JP2017153029A

JP2017153029A - 受信処理装置及び受信機

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Publication number: JP2017153029A
Application number: JP2016035852A
Authority: JP
Inventors: 末松　憲治; Kenji Suematsu; 憲治末松; 亀田　卓; Taku Kameda; 卓亀田; 瑞樹本良; Mizuki Motoyoshi
Original assignee: Tohoku University NUC
Current assignee: Tohoku University NUC
Priority date: 2016-02-26
Filing date: 2016-02-26
Publication date: 2017-08-31
Anticipated expiration: 2036-02-26
Also published as: JP6761218B2

Abstract

【課題】受信信号のアンダーサンプリングにおいて使用するクロック信号の周波数を低減させる。【解決手段】受信処理装置は、受信信号の周波数よりも低い周波数を有するクロック信号に基づいて受信信号のサンプリングを行ない、第１サンプリング信号と第２サンプリング信号とを抽出するサンプリング部４と、アナログデジタル変換された第１サンプリング信号及び第２サンプリング信号に基づき、第１サンプリング信号からイメージ信号を除去した第１生成信号を生成する演算部７と、を備え、第１生成信号は、受信信号の中心周波数よりも高い周波数帯域である上側波帯又は低い周波数帯域である下側波帯における信号であり、サンプリング部４は、クロック信号の位相に対する受信信号の位相を、第１サンプリング信号と第２サンプリング信号とで異ならせてサンプリングを行なう。【選択図】図２

Description

本明細書に記載する技術は、受信処理装置及び受信機に関する。

ダイレクトＲＦ（Radio Frequency）アンダーサンプリング受信方式を利用する受信機が知られている。

ここで、アンダーサンプリングとは、高周波数のＲＦ信号（「受信信号」と称されてもよい。）をより低い周波数（「クロック周波数」や「サンプリング周波数」と称されてよい。）ｆ_ＣＬＫでサンプリングする技術である。アンダーサンプリングにおいては、エリアシングによって、ｆ_ＣＬＫ／２より高い周波数の信号がｆ_ＣＬＫ／２以下に折り返されて混信となる技術が利用される。

ダイレクトＲＦアンダーサンプリング受信方式を利用する受信機は、アンテナにより受信した信号をＬＮＡ（低雑音増幅器）で増幅させ、増幅させた信号をＢＰＦ（帯域通過フィルタ）に通過させる。更に、受信機は、ＢＰＦに通過させた信号に対して、Ｓ／Ｈ（サンプルホールド）回路によって所定のクロック周波数ｆ_ＣＬＫでアンダーサンプリングを行なう。そして、受信機は、アンダーサンプリングを行った信号をアナログ／デジタル変換し、変換したデジタル信号に対して、ＤＳＰ（Digital Signal Processor）によってフィルタ処理を行なう（例えば、下記特許文献１を参照）。

特開２０１５−１７０９３５号公報

ＢｅｈｚａｄＲａｚａｖｉ著、黒田忠広監訳、「ＲＦマイクロエレクトロニクス」、丸善株式会社、２００２年３月 Mitsuhiro Shimozawa, Kensuke Nakayama, Hiroomi Ueda, Tomohiro Tadokoro, Noriharu Suematsu著、「An Even Harmonic Image Rejection Mixer using an Eight-Phase Polyphase Filter」、Microwave Symposium Digest, 2008、IEEE MTT-S International、２００８年６月

Ｓ／Ｈ回路によってアンダーサンプリングを行なう際に、クロック周波数ｆ_ＣＬＫは例えばシステム帯域幅の２倍に設定されるため、システム帯域幅の増加に応じてクロック周波数ｆ_ＣＬＫが増加するという課題がある。

１つの側面では、本明細書に記載する技術は、受信信号のアンダーサンプリングにおいて使用するクロック信号の周波数を低減させることを目的とする。

１つの側面において、受信処理装置は、受信信号の周波数よりも低い周波数を有するクロック信号に基づいて前記受信信号のサンプリングを行ない、第１サンプリング信号と第２サンプリング信号とを抽出するサンプリング部と、アナログデジタル変換された前記第１サンプリング信号及び前記第２サンプリング信号に基づき、前記第１サンプリング信号からイメージ信号を除去した第１生成信号を生成する演算部と、を備え、前記第１生成信号は、前記受信信号の中心周波数よりも高い周波数帯域である上側波帯又は低い周波数帯域である下側波帯における信号であり、前記サンプリング部は、前記クロック信号の位相に対する前記受信信号の位相を、前記第１サンプリング信号と前記第２サンプリング信号とで異ならせて前記サンプリングを行なう。

１つの側面として、受信信号のアンダーサンプリングにおいて使用するクロック信号の周波数を低減させることができる。

関連技術の受信機の構成例を示すブロック図である。実施形態の受信機の構成例を示すブロック図である。実施形態の受信機におけるＳＮＲ（信号雑音比）及びＩＲＲ（イメージ除去比）の第１の例を示す図である。実施形態の変形例の受信機の構成例を示すブロック図である。図２に例示した受信機に対応する差動回路構成の受信機の構成例を示すブロック図である。図４に例示した受信機に対応する差動回路構成の受信機の構成例を示すブロック図である。実施形態及び変形例の受信機におけるＳＮＲ及びＩＲＲの第２の例を示す図である。

以下、図面を参照して実施の形態を説明する。ただし、以下に示す実施形態はあくまでも例示に過ぎず、実施形態で明示しない種々の変形例や技術の適用を排除する意図はない。すなわち、本実施形態を、その趣旨を逸脱しない範囲で種々変形して実施することができる。

また、各図は、図中に示す構成要素のみを備えるという趣旨ではなく、他の構成要素を含むことができる。以下、図中において、同一の符号を付した部分は特に断らない限り、同一若しくは同様の部分を示す。

〔Ａ〕関連技術
図１は、関連技術の受信機８の構成例を示すブロック図である。

実施形態の関連技術の受信機８は、例示的に、ダイレクトＲＦアンダーサンプリング受信方式を利用する。ダイレクトＲＦアンダーサンプリング受信方式は、直接にＲＦ信号をサンプリングするため、小型かつ消費電力の低い受信機８を実現できる。

受信機８は、図１に例示されるように、アンテナ８１、ＬＮＡ８２、ＢＰＦ８３、Ｓ／Ｈ回路８４、発振器８５、及び、Ａ／Ｄ（アナログデジタル）変換器８６を備える。

アンテナ８１は、例示的に、送信機（不図示）から無線通信によって送信された信号を受信する。

ＬＮＡ８２は、例示的に、アンテナ８１によって受信された信号（「受信信号」や「ＲＦ信号」と称されてよい。）を増幅する。

ＢＰＦ８３は、例示的に、ＬＮＡによって増幅された信号を所定の周波数帯域について通過させる。

Ｓ／Ｈ回路８４は、例示的に、所定のクロック周波数ｆ_ＣＬＫを有するクロック信号を生成する発振器８５からの入力に基づき、ＢＰＦ８３を通過した受信信号のサンプリングを行ない、サンプリング信号を抽出する。

Ａ／Ｄ変換器８６は、例示的に、Ｓ／Ｈ回路８４によって抽出されたサンプリング信号をアナログデジタル変換する。

受信機８は、Ａ／Ｄ変換器８６によって変換されたデジタル信号に対して、ＤＳＰ（不図示）によるフィルタ処理を行なってよい。

Ｓ／Ｈ回路８４によってアンダーサンプリングを行なう際に、クロック周波数ｆ_ＣＬＫは例えばシステム帯域幅の２倍に設定されるため、システム帯域幅の増加に応じてクロック周波数ｆ_ＣＬＫが増加する。

〔Ｂ〕実施形態
〔Ｂ−１〕システム構成例
実施形態の受信機１００は、例示的に、受信信号ＳＲＦのアンダーサンプリングにおいて使用するクロック周波数ｆ_ＣＬＫを従来使用していたクロック周波数ｆ_ＣＬＫよりも低減させることができるものである。

図２は、実施形態の受信機１００の構成例を示すブロック図である。

受信機１００は、例示的に、イメージ除去型のダイレクトＲＦアンダーサンプリング受信方式を利用する。受信機１００は、図２に例示されるように、アンテナ１、ＬＮＡ２、ＢＰＦ３、Ｉ／Ｑアンダーサンプリング部４、発振器５、Ａ／Ｄ変換器６１，６２、イメージ除去演算部７、ＵＳＢ出力端子１０１及びＬＳＢ出力端子１０２を備える。なお、「Ｉ／Ｑ」は、In-phase/Quadratureの略称である。また、ＵＳＢはUpper Side Bandの略称であり、ＬＳＢはLower Side Bandの略称である。

Ｉ／Ｑアンダーサンプリング部４及びイメージ除去演算部７は、受信処理装置の一例として機能してよい。

アンテナ１は、例示的に、送信機（不図示）から無線通信によって送信された信号を受信する。

ＬＮＡ２は、アンプの一例である。ＬＮＡ２は、例示的に、アンテナ１によって受信された信号（「受信信号」や「ＲＦ信号」と称されてよい。）を増幅する。

ＢＰＦ３は、フィルタの一例である。ＢＰＦ３は、例示的に、ＬＮＡ２によって増幅された信号を所定の周波数帯域について通過させる。また、ＢＰＦ３は、ＬＮＡ２によって増幅された信号について、所定の周波数帯域以外の周波数帯域の成分を減衰させてよい。

発振器５は、例示的に、受信信号ＳＲＦの周波数ｆ_ＲＦよりも低い周波数ｆ_ＣＬＫを有するクロック信号ＣＬＫを生成し、生成したクロック信号ＣＬＫをＩ／Ｑアンダーサンプリング部４へ入力する。

Ｉ／Ｑアンダーサンプリング部４は、サンプリング部の一例であり、例えばＣＭＯＳ（Complementary Metal-Oxide-Semiconductor）集積回路（ＩＣ回路）によって機能してよい。Ｉ／Ｑアンダーサンプリング部４は、例示的に、Ｓ／Ｈ回路４１，４２及びＴＬ（Transmission Line）４３を備える。

Ｉ／Ｑアンダーサンプリング部４は、受信信号ＳＲＦの周波数ｆ_ＲＦよりも低い周波数ｆ_ＣＬＫを有するクロック信号ＣＬＫに基づいて受信信号のサンプリングを行ない、２つのサンプリング信号を抽出してよい。

２つのサンプリング信号は、第１サンプリング信号及び第２サンプリング信号と称されてよい。

また、Ｉ／Ｑアンダーサンプリング部４は、クロック信号ＣＬＫの位相に対する受信信号ＳＲＦの位相を、第１サンプリング信号と第２サンプリング信号とで異ならせてサンプリングを行なう。

ＴＬ４３は、遅延部の一例である。ＴＬ４３は、例示的に、発振器５とＳ／Ｈ回路４１との間（ただし、発振器５とＳ／Ｈ回路４２との間を除く。）に備えられ、クロック信号ＣＬＫの入力を所定時間遅延させる。ＴＬ４３は、クロック信号ＣＬＫの入力を、例えば、受信信号ＳＲＦの搬送波の４分の１周期（Ｔ／４）遅延させてよい。ＴＬ４３は、遅延線路（Delay Line）と称されてもよい。

Ｓ／Ｈ回路４１は、第１サンプリング部の一例であり、例示的に、受信信号ＳＲＦとＴＬ４３によって遅延させられた信号との入力を受けて、第１サンプリング信号を抽出する。

Ｓ／Ｈ回路４２は、第２サンプリング部の一例であり、例示的に、受信信号ＳＲＦとクロック信号ＣＬＫとの入力を受けて、第２サンプリング信号を抽出する。

Ｓ／Ｈ回路４１，４２は、入力されたアナログ信号である受信信号ＳＲＦの離散化（「サンプリング」と称されてもよい。）を行ない、所定期間において離散化した信号の電圧を一定に保つことにより、サンプリング信号を出力する。なお、サンプリング信号の出力手法の詳細については、例えば、特許文献１に記載されている。

上述したようにクロック信号ＣＬＫの入力を受信信号ＳＲＦの搬送波の４分の１周期（Ｔ／４）遅延させることにより、Ｓ／Ｈ回路４１とＳ／Ｈ回路４２とにおける受信信号ＳＲＦのホールドタイミングがずれる。そして、第１サンプリング信号と第２サンプリング信号との間に、９０度の位相差を生じさせることができる。

なお、ＴＬ４３は、発振器５とＳ／Ｈ回路４２との間に備えられ、Ｓ／Ｈ回路４２に対するクロック信号ＣＬＫの入力を遅延させてもよい。この場合、Ｓ／Ｈ回路４１は、受信信号ＳＲＦとクロック信号ＣＬＫとの入力を受けて、第１サンプリング信号を抽出してよい。また、この場合、Ｓ／Ｈ回路４２は、受信信号ＳＲＦとＴＬ４３によって遅延させられた信号との入力を受けて、第２サンプリング信号を抽出してよい。

Ａ／Ｄ変換器６１，６２は、例示的に、Ｉ／Ｑアンダーサンプリング部４によって抽出されたサンプリング信号をアナログデジタル変換し、アナログデジタル変換したサンプリング信号をイメージ除去演算部７へ入力する。Ａ／Ｄ変換器６１は、Ｓ／Ｈ回路４１によって抽出された第１サンプリング信号をアナログデジタル変換する。また、Ａ／Ｄ変換器６２は、Ｓ／Ｈ回路４２によって抽出された第２サンプリング信号をアナログデジタル変換する。

イメージ除去演算部７は、演算部の一例であり、例えばＤＳＰによって機能してよい。イメージ除去演算部７は、例示的に、Ａ／Ｄ変換器６１，６２によってアナログデジタル変換されたサンプリング信号に基づき、デジタル信号処理により、第１サンプリング信号及び第２サンプリング信号からイメージ信号を除去した信号を生成する。

第１サンプリング信号からイメージを除去した信号は、第１生成信号の一例であり、上側波帯信号ＵＳＢと称されてもよい。また、第２サンプリング信号からイメージを除去した信号は、第２生成信号の一例であり、下側波帯信号ＬＳＢと称されてもよい。

上側波帯信号ＵＳＢは、受信信号ＳＲＦの中心周波数よりも高い周波数帯域における成分を有する信号である。また、下側波帯信号ＬＳＢは、受信信号ＳＲＦの中心周波数よりも低い周波数帯域における成分を有する信号である。

なお、上述したように、ＴＬ４３は、発振器５とＳ／Ｈ回路４２との間に備えられ、Ｓ／Ｈ回路４２に対するクロック信号ＣＬＫの入力を遅延させてよい。この場合には、第１サンプリング信号からイメージを除去した信号は下側波帯信号ＬＳＢと称されてよく、第２サンプリング信号からイメージを除去した信号は上側波帯信号ＵＳＢと称されてよい。

第１生成信号は、受信信号ＳＲＦの中心周波数よりも高い周波数帯域である上側波帯又は低い周波数帯域である下側波帯における信号である。また、第２生成信号は、上側波帯における信号と下側波帯における信号とのうち、第１生成信号に対応する信号とは異なる帯域側の信号である。

すなわち、第１生成信号が上側波帯信号ＵＳＢである場合には第２生成信号は下側波帯信号ＬＳＢであり、第１生成信号が下側波帯信号ＬＳＢである場合には第２生成信号は上側波帯信号ＵＳＢである。

実施形態の受信機１００においては、上側波帯信号ＵＳＢと下側波帯信号ＬＳＢとを別々に取り出すことができる。

イメージ除去演算部７は、位相シフト部７１，７２及び加算部７３，７４を備えてよい。

位相シフト部７１は、第１位相シフト部の一例であり、例示的に、第１サンプリング信号の位相を＋９０度シフトさせる。

位相シフト部７２は、第２位相シフト部の一例であり、例示的に、第２サンプリング信号の位相を＋９０度シフトさせる。

加算部７３は、第１加算部の一例である。加算部７３は、例示的に、位相シフト部７１による位相シフト前の第１サンプリング信号と、位相シフト部７２による位相シフト後の第２サンプリング信号とを加算することによって、上側波帯信号ＵＳＢを同相合成して出力するとともに、そのイメージとなる下側波帯信号ＬＳＢを逆相合成して除去する。このため、ＵＳＢ出力端子１０１には、上側波帯信号ＵＳＢのみが出力される。

加算部７４は、第２加算部の一例である。加算部７４は、例示的に、位相シフト部７２による位相シフト前の第２サンプリング信号と、位相シフト部７１による位相シフト後の第１サンプリング信号とを加算することによって、下側波帯信号ＬＳＢを同相合成して出力するとともに、そのイメージとなる上側波帯信号ＵＳＢを逆相合成して除去する。このため、ＬＳＢ出力端子１０２には、下側波帯信号ＬＳＢのみが出力される。

図２に示すイメージ除去演算部７によれば、所望波とイメージ信号との別々の位相シフト操作を施して、イメージ信号に対しては符号反転したイメージ信号を加算することで、イメージ信号をキャンセルすることができる。

なお、イメージ除去演算部７は、上側波帯信号ＵＳＢと下側波帯信号ＬＳＢとのうちの一方のみを生成してもよい。上側波帯信号ＵＳＢと下側波帯信号ＬＳＢとのうちの一方のみが生成される場合には、イメージ除去演算部７は、位相シフト部７１、加算部７４及びＬＳＢ出力端子１０２と位相シフト部７２、加算部７３及びＵＳＢ出力端子１０１とのうちの一方を備えなくてよい。

また、位相シフト部７１は第１サンプリング信号の位相を−９０度シフトさせ、位相シフト部７２は第２サンプリング信号の位相を−９０度シフトさせてもよい。この場合、図２に示される例において、加算部７３の出力が下側波帯信号ＬＳＢとなり、加算部７４の出力が上側波帯信号ＵＳＢとなる。

図３は、実施形態の受信機１００におけるＳＮＲ及びＩＲＲの第１の例を示す図である。

図３に示されるＳＮＲは信号雑音比を示し、ＩＲＲはイメージ除去比を示す。イメージ除去比は、所望波の信号レベルに対する、イメージ信号の信号レベルの比を示す。

上側波帯におけるイメージ除去比は、ＵＳＢ出力端子１０１から出力される所望波である上側波帯信号ＵＳＢの信号レベルに対する、イメージ信号となる下側波帯信号ＬＳＢの信号レベルの比を示す。別言すれば、上側波帯におけるイメージ除去比は、加算部７３で逆相合成されたが除去されずに残留した下側波帯信号ＬＳＢの信号レベルと、所望波である上側波帯信号ＵＳＢの信号レベルとの比を示す。

下側波帯におけるイメージ除去比は、ＬＳＢ出力端子１０２から出力される所望波である下側波帯信号ＬＳＢの信号レベルに対する、イメージ信号となる上側波信号の信号レベルの比を示す。別言すれば、下側波帯におけるイメージ除去比は、加算部７４で逆相合成されたが除去されずに残留した上側波帯信号ＵＳＢの信号レベルと、所望波である下側波帯信号ＬＳＢの信号レベルとの比を示す。

受信信号ＳＲＦの周波数帯域ｆ_ＲＦが衛星通信帯域やＫｕ帯域と称される１２．２５〜１２．８０ＧＨｚであり、クロック周波数ｆ_ＣＬＫが６２６ＭＨｚである場合のＳＮＲ及びＩＲＲは、図３に例示するようになる。

図３に例示されるＳＮＲは３１．５４ｄＢ以上であり、ＩＲＲは１０．９ｄＢ以上である。

実施形態の受信機１００によれば、図３に例示されるように、例えばＫｕ帯域（別言すれば、「衛星通信帯域」）において、上側波帯と下側波帯との両帯域でのイメージ信号の除去ができる。

図３に示される例においては、システム帯域幅（「通信帯域幅」と称されてもよい。）が５５０ＭＨｚであるのに対して、クロック周波数ｆ_ＣＬＫは６２６ＭＨｚに設定される。

図１に例示した実施形態の関連技術の受信機８においてはクロック周波数ｆ_ＣＬＫが例えばシステム帯域幅の２倍に設定されるのに対して、実施形態の受信機１００において設定されるクロック周波数ｆ_ＣＬＫは関連技術の受信機８において設定されるクロック周波数ｆ_ＣＬＫよりも減少する。別言すれば、実施形態の受信機１００においては、図１に例示した実施形態の関連技術の受信機８において用いるクロック周波数ｆ_ＣＬＫの２分の１のクロック周波数ｆ_ＣＬＫで、システム帯域中の上側波帯信号ＵＳＢと下側波帯信号ＬＳＢとを同時に受信できる。

また、図１に例示した実施形態の関連技術の受信機８においてはＢＰＦ８３の通過帯域が例えばクロック周波数の２分の１に設定されるのに対して、実施形態の受信機１００において設定されるＢＰＦ３の通過帯域はクロック周波数の２分の１よりも広くすることができる。

すなわち、実施形態の受信機１００によれば、システム帯域幅を広げた場合においても、クロック周波数ｆ_ＣＬＫを従来よりも低減させることができ、ＢＰＦ３の通過帯域を従来よりも広げることができる。

〔Ｂ−２〕変形例
図４は、実施形態の変形例の受信機１００ａの構成例を示すブロック図である。

変形例における受信機１００ａは、図４に例示されるように、図２に例示した実施形態の受信機１００が備えるＩ／Ｑアンダーサンプリング部４に代えて、Ｉ／Ｑアンダーサンプリング部４ａを備える。

Ｉ／Ｑアンダーサンプリング部４ａは、図２に例示したＩ／Ｑアンダーサンプリング部４と同様に、例示的に、Ｓ／Ｈ回路４１，４２及びＴＬ４３を備える。

ＴＬ４３は、例示的に、ＢＰＦ３とＳ／Ｈ回路４１との間（ただし、ＢＰＦ３とＳ／Ｈ４２との間を除く。）に備えられ、Ｓ／Ｈ回路４１への受信信号ＳＲＦの入力を所定時間遅延させる。

Ｓ／Ｈ回路４１は、例示的に、ＴＬ４３によって遅延させられた信号とクロック信号ＣＬＫとの入力を受けて、第１サンプリング信号を抽出する。

Ｓ／Ｈ回路４２は、例示的に、受信信号ＳＲＦとクロック信号ＣＬＫとの入力を受けて、第２サンプリング信号を抽出する。

なお、ＴＬ４３は、ＢＰＦ３とＳ／Ｈ回路４２との間に備えられ、Ｓ／Ｈ回路４２に対する受信信号ＳＲＦの入力を遅延させてもよい。この場合、Ｓ／Ｈ回路４１は、受信信号ＳＲＦとクロック信号ＣＬＫとの入力を受けて、第１サンプリング信号を抽出してよい。また、この場合、Ｓ／Ｈ回路４２は、ＴＬ４３によって遅延させられた信号とクロック信号ＣＬＫとの入力を受けて、第２サンプリング信号を抽出してよい。

変形例における受信機１００ａによっても、上述した実施形態の受信機１００と同様の効果を奏することができる。

ＴＬ４３を９０度ハイブリッド回路や、低域通過フィルタ（ＬＰＦ）と高域通過フィルタ（ＨＰＦ）とを組み合わせた９０度分配器、あるいはポリフェーズフィルタなどで置き換えても、同様の効果を奏する。

〔Ｃ〕その他
開示の技術は上述した各実施形態に限定されるものではなく、各実施形態の趣旨を逸脱しない範囲で種々変形して実施することができる。各実施形態の各構成及び各処理は、必要に応じて取捨選択することができ、あるいは適宜組み合わせてもよい。

上述した実施形態における受信機１００及び変形例における受信機１００ａの回路は、差動回路であってもよい。

図５は、図２に例示した受信機１００に対応する差動回路構成の受信機１００ｂの構成例を示すブロック図である。

受信機１００ｂは、図５に例示されるように、上側波帯信号ＵＳＢ及び下側波帯信号ＬＳＢに加えて、反転された上側波帯信号ＵＳＢ及び反転された下側波帯信号ＬＳＢを出力する。

受信機１００ｂは、図５に例示されるように、アンテナ１、ＬＮＡ２、ＢＰＦ３、インバータ９、Ｉ／Ｑアンダーサンプリング部４ｂ、発振器５、Ａ／Ｄ変換器６１，６２、イメージ除去演算部７ａ、ＵＳＢ出力端子１０１、ＬＳＢ出力端子１０２、反転ＵＳＢ出力端子１０３及び反転ＬＳＢ出力端子１０４を備える。

インバータ９は、例示的に、ＢＰＦ３によって出力された２つの受信信号ＲＦのうちの一方を反転させ、反転させた受信信号ＲＦをＩ／Ｑアンダーサンプリング部４ｂへ入力する。

Ｉ／Ｑアンダーサンプリング部４ｂは、図２に例示したＩ／Ｑアンダーサンプリング部４と同様に、Ｓ／Ｈ回路４１，４２及びＴＬ４３を備えてよい。Ｉ／Ｑアンダーサンプリング部４ｂは、アンダーサンプリングを行ない、第１及び第２サンプリング信号に加えて、反転された第１及び第２サンプリング信号を抽出してよい。

Ｓ／Ｈ回路４１は、受信信号ＳＲＦとＴＬ４３によって遅延させられた信号との入力を受けて第１サンプリング信号を抽出するとともに、反転された受信信号ＳＲＦとＴＬ４３によって遅延させられた信号との入力を受けて反転された第１サンプリング信号を抽出してよい。

Ｓ／Ｈ回路４２は、受信信号ＳＲＦとクロック信号ＣＬＫとの入力を受けて第２サンプリング信号を抽出するとともに、反転された受信信号ＳＲＦとクロック信号ＣＬＫとの入力を受けて反転された第２サンプリング信号を抽出してよい。

Ａ／Ｄ変換器６１は、Ｉ／Ｑアンダーサンプリング部４ｂによって抽出された第１サンプリング信号に加えて、反転された第１サンプリング信号をアナログデジタル変換してよい。

Ａ／Ｄ変換器６２は、Ｉ／Ｑアンダーサンプリング部４ｂによって抽出された第２サンプリング信号に加えて、反転された第２サンプリング信号をアナログデジタル変換してよい。

イメージ除去演算部７ａは、図２に例示したイメージ除去演算部７が備える位相シフト部７１，７２及び加算部７３，７４に加えて、位相シフト部７１ａ，７２ａ及び加算部７３ａ，７４ａを備えてよい。

位相シフト部７１ａ，７２ａは、図２に例示した位相シフト部７１，７２と同様の機能を有してよい。また、加算部７３ａ，７４ａは、図２に例示した加算部７３ａ，７４ａと同様の機能を有してよい。

位相シフト部７１ａは、反転された第１サンプリング信号の位相を＋９０度シフトさせてよい。

位相シフト部７２ａは、反転された第２サンプリング信号の位相を＋９０度シフトさせてよい。

加算部７３ａは、位相シフト部７１ａによる位相シフト前の反転された第１サンプリング信号と、位相シフト部７２ａによる位相シフト後の反転された第２サンプリング信号とを加算することによって、反転された上側波帯信号ＵＳＢを生成してよい。そして、反転された上側波帯信号ＵＳＢは、反転ＵＳＢ出力端子１０３から出力されてよい。

加算部７４ａは、位相シフト部７２ａによる位相シフト前の反転された第２サンプリング信号と、位相シフト部７１ａによる位相シフト後の反転された第１サンプリング信号とを加算することによって、反転された下側波帯信号ＬＳＢを生成してよい。そして、反転された下側波帯信号ＬＳＢは、反転ＬＳＢ出力端子１０４から出力されてよい。

図６は、図４に例示した受信機１００ａに対応する差動回路構成の受信機１００ｃの構成例を示すブロック図である。

受信機１００ｃは、図５に例示した受信機１００ｂと同様に、上側波帯信号ＵＳＢ及び下側波帯信号ＬＳＢに加えて、反転された上側波帯信号ＵＳＢ及び反転された下側波帯信号ＬＳＢを出力する。

受信機１００ｃは、図６に例示されるように、図５に例示した受信機１００ｂが備えるＩ／Ｑアンダーサンプリング部４ｂに代えて、Ｉ／Ｑアンダーサンプリング部４ｃを備える。

Ｉ／Ｑアンダーサンプリング部４ｃは、図５に例示したＩ／Ｑアンダーサンプリング部４ｂと同様に、Ｓ／Ｈ回路４１，４２及びＴＬ４３を備えてよい。

ＴＬ４３は、ＢＰＦ３とＳ／Ｈ回路４１との間（ただし、ＢＰＦ３とＳ／Ｈ４２との間を除く。）に備えられてよい。また、ＴＬ４３は、Ｓ／Ｈ回路４１への受信信号ＳＲＦの入力を所定時間遅延させるとともに、Ｓ／Ｈ回路４１への反転された受信信号ＲＦの入力を所定時間遅延させてよい。

Ｓ／Ｈ回路４１は、ＴＬ４３によって遅延させられた信号とクロック信号ＣＬＫとの入力を受けて、第１サンプリング信号に加えて、反転された第１サンプリング信号を抽出してよい。

差動回路構成の受信機１００ｂ，１００ｃにおいても、上述した実施形態及び変形例と同様の効果を奏することができる。

上述した実施形態における受信機１００及び変形例における受信機１００ａにおいては、ｎ×ｆ_ＣＬＫは受信帯域のほぼ中心の周波数となっているが、受信帯域外に設定することも可能である。

図７は、実施形態及び変形例の受信機１００，１００ａにおけるＳＮＲ及びＩＲＲの第２の例を示す図である。

例えば、ｎ×ｆ_ＣＬＫを受信帯域の低域側の帯域外に、（ｎ＋１）×ｆ_ＣＬＫを受信帯域の広域側の帯域外にそれぞれなるように、ｎとｆ_ＣＬＫとを設計する。具体的には，ｆ_ＲＦが１２．２５ＧＨｚ〜１２．８０ＧＨｚであり、ｆ_ＣＬＫが６１０ＭＨｚである場合の、ＳＮＲ及びＩＲＲは図７に例示するようになる。

１２．５２５ＧＨｚよりも低域側の信号は、ｎ（＝２０）×ｆ_ＣＬＫのＵＳＢとして、２０次のアンダーサンプリング受信される一方、１２．５２５ＧＨｚよりも高域側の信号は、ｎ＋１（＝２１）×ｆ_ＣＬＫのＬＳＢとして、２１次のアンダーサンプリング受信される。

ｎ×ｆ_ＣＬＫを受信帯域のほぼ中心の周波数とした場合、ちょうど中心周波数となる周波数の変調信号は受信することが困難であるが、ｎ×ｆ_ＣＬＫの周波数をずらすことで、帯域内のすべての周波数成分を受信することが可能となる。

１００，１００ａ，１００ｂ，１００ｃ，８受信機
１０１ＵＳＢ出力端子
１０２ＬＳＢ出力端子
１０３反転ＵＳＢ出力端子
１０４反転ＬＳＢ出力端子
１，８１アンテナ
２，８２ＬＮＡ
３，８３ＢＰＦ
４，４ａ，４ｂ，４ｃＩ／Ｑアンダーサンプリング部
４１，４２，８４Ｓ／Ｈ回路
４３ＴＬ
５，８５発振器
６１，６２，８６Ａ／Ｄ変換器
７，７ａイメージ除去演算部
７１，７２，７１ａ，７２ａ位相シフト部
７３，７４，７３ａ，７４ａ加算部
９インバータ

Claims

受信信号の周波数よりも低い周波数を有するクロック信号に基づいて前記受信信号のサンプリングを行ない、第１サンプリング信号と第２サンプリング信号とを抽出するサンプリング部と、
アナログデジタル変換された前記第１サンプリング信号及び前記第２サンプリング信号に基づき、前記第１サンプリング信号からイメージ信号を除去した第１生成信号を生成する演算部と、
を備え、
前記第１生成信号は、前記受信信号の中心周波数よりも高い周波数帯域である上側波帯又は低い周波数帯域である下側波帯における信号であり、
前記サンプリング部は、前記クロック信号の位相に対する前記受信信号の位相を、前記第１サンプリング信号と前記第２サンプリング信号とで異ならせて前記サンプリングを行なう、
受信処理装置。
前記サンプリング部は、
前記クロック信号の入力を所定時間遅延させる遅延部と、
前記受信信号と前記遅延部によって遅延させられた信号との入力を受けて、前記第１サンプリング信号を抽出する第１サンプリング部と、
前記受信信号と前記クロック信号との入力を受けて、前記第２サンプリング信号を抽出する第２サンプリング部と、
を備える、請求項１に記載の受信処理装置。
前記サンプリング部は、
前記受信信号の入力を所定時間遅延させる遅延部と、
前記遅延部によって遅延させられた信号と前記クロック信号との入力を受けて、前記第１サンプリング信号を抽出する第１サンプリング部と、
前記受信信号と前記クロック信号との入力を受けて、前記第２サンプリング信号を抽出する第２サンプリング部と、
を備える、請求項１に記載の受信処理装置。
前記所定時間は、前記受信信号の搬送波の４分の１周期である、
請求項２又は３に記載の受信処理装置。
前記演算部は、
前記第２サンプリング信号の位相を９０度シフトさせる第１位相シフト部と、
前記第１サンプリング信号と、前記第１位相シフト部による位相シフト後の前記第２サンプリング信号とを加算することによって、前記第１生成信号を生成する第１加算部と、
を備える、請求項１〜４のいずれか１項に記載の受信処理装置。
前記演算部は、前記アナログデジタル変換された前記第１サンプリング信号及び前記第２サンプリング信号に基づき、前記第２サンプリング信号からイメージ信号を除去した第２生成信号を更に生成し、
前記第２生成信号は、前記上側波帯における信号と前記下側波帯における信号とのうち、前記第１生成信号に対応する信号とは異なる帯域側の信号である、
請求項１〜５のいずれか１項に記載の受信処理装置。
前記演算部は、
前記第１サンプリング信号の位相を９０度シフトさせる第２位相シフト部と、
前記第２位相シフト部による位相シフト後の前記第１サンプリング信号と、前記第２サンプリング信号とを加算することによって、前記第２生成信号を生成する第２加算部と、
を備える、請求項６に記載の受信処理装置。
受信信号を増幅させるアンプと、
所定の周波数帯域において、前記アンプによって増幅された前記受信信号を通過させるフィルタと、
前記フィルタを通過した前記受信信号の周波数よりも低い周波数を有するクロック信号に基づいて前記受信信号のサンプリングを行ない、第１サンプリング信号と第２サンプリング信号とを抽出するサンプリング部と、
前記サンプリング部によって抽出された前記第１サンプリング信号及び前記第２サンプリング信号をそれぞれアナログデジタル変換するアナログデジタル変換器と、
前記アナログデジタル変換器によってアナログデジタル変換された前記第１サンプリング信号及び前記第２サンプリング信号に基づき、前記第１サンプリング信号からイメージ信号を除去した第１生成信号を生成する演算部と、
を備え、
前記第１生成信号は、前記受信信号の中心周波数よりも高い周波数帯域である上側波帯又は低い周波数帯域である下側波帯における信号であり、
前記サンプリング部は、前記クロック信号の位相に対する前記受信信号の位相を、前記第１サンプリング信号と前記第２サンプリング信号とで異ならせて前記サンプリングを行なう、
受信機。