波， 得到第五滤波信号；
    第五模数转换器， 用于从所述第五低通滤波器接收所述第五滤波信号， 对所述第五滤波信号进行模数转换， 得到第五釆样信号；
    第六混频器， 用于利用所述第二方波信号对所述第一接收信号进行混 频， 得到第六混频信号；
    第六低通滤波器， 用于从所述第六混频器接收所述第六混频信号， 对所 述第六混频信号进行低通滤波， 得到第六滤波信号；
    第六模数转换器， 用于从所述第六低通滤波器接收所述第六滤波信号， 对所述第六滤波信号进行模数转换， 得到第六釆样信号；
    所述信号处理单元，还用于从所述第五模数转换器接收所述第五釆样信 号， 从所述第六模数转换器接收所述第六釆样信号， 并根据所述第一釆样信 号、 所述第二釆样信号、 所述第五釆样信号和所述第六釆样信号估计发射端 传输的信息符号。
  9. 10、 如权利要求 1-9任一项所述的接收机， 其特征在于， 所述第一接收 信号为射频天线接收的信号。
  10. 11、如权利要求 1-9任一项所述的接收机， 其特征在于， 还包括滤波器， 用于对射频天线接收的信号进行滤波处理， 得到所述第一接收信号。
  11. 12、如权利要求 1-11任一项所述的接收机， 其特征在于， 所述数字器件 包括移位寄存器。
  12. 13、 如权利要求 1-12任一项所述的接收机， 其特征在于， 所述第一方 波信号由数字器件通过第一伪随机序列产生， 其中所述第一伪随机序列根据 所述第一接收信号的载频的估计值产生。
  13. 14、 如权利要求 13所述的接收机， 其特征在于， 所述第一伪随机序列 通过对基于所述第一接收信号的载频的估计值的正弦信号和 /或余弦信号进 行量化处理而得到。
  14. 15、 一种信号处理方法， 其特征在于， 包括：
    利用第一方波信号对第一接收信号进行混频， 得到第一混频信号， 其中 所述第一接收信号包括载频为 f 的窄带信号；
    对所述第一混频信号进行低通滤波， 得到第一滤波信号；
    对所述第一滤波信号进行模数转换， 得到第一釆样信号；
    根据所述第一釆样信号估计在发射端传输的信息符号，
    其中所述第一方波信号根据所述第一接收信号的载频的估计值产生。
  15. 16、 如权利要求 15所述的信号处理方法， 其特征在于， 还包括： 利用第二方波信号对所述第一接收信号进行混频， 得到第二混频信号； 对所述第二混频信号进行低通滤波， 得到第二滤波信号；
    对所述第二滤波信号进行模数转换， 得到第二釆样信号；
    其中，所述根据所述第一釆样信号估计在发射端传输的信息符号，包括： 根据所述第一釆样信号和所述第二釆样信号估计发射端传输的信息符号， 其中所述第二方波信号根据所述第一接收信号的载频的估计值产生。
  16. 17、 如权利要求 16所述的信号处理方法， 其特征在于， 还包括： 利用第三方波信号对第二接收信号进行混频， 得到第三混频信号； 对所述第三混频信号进行低通滤波， 得到第三滤波信号；
    对所述第三滤波信号进行模数转换， 得到第三釆样信号；
    利用第四方波信号对所述第二接收信号进行混频， 得到第四混频信号； 对所述第四混频信号进行低通滤波， 得到第四滤波信号；
    对所述第四滤波信号进行模数转换， 得到第四釆样信号；
    其中， 所述根据所述第一釆样信号和所述第二釆样信号估计发射端传输 的信息符号， 包括： 根据所述第一釆样信号、 所述第二釆样信号、 所述第三 釆样信号和所述第四釆样信号估计发射端传输的信息符号，
    其中所述第三方波信号和所述第四方波信号根据所述第二接收信号的 载频的估计值产生， 所述第一接收信号的载频的估计值与所述第二接收信号 的载频的估计值不同。
  17. 18、 如权利要求 16所述的信号处理方法， 其特征在于，
    所述第一方波信号为 sigi^sin xS xt))， 所述第二方波信号为 sign(cos(f1 χ2πχΐ)) , 或者，
    所述第一方波信号为 sign cos x xt))， 所述第二方波信号为
    sign为符号函数， t表示时间， f 为所述第一接收信号的载频的频率估计 值。
  18. 19、 如权利要求 17所述的信号处理方法， 其特征在于，
    所述第三方波信号为 sign(sin(f2x2 xt))， 所述第四方波信号为 sign(cos(f2x2n><t)), 或者，
    所述第三方波信号为 sign(cos(f2x2 xt))， 所述第四方波信号为 sign(sin(f2 χ 2π x t))，
    sign为符号函数， t表示时间， f2为所述第二接收信号的载频的频率估计 值。
  19. 20、 如权利要求 16所述的信号处理方法， 其特征在于，
    所述第一方波信号为 81 11^11( 2兀 0+ sin((f3+fp) 2π ΐ)}, 所述第二方 波信号为 8811{。08( 2兀 0+ cos((f3+fp)x2 xt)}， 或者，
    所述第一方波信号为 signisin x xt sin((f3-fp) 2π ΐ)}, 所述第二方 波信号为 8811{。08( 2兀 0+ cos((f3-fp)x2 xt)}， 或者，
    所述第一方波信号为 81811^11(( + 2兀 0+ sin(f3x2nxt)}, 所述第二方 波信号为 signfcos ^+fp) 2π ΐ) + cos(f3x2n t)}， 或者，
    所述第一方波信号为 sign{sin((frfp)x2 xt)+ sin(f3 2n t)} , 所述第二方 波信号为 signicos ^-fp) x2 xt)+ cos(f3x2 xt)}， 或者，
    所述第一方波信号为 signisin x xW+ ,所述第 二方波信号为 81 11{。08( 2兀 0}+ sign{cos((f3+fp)x2 xt)}， 或者，
    所述第一方波信号为 signisin x xW+ , 所述第 二方波信号为 signfcos x xt)}— sign{cos((f3-fp)x2 xt)}， 或者，
    所述第一方波信号为 signisin x xt)},所述第 二方波信号为 signfcosi fi+fp) χ2πχΐ} + sign{cos(f3x2n><t)} , 或者，
    所述第一方波信号为 signisin x xt)}, 所述第 二方波信号为 signfcosi fi-fp) x2 xt)}+ sign{cos(f3x2 xt)}， 或者，
    所述第一方波信号为 signicos x xO+ , 所述第二方 波信号为 sin((f3+fp) 2π ΐ)}, 或者，
    所述第一方波信号为 signicos x xt)— cos((f3-fp)x2n t)} , 所述第二方 波信号为 x2 xt)}， 或者，
    所述第一方波信号为 signfcos ^+fp) 2π ΐ) + cos(f3x2nxt)} , 所述第二 方波信号为 sin(f3x2 xt)}， 或者，
    所述第一方波信号为 sign{cos((frfp) x2 xt)+cos(f3x2 xt)}， 所述第二方 波信号为 81 11^11(( ^ ) 2兀 0+ sin(f3x2 xt)}， 或者，
    所述第一方波信号为 sign{cos(f1x2 xt)}+ sign{cos((f3+fp)x2nxt)} , 所述 第二方波信号为 8811{8 ( 2兀 0}+ sign{sin((f3+fp)x2 xt)}， 或者，
    所述第一方波信号为 sign{cos(f1x2 xt)}+ sign{cos((f3-fp)x2 xt)}，所述第 二方波信号为 8811{8111( 2兀 0}+ sign{sin((f3-fp)x2 xt)}， 或者，
    所述第一方 2π ΐ} + sign{cos(f3x2nxt)}, 所述 第二方波信号为 ignisin x xt)}, 或者，
    所述第一方 χ2πχΐ)} + sign{cos(f3x2nxt)}, 所述 第二方波信号为 81 11^11(( ^ ) 2兀 0}+ sign{sin(f3x2nxt)},
    sign为符号函数， t表示时间， fp为所述第一方波信号或所述第二方波 信号的最小频率或基频频率， f 和 f3为所述第一接收信号的载频的频率估计 值且 #3。
  20. 21、 如权利要求 15所述的信号处理方法， 其特征在于， 还包括： 利用所述第一方波信号对所述第一接收信号进行混频，得到第五混频信 号；
    对所述第五混频信号进行低通滤波， 得到第五滤波信号；
    对所述第五滤波信号进行模数转换， 得到第五釆样信号；
    利用所述第二方波信号对所述第一接收信号进行混频，得到第六混频信 号； 对所述第六混频信号进行低通滤波， 得到第六滤波信号； 对所述第六滤波信号进行模数转换， 得到第六釆样信号；
    其中， 所述根据所述第一釆样信号和所述第二釆样信号估计发射端传输 的信息符号， 包括： 根据所述第一釆样信号、 所述第二釆样信号、 所述第五 釆样信号和所述第六釆样信号估计发射端传输的信息符号。
  21. 22、 如权利要求 15-21任一项所述的信号处理方法， 其特征在于， 所述 第一方波信号由数字器件通过第一伪随机序列产生， 其中所述第一伪随机序 列根据所述第一接收信号的载频的估计值产生。
  22. 23、 如权利要求 22所述的信号处理方法， 其特征在于， 所述第一伪随 机序列由所述数字器件对基于所述第一接收信号的载频的估计值的正弦信 号和 /或余弦信号进行量化处理而得到。
CN201480056040.6A 2014-07-29 2014-07-29 接收机和信号处理方法 Active CN105659548B (zh)

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
PCT/CN2014/083239 WO2016015224A1 (zh) 2014-07-29 2014-07-29 接收机和信号处理方法

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN105659548A true CN105659548A (zh) 2016-06-08
CN105659548B CN105659548B (zh) 2019-04-26

Family

ID=55216591

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN201480056040.6A Active CN105659548B (zh) 2014-07-29 2014-07-29 接收机和信号处理方法

Country Status (4)

Country Link
US (1) US9882530B2 (zh)
EP (1) EP3163826B1 (zh)
CN (1) CN105659548B (zh)
WO (1) WO2016015224A1 (zh)

Families Citing this family (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2016015224A1 (zh) 2014-07-29 2016-02-04 华为技术有限公司 接收机和信号处理方法

Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20060158366A1 (en) * 2005-01-18 2006-07-20 Yong-Woon Kim Receiver and method thereof
CN101022280A (zh) * 2006-12-15 2007-08-22 清华大学 正交下混频数字模板匹配的脉冲超宽带无线信号接收方法
CN101252570A (zh) * 2008-04-01 2008-08-27 北京天碁科技有限公司 一种多载波接收机及其信号处理方法
CN101359921A (zh) * 2008-09-18 2009-02-04 北京天碁科技有限公司 校准表获取方法和装置以及自动增益校准方法和装置
CN102291151A (zh) * 2011-06-24 2011-12-21 清华大学 随机信号混频多通道采样系统中观测矩阵的获取方法

Family Cites Families (17)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE69826829T2 (de) 1997-08-12 2005-10-20 Koninklijke Philips Electronics N.V. Digitales kommunikationsgerät
US6922555B1 (en) * 1999-09-02 2005-07-26 Koninklijke Philips Electronics N.V. Phase interpolation receiver for angle modulated RF signals
US7555263B1 (en) * 1999-10-21 2009-06-30 Broadcom Corporation Adaptive radio transceiver
US6947499B2 (en) * 2000-07-31 2005-09-20 Icom Incorporated Angle demodulation apparatus, local oscillation apparatus, angle demodulation method, local oscillation signal generating method, recording medium and computer data signal
EP1347581A3 (en) * 2002-03-22 2004-11-17 Kabushiki Kaisha Toshiba Radio communication apparatus and method
WO2004015439A2 (en) * 2002-08-08 2004-02-19 Koninklijke Philips Electronics N.V. Improved mixers with a plurality of local oscillators and systems based thereon
US7116242B2 (en) * 2002-11-27 2006-10-03 Lear Corporation Programmable transmitter and receiver including digital radio frequency memory
EP1894306B1 (en) * 2005-06-09 2011-05-11 ITT Manufacturing Enterprises, Inc. Multi-carrier constant envelope signal scheme for power and bandwidth efficient communications
KR100789784B1 (ko) * 2006-10-11 2007-12-28 한국전자통신연구원 스케일러블 대역폭을 지원하는 수신 장치 및 그 방법
US8095088B2 (en) * 2007-05-17 2012-01-10 Harris Stratex Networks Operating Corporation Compact wide dynamic range transmitter for point to point radio
CN102099998B (zh) * 2008-05-27 2015-01-21 意法爱立信有限公司 使差分I/Q信号不重叠的低1/f噪声本机振荡器
US8145170B2 (en) * 2008-11-25 2012-03-27 Silicon Laboratories Inc. Low-cost receiver using tracking bandpass filter and lowpass filter
EP2391000B1 (en) * 2010-05-26 2020-07-08 Integrated Device Technology, Inc. Digital Signal Generator
US8320858B2 (en) * 2010-11-22 2012-11-27 Motorola Solutions, Inc. Apparatus for receiving multiple independent RF signals simultaneously and method thereof
GB2504973B (en) * 2012-08-15 2014-11-19 Broadcom Corp Receiver circuit
EP2746891B1 (en) * 2012-12-20 2015-06-03 Imec A current waveform generator
WO2016015224A1 (zh) 2014-07-29 2016-02-04 华为技术有限公司 接收机和信号处理方法

Patent Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20060158366A1 (en) * 2005-01-18 2006-07-20 Yong-Woon Kim Receiver and method thereof
CN101022280A (zh) * 2006-12-15 2007-08-22 清华大学 正交下混频数字模板匹配的脉冲超宽带无线信号接收方法
CN101252570A (zh) * 2008-04-01 2008-08-27 北京天碁科技有限公司 一种多载波接收机及其信号处理方法
CN101359921A (zh) * 2008-09-18 2009-02-04 北京天碁科技有限公司 校准表获取方法和装置以及自动增益校准方法和装置
CN102291151A (zh) * 2011-06-24 2011-12-21 清华大学 随机信号混频多通道采样系统中观测矩阵的获取方法

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
王国庆等: "《基于二阶采样和二次混频的全数字正交解调》", 《中国电子科学研究院学报》 *

Also Published As

Publication number Publication date
US9882530B2 (en) 2018-01-30
EP3163826A4 (en) 2017-11-15
WO2016015224A1 (zh) 2016-02-04
CN105659548B (zh) 2019-04-26
EP3163826B1 (en) 2018-12-05
EP3163826A1 (en) 2017-05-03
US20170141731A1 (en) 2017-05-18

Similar Documents

Publication Publication Date Title
US7356075B2 (en) Method and apparatus for signal separation
US7668262B2 (en) Systems, methods, and apparatuses for coarse spectrum-sensing modules
EP2141818B1 (en) Signal processing device and method
US7710919B2 (en) Systems, methods, and apparatuses for spectrum-sensing cognitive radios
CN101208924B (zh) 降低宽带设备和窄带干扰源之间干扰的方法和装置
US20070092045A1 (en) Systems, Methods, and Apparatuses for Fine-Sensing Modules
KR20090108134A (ko) 주파수 코딩을 강화한 다중반송파 변조
CN109428700A (zh) 一种发送信号的方法及设备
JP2007536835A (ja) 多帯域ｏｆｄｍシステムのためのデータトーンのガードトーンへのマッピング
CN103491047B (zh) 发射端、接收端及单载波系统和多载波系统的共存方法
CN101095324A (zh) 用于对无线通信信号进行盲源分离的系统和方法
JP2011525758A (ja) マルチバンド直交周波数分割多重接続（ｏｆｄｍａ）通信システム中のデータ送受信方法とそれを用いた通信装置
CN106453171A (zh) 一种同频同时全双工系统的自干扰消除方法
US8081561B2 (en) Signal generating unit and signal receiving unit
KR100825508B1 (ko) 대역 통과 표본화에 의한 복수의 무선 처리 신호들에 대한동시 하향 변환 장치 및 방법
CN105703784B (zh) 谐波杂散抑制的方法和设备接收机
Zhang et al. Polyphase filter bank based multi‐band spectrum sensing in cognitive radio systems
CN105659548A (zh) 接收机和信号处理方法
CN103581092B (zh) 一种降低认知无线电带外干扰的方法和装置
KR20070048112A (ko) 소프트웨어 무선 기술을 지원하는 수신기를 위한아날로그/디지털 변환 방법 및 장치
CN101867421B (zh) 一种认知网络环境下的信号分离方法
CN204068966U (zh) 230mhz的电力通信终端模块及其收发电路
CN101714970A (zh) 一种射频接收机结构
CN109428625A (zh) 一种小区信号的合并传输方法及装置
US20150016573A1 (en) System and method for passive wireless monitoring with efficient channelization

Legal Events

Date Code Title Description
C06 Publication
PB01 Publication
C10 Entry into substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
GR01 Patent grant
GR01 Patent grant