JP2003318759A

JP2003318759A - 周波数変換装置

Info

Publication number: JP2003318759A
Application number: JP2002124151A
Authority: JP
Inventors: Hiroyuki Harada; 博之原田; Yasutoku Miyahara; 泰徳宮原
Original assignee: Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Holdings Corp
Priority date: 2002-04-25
Filing date: 2002-04-25
Publication date: 2003-11-07

Abstract

(57)【要約】【課題】低消費電流であり、かつ、構成が簡易で、回
路規模の増加とそれによる消費電流の増加なくベースバ
ンドＩＱ信号を得られる周波数変換装置を提供するこ
と。【解決手段】入力信号の１／ｎの周期を有するサンプ
リング信号で、入力信号の１／４周期ずれた時点の入力
信号のサンプリングを実行する第１及び第２のサンプル
ホールド手段１０６と、前記第１及び第２のサンプルホ
ールド手段の出力信号をＡＤ変換するＡＤ変換手段１０
７とを備え、前記ＡＤ変換手段の出力からベースバンド
ＩＱ信号を得る。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、デジタル無線通信
において必須となる周波数変換装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】従来、無線通信においては、その受信方
式としてスーパーヘテロダインと呼ばれる方式が用いら
れてきた。また、特に近年、デジタル携帯電話機等に代
表されるデジタル無線通信機器においては、受信信号を
ＡＤ変換しデジタル処理により復調する方法が用いられ
るようになってきた。

【０００３】図８は従来のデジタル無線通信機器におけ
る受信部の構成例を示したものである。以下、図８に従
って説明を行う。まず、図中の符号１０１は無線信号を
受信するアンテナである。１０２は受信した信号を周波
数選択して増幅するフロントエンド部であり、無線通信
機器の属する無線システムで用いる無線周波数帯域を、
周波数選択する第１のフィルタ１０２ａと増幅器１０２
ｂとからなる。１０３は第１の周波数変換部であり、周
波数変換を行う第１のミキサ１０３ａ、周波数変換のた
めに該ミキサ１０３ａに局部発振信号を供給する第１の
局部発振器１０３ｂ、周波数変換に伴うイメージ信号を
除去する第２のフィルタ１０３ｃからなる。

【０００４】１０４は第１の周波数変換部より出力され
る中間周波数信号を増幅する中間周波数増幅部であり、
中間周波数信号より必要な信号帯域のみを選択する第３
のフィルタ１０４ａと可変利得増幅器１０４ｂからな
る。可変利得増幅器１０４ｂは、後述のＡＤ変換部１０
７の入力電圧振幅が、ＡＤ変換部１０７の入力範囲を超
さないように、かつ、変換に伴う量子化誤差が受信特性
に影響を与えないような範囲に信号を増幅するものであ
る。ここで、可変利得増幅器１０４ｂの制御方法につい
ての説明の詳細は省略するが、例えば、復調器１０９に
より信号振幅を測定することで制御することが可能であ
る。

【０００５】８０１は中間周波数増幅部１０４の出力
を、ベースバンドＩＱ信号に周波数変換する直交変換部
であり、一対のミキサ８０１ａと８０１ｂ、９０度移相
器８０１ｃ、及び中間周波数増幅部１０４の出力信号の
中心周波数に等しい周波数を出力する第２の局部発振器
８０１ｄとから構成される。８０２はベースバンドフィ
ルタ部であり、ベースバンドＩＱ信号から不要な帯域を
除去するフィルタ８０２ａ、８０２ｂから構成される。
なお、ベースバンドフィルタ部８０２は、受信信号に対
して不要な帯域を除去するとともに、ＡＤ変換に際して
不要な帯域の除去、即ちエリアシングの防止の働きも有
している。

【０００６】１０７はＡＤ変換部であり、ベースバンド
ＩＱ信号をＡＤ変換するＡＤ変換器１０７ａ、１０７ｂ
からなる。１０８はデジタルフィルタ部であり、受信信
号から不要な成分を除去する。デジタルフィルタ部１０
８は、ベースバンドＩＱ信号に対応した、デジタルフィ
ルタ１０８ａ、１０８ｂからなる。

【０００７】また、１０９は復調器であり、受信信号の
変調方式に応じた復調を行う。復調器１０９はデジタル
回路、あるいは、ＤＳＰ（デジタルシグナルプロセッ
サ）と信号処理ソフトウエアにより構成される。この復
調器１０９は、例えば、『Ｗ−ＣＤＭＡ移動機用ベース
バンドＬＳＩ』、Matsushita Technical Journal 、Vol.
47、No.6 Dec.2001等に記載されるような構成となってい
る。

【０００８】図８に示した従来の構成例での周波数変換
の様子を、図９に示した信号スペクトラムを用いて以下
に説明する。まず、アンテナ１０１で受信された無線信
号は、フロントエンド部１０２により周波数選択、増幅
され、第１の周波数変換部１０３に入力される。ここで
の受信信号スペクトラムは９０１のようになる。また、
第１の局部発振器１０３ｂの周波数は９０２のように配
置する。

【０００９】第１の周波数変換部１０３により、受信信
号は、その信号周波数と第１の局部発振器１０３ｂの出
力周波数との差の周波数に周波数変換される。即ち、受
信信号スペクトラム９０１と第１の局部発振器１０３ｂ
出力スペクトラム９０２との差が得られる。周波数変換
された受信信号は、中間周波数増幅部１０４において必
要な信号帯域を選択、また適切な振幅に増幅された後、
直交変換部８０１に入力される。直交変換部８０１に入
力される信号スペクトラムと第２の局部発振器８０１ｄ
のスペクトラムはそれぞれ９０３、９０４のような関係
に配置する。

【００１０】９０度移相器８０１ｃは、第２の局部発振
器８０１ｄの出力位相を変化させ、周波数は同じで互い
に９０度位相差を有する一対の信号を生成し、直交変調
部８０１の一対のミキサ８０１ａ、８０１ｂへ供給す
る。直交変調部８０１により、受信信号はさらに、スペ
クトラム９０３、９０４の差の周波数に周波数変換され
る。これにより、直交変換部８０１の出力での信号スペ
クトラムは９０５のようになり、ベースバンドＩＱ信号
となる。これをベースバンドフィルタ部８０２で不要な
成分を除去し、ＡＤ変換部１０７でＡＤ変換すると、ス
ペクトラムは、最大周波数帯域がＡＤ変換部１０７のサ
ンプリング周波数ｆｓの１／２（９０６）に制限された
スペクトラム（９０７）になる。

【００１１】ここで、第１の局部発振器１０３ｂと第２
の局部発振器８０１ｄは、例えば、携帯電話機の場合、
周波数シンセサイザの構成を用いて構成される。（例え
ば、『ＧＳＭ方式携帯電話ＥＢ−Ｇ６００シリーズ』、
Matsushita Technical Journal Vol.44 No.6 Dec.1998
記載）

【００１２】これは、第１の局部発振器１０３ｂにおい
ては、発振周波数を数百ＭＨｚ以上でかつ周波数可変と
する必要があるためである。また、第２の局部発振器８
０１ｄにおいては、第１の周波数変換部１０３における
イメージ除去の都合等により、その発振周波数を数百Ｍ
Ｈｚに設定する必要があるため等の理由による。

【００１３】受信信号を周波数変換する方法としては、
アンダーサンプリング（またはバンドパスサンプリン
グ、あるいはＩＦサンプリング）と呼ばれる方法が知ら
れている。これは、受信信号をその信号周波数より低い
周波数でサンプリングし、折り返しを利用して周波数変
換するというものである。これは、例えば、米国エレク
トロニックデザイン１９９１年６月１３日号（Exploit
Digital Advantages inan SSB Receiver,Richard Grosh
ong and Stephen Ruscak,June 13,1991）、あるいは、
特開平８−１６２９９０号公報等に示されているもので
ある。そして、上記特開平８−１６２９９０号公報に
は、受信信号をアンダーサンプリングすると共に、その
前段にバンドパスフィルタリングを施すことによって、
受信機の回路の簡素化、小電力化、低価格化を実現する
ものが記載されている。

【００１４】アンダーサンプリングの方法を用いれば、
上述の従来例における第２の局部発振器８０１ｄを、数
百ＭＨｚの発振周波数を出力する周波数シンセサイザ構
成から、より周波数の低い簡易な発振器に置き換えるこ
とができる。そこで、次に、アンダーサンプリングの手
法を用いた場合の受信機の構成例について説明する。ア
ンダーサンプリングの手法を用いることにより受信機
は、例えば、図１０に示したような構成となる。

【００１５】以下、図１０に従って説明する。なお、図
８と同一の部分については同一番号を付与し、その説明
は省略する。１００１はサンプルホールド回路であり、
サンプリング信号１１０の周期で入力信号をサンプルホ
ールドする。ここで、サンプリング信号１１０は、サン
プルホールド回路１００１の入力信号周波数に比べ小さ
く、かつ、サンプルホールド回路１００１の入力信号帯
域の２倍以上に設定する。１００２はＡＤ変換器（ＡＤ
Ｃ）であり、サンプルホールド回路１００１でサンプル
ホールドした信号をサンプリング信号１１０の周期でＡ
Ｄ変換する。

【００１６】１００３はデジタルミキサであり、ＡＤ変
換器１００２の出力信号を、デジタル的に周波数変換
し、ベースバンドＩＱ信号を得る。デジタルミキサ１０
０３の動作は、図８に示した直交変換部８０１の動作と
基本的に同じものであり、直交変換部８０１における信
号処理をデジタル信号処理により行うものである。この
デジタルミキサ１００３とデジタルフィルタ１０８の機
能を有する市販のＩＣとしては、たとえばアナログ・デ
バイセズ社ＡＤ６６２０などがある。

【００１７】次に、サンプルホールド回路１００１から
デジタルミキサ１００３までにおける周波数変換の様子
を、図１１を用いて以下に説明する。サンプルホールド
回路１００１に入力される信号スペクトラム１１０１の
周波数に対し、サンプリング信号１１０の周波数１１０
２（ｆｓ）は小さく設定する。かつ、サンプルホールド
回路１００１に入力される信号スペクトラム１１０１の
信号帯域の２倍以上に、サンプリング信号の周波数１１
０２を設定する。

【００１８】このような周波数関係に設定することによ
り、サンプルホールド回路１００１の出力信号スペクト
ラムは、１１０３のようになる。これは、サンプリング
信号周波数１１０２の整数倍のスペクトラムと、信号ス
ペクトラム１１０１との間の周波数変換動作によって得
られるスペクトラムに同じである。サンプルホールド回
路１００１の出力を、サンプリング信号１１０の周波数
１１０２（ｆｓ）でＡＤ変換器１００２によりＡＤ変換
すると、そのスペクトラムは１１０４のようになる。デ
ジタルミキサ１００３により、信号スペクトラム１１０
４からベースバンドＩＱ信号が得られ、そのスペクトラ
ムは１１０５のようになる。

【００１９】ここで、図１０記載のアンダーサンプリン
グの手法を用いた受信機において、周波数変換に際して
注意する必要のある事項について述べる。これは、従来
のスーパーヘテロダイン受信機において良く知られてい
る、イメージという問題である。

【００２０】図１０の構成でのイメージの問題を、図１
３を用いて説明する。なお、図１３で図１１と同じもの
については、同一の符号を付与する。中間周波数増幅部
１０４入力において、本来の受信信号１１０６に対し、
例えば、１１０８や１１０９で示す信号がイメージとし
て問題となる。１１０８で示す信号は、受信信号１１０
６と１１１０で示す周波数（ｆｓ×ｎ）に対して対称な
位置の周波数である。

【００２１】また、１１０９で示す信号は、受信信号１
１０６からｆｓだけ離れた位置の周波数である。１１０
８や１１０９の周波数にある信号は、周波数変換により
受信信号１１０６と同じ周波数に周波数変換されるた
め、１１０７に示すような特性のフィルタにより除去す
る必要がある。このフィルタ（１１０７）は、通常、図
１０における第３のフィルタ１０４ａにより実現され、
具体的には、例えばＳＡＷフィルタが使用される。ここ
で、特に１１０８で示す信号が問題となる。

【００２２】１１０８で示す信号は、受信信号１１０６
に近接しており、フィルタ（１１０７）による十分な減
衰特性を得にくい。１１０８で示す信号が、非常に大き
な信号であったような場合、フィルタ（１１０７）で除
去できなかった信号１１１１は、サンプルホールド回路
１００１とＡＤ変換器１００２による周波数変換後、１
１１２の周波数に変換され、本来の受信信号１１０４に
重なり分離できなくなる。この結果、受信特性を劣化さ
せてしまうことがある。受信信号１１０６に対し、１１
０８のような位置となり、かつ、そのレベルが非常に大
きいというような条件は、無線通信、特に移動体通信に
おいては、隣接チャネル妨害として良く知られているも
のである。

【００２３】

【発明が解決しようとする課題】図８及び図１０に示し
た従来の技術を用いた場合、次のような課題があった。
図８に示した従来例では、周波数シンセサイザが２つ必
要である。そして、一般に周波数シンセサイザの消費電
流は数ｍＡと受信機の中で占める比率が大きくなってい
る。周波数シンセサイザを２つ使用する従来例の場合、
特に、低消費電流化を求められる携帯電話機等の用途に
おいては、その消費電流の削減が課題となっていた。

【００２４】一方、アンダーサンプリングを用いた方式
では、周波数シンセサイザは一つで良いが、ベースバン
ドＩＱ信号を得るためには、デジタル信号処理により直
交復調する必要がある。このため構成が複雑となり、回
路規模の増加とそれによる消費電流の増加という課題が
あった。また、イメージ信号による問題も十分考慮する
必要があった。

【００２５】本発明は、上記従来の問題点に鑑みてなさ
れたものであって、低消費電流であり、かつ、構成が簡
易で、回路規模の増加とそれによる消費電流の増加なく
ベースバンドＩＱ信号を得られる周波数変換装置を提供
することを目的としている。

【００２６】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、本発明に係る周波数変換装置は、入力信号の１／ｎ
の周期を有するサンプリング信号で、入力信号の１／４
周期ずれた時点の入力信号のサンプリングを実行する第
１及び第２のサンプルホールド手段と、前記第１及び第
２のサンプルホールド手段の出力信号をＡＤ変換するＡ
Ｄ変換手段とを備え、前記ＡＤ変換手段の出力からベー
スバンドＩＱ信号を得る。したがって、低消費電流、か
つ、構成が簡易で、回路規模の増加とそれによる消費電
流の増加なく周波数変換を実現できる。

【００２７】また、本発明に係る周波数変換装置は、前
記入力信号を移相器を介して９０度位相差を有する第１
及び第２の入力信号に分離する手段を備え、前記第１及
び第２のサンプルホールド手段に前記第１及び第２の入
力信号を与えて、共通のサンプリング信号でサンプリン
グを実行する。

【００２８】また、本発明に係る周波数変換装置は、前
記サンプリング信号を分周器を介して９０度位相差を有
する第１及び第２のサンプリング信号に分離する手段を
備え、前記第１及び第２のサンプルホールド手段に共通
の入力信号を与え、前記第１及び第２のサンプリング信
号でサンプリングを実行する。したがって、入力信号を
分離せずに第１及び第２のサンプルホールド手段に与え
ることが可能になる。

【００２９】また、本発明に係る周波数変換装置は、前
記第１及び第２のサンプルホールド回路の出力信号を、
交互に切替え出力する切替手段を備え、共通のＡＤ変換
手段によって前記第１及び第２のサンプルホールド回路
の出力信号を、交互にデジタル信号に変換する。したが
って、１台のＡＤ変換手段で実現できる。

【００３０】さらに、本発明に係るデジタル受信機は、
前記入力信号を受信信号とし、請求項１〜４のいずれか
１項に記載の周波数変換装置を有する。

【００３１】

【発明の実施の形態】図１は本発明における第１の実施
の形態を示したものである。以下、図１に従って説明す
る。なお、図１において、従来例として説明した図８及
び図１０と同一の構成のものについては同一番号を付与
する。

【００３２】図１において、符号１０１は無線信号を受
信するアンテナである。１０２は受信した信号を周波数
選択し増幅するフロントエンド部であり、無線システム
で用いる無線周波数帯域を周波数選択する第１のフィル
タ１０２ａと増幅器１０２ｂとからなる。１０３は第１
の周波数変換部であり、周波数変換を行う第１のミキサ
１０３ａ、周波数変換のためにミキサ１０３ａに局部発
振信号を供給する第１の局部発振器１０３ｂ、周波数変
換に伴うイメージ信号を除去する第２のフィルタ１０３
ｃからなる。

【００３３】１０４は第１の周波数変換部より出力され
る中間周波数信号を増幅する、中間周波数増幅部であ
り、受信信号より必要な信号帯域のみを選択する第３の
フィルタ１０４ａと可変利得増幅器１０４ｂからなる。
可変増幅器１０４ｂは、後に説明するＡＤ変換部１０７
の入力電圧振幅が、ＡＤ変換部１０７の入力範囲を超さ
ないように、かつ、ＡＤ変換に伴う量子化誤差が受信特
性に影響を与えないような範囲に信号を増幅するもので
ある。ここで、可変増幅器１０４ｂの制御については詳
細な説明を省略するが、例えば、復調器１０９により信
号振幅を測定することで制御を行うことが可能である。

【００３４】１０５は移相器であり、入力信号の位相を
変化させ、互いに９０度位相差を有する、０度位相信号
１０５ａ、９０度位相信号１０５ｂを出力する。移相器
１０５は、例えば、特開２００１−４５０８０号公報に
記載されているような、ポリフェーズフィルタを使って
構成することができる。

【００３５】１０６はサンプルホールド部であり、入力
信号をサンプリング信号１１０の周期でサンプルホール
ドする。１０６ａ、１０６ｂは各々０度位相信号１０５
ａ、９０度位相信号１０５ｂに対応したサンプルホール
ド回路である。

【００３６】１０７はＡＤ変換部（ＡＤＣ）であり、０
度位相信号１０５ａ、９０度位相信号１０５ｂに対応し
たＡＤ変換器１０７ａ、１０７ｂからなる。１０８はデ
ジタルフィルタであり、受信信号から不要な成分を除去
する。デジタルフィルタ１０８は、０度位相信号１０５
ａ、９０度位相信号１０５ｂに対応したデジタルフィル
タ１０８ａ、１０８ｂからなる。

【００３７】また、１０９は復調器であり、受信信号の
変調方式に応じた復調を行う。復調器１０９はデジタル
回路、あるいは、ＤＳＰ（デジタルシグナルプロセッ
サ）と信号処理ソフトウエアにより構成される。この復
調器１０９は、例えば、『Ｗ−ＣＤＭＡ移動機用ベース
バンドＬＳＩ』、Matsushita Technical Journal 、Vol.
47、No.6 Dec.2001等に記載されるような構成となってい
る。

【００３８】ここで、移相器１０５の出力をＡＤ変換部
１０７によりＡＤ変換する動作の様子を、図２を用いて
説明する。２０１ａ、２０１ｂは移相器１０５の出力信
号１０５ａ、１０５ｂを表し、互いに９０度の位相差を
有する。これらをサンプルホールドタイミング２０４で
サンプルホールドした信号は２０２、２０３のようにな
る。これを、ＡＤ変換タイミング２０５によりＡＤ変換
する。サンプルホールドタイミング２０４とＡＤ変換タ
イミング２０５とは、サンプリング信号１１０に同期し
て生成すれば良い。

【００３９】次に、第１の実施例での周波数変換の様子
を図３に示した信号スペクトラムを用いて説明する。ア
ンテナ１０１で受信した信号は、フロントエンド部１０
２で周波数選択され増幅されたのち、第１の周波数変換
部１０３に入力される。第１の周波数変換部１０３入力
でのスペクトラムは３０１のようになっている。

【００４０】ここで、ｆｌｏ１（３０２）は、第１の局
部発振器１０３ｂの周波数を表す。第１の周波数変換部
１０３により周波数変換された信号は、第１の中間周波
数増幅部１０４により必要な信号帯域を選択、適切な信
号振幅に増幅されたのち、移相器１０５により９０度位
相差を有する信号となり、サンプルホールド部１０６に
入力される。

【００４１】サンプルホールド部１０６入力での、信号
スペクトラムは３０３のようになる。サンプルホールド
部１０６に入力される信号スペクトラム３０３の周波数
に対し、サンプリング信号１１０の周波数３０４（ｆ
ｓ）は小さく設定する。かつ、サンプルホールド部１０
６に入力される信号スペクトラム３０３の信号帯域の２
倍以上に、サンプリング信号の周波数３０４を設定す
る。

【００４２】このような周波数関係に設定することで、
サンプリングによる折り返しにより、信号スペクトラム
３０２は、その周波数とサンプリング周波数３０４（ｆ
ｓ）の整数倍ｎの周波数（ｎ×ｆｓ）との差の周波数に
周波数変換され、このスペクトラムは３０５のようにな
る。ＡＤ変換部１０７を、サンプルホールド部１０６と
同期させて動作すると、ＡＤ変換によりデジタル化後に
表現される周波数範囲は、サンプリング周波数３０４
（ｆｓ）の１／２以下の帯域、即ち０〜ｆｓ／２である
から、３０６に示すベースバンド信号となる。スペクト
ラム３０６は、移相器１０５により９０度位相差を有す
る信号１０５ａ、１０５ｂを信号処理したものであるか
ら、ベースバンドＩＱ信号となる。

【００４３】ここで、本発明において、従来の例におい
て図１３を用いて説明したイメージの問題がどのように
なるかを、図１２を用いて説明する。なお、図１２で図
３と同じものについては、同一の符号を付与する。

【００４４】中間周波数増幅部１０４入力において、本
来の受信信号３０３に対し、図１３で説明したものと同
じ周波数関係の信号３０８と３０９を考える。信号３０
８は図１３における１１０８に、また、信号３０９は図
１３における１１０９と同じであるとする。また、図１
３と同様の特性のフィルタ３０７を考える。本発明にお
いては、従来例図１３と異なり、受信信号３０３の中心
周波数と３１０で示す周波数（ｎ×ｆｓ）とが等しくな
るように設定される。

【００４５】従来例では問題となった信号３０８は、従
来例と異なりイメージとはならないことを以下に示す。
図１３での説明同様に、３０８が非常に大きな信号であ
ったような場合、フィルタ３０７で除去できなかった信
号（３１１）は、サンプルホールド回路１０６とＡＤ変
換部１０７とによる周波数変換後、３１３の周波数に変
換される。図１３の従来例と異なり、図１２の本発明の
場合は、受信信号３０６とは重ならない周波数に変換さ
れる。従って、３１２に示すような特性のフィルタを通
すことにより、除去することが可能である。この３１２
に示す特性のフィルタは、例えば、デジタルフィルタ１
０８により構成すれば良い。

【００４６】次に、本発明における第２の実施の形態に
ついて説明する。図４は本発明の第２の実施の形態の構
成を示すものである。なお、図４において図１と同じ構
成のものについては、図１と同一の番号を付与し、その
説明は省略する。

【００４７】４０１は中間周波数増幅部１０４より出力
される中間周波数信号であり、サンプルホールド回路１
０６ａ、１０６ｂに入力される。４０４は信号源であ
り、分周器４０３によりサンプルホールド回路１０６、
ＡＤ変換部１０７、デジタルフィルタ１０８、復調器１
０９に必要な信号を供給する。低消費電流であり、か
つ、構成が簡易で、回路規模の増加とそれによる消費電
流の増加なくベースバンドＩＱ信号を得られる周波数変
換装置を構成できる。

【００４８】分周器４０３は、サンプルホールド回路１
０６ａ、１０６ｂへのタイミング信号４０２ａ（ｆｓ
（Φ１））、４０２ｂ（ｆｓ（Φ２））を出力する。タ
イミング信号４０２ａ（ｆｓ（Φ１））、４０２ｂ（ｆ
ｓ（Φ２））は、互いに中間周波数信号４０１の周波数
において９０度だけ時間差（位相差）を有するように構
成する。

【００４９】第２の実施の形態の動作を、図５を用いて
説明すると次のようになる。図５において５０１は中間
周波数信号であり、図４における４０１に相当する。ま
た、サンプルホールドタイミングΦ１（５０４）、Φ２
（５０５）は、中間周波数信号５０１をサンプルホール
ドするタイミングを表し、図４におけるタイミング信号
４０２ａ（ｆｓ（Φ１））、４０２ｂ（ｆｓ（Φ２））
によるタイミングに相当する。サンプルホールドタイミ
ングΦ１（５０４）、Φ２（５０５）は、互いに中間周
波数信号５０１の周波数において９０度だけ時間差（位
相差）を有するように設定される。

【００５０】サンプルホールドされた信号は、中間周波
数信号５０１において９０度だけずれた点をサンプルホ
ールドした信号５０２、５０３となる。このサンプルホ
ールド信号５０２、５０３を、ＡＤ変換タイミング５０
６に従ってＡＤ変換する。サンプルホールド信号５０
２、５０３は、中間周波数信号５０１において９０度だ
けずれた点をサンプルホールドした信号であるから、こ
れをＡＤ変換することによりベースバンドＩＱ信号を得
ることができる。

【００５１】次に、本発明における第３の実施の形態に
ついて説明する。これまで説明した第１の実施の形態及
び第２の実施の形態では、ＡＤ変換器を２つ用いていた
が、一つのＡＤ変換器を時分割で動作させることによっ
ても実現可能である。図６は本発明の第１の実施の形態
に示した動作を、一つのＡＤ変換器で構成する場合の動
作の様子を図示したものである。なお、図６において図
２と同じ意味を有するものについては同一番号を付与し
その説明は省略する。

【００５２】一つのＡＤ変換器でＡＤ変換を行うには次
のようにすれば良い。ＡＤ変換器入力をサンプルホール
ド信号２０２側とサンプルホールド信号２０３側とに切
り替える、切替え器（切替手段）（図示せず）を用意す
る。切替え器を、切替え器タイミング６０１に従って、
サンプルホールド信号２０２側に切り替える。ＡＤ変換
タイミング６０２に従ってＡＤ変換する。次に、切替え
器を、切替え器タイミング６０１に従って、サンプルホ
ールド信号２０３側に切り替える。ＡＤ変換タイミング
６０３に従ってＡＤ変換する。各切替え器タイミング
は、例えば、サンプリング信号１１０に同期させて生成
すれば良い。このように動作させることで、一つのＡＤ
変換器によりベースバンドＩＱ信号を得ることができ
る。

【００５３】また、図７は本発明の第２の実施の形態に
示した動作を、一つのＡＤ変換器で構成する場合の動作
の様子を示したものである。ここで、図７において図５
と図６と同じ意味を有するものについては同一の番号を
付与しその説明は省略する。一つのＡＤ変換器でＡＤ変
換を行うには次のようにすれば良い。ＡＤ変換器入力を
サンプルホールド信号５０２側とサンプルホールド信号
５０３側とに切り替える、切替え器（切替手段）（図示
せず）を用意する。切替え器を、切替え器タイミング６
０１に従って、サンプルホールド信号５０２側に切り替
える。ＡＤ変換タイミング６０２に従ってＡＤ変換す
る。次に、切替え器を、切替え器タイミング６０１に従
って、サンプルホールド信号５０３側に切り替える。Ａ
Ｄ変換タイミング６０３に従ってＡＤ変換する。このよ
うに動作させることで、一つのＡＤ変換器によりベース
バンドＩＱ信号を得ることができる。

【００５４】なお、本発明の第１の実施例（図１）と第
２の実施例（図４）においては、ＡＤ変換器として、フ
ラッシュ型ＡＤ変換器、あるいはサンプルホールド回路
機能を内蔵するパイプライン型ＡＤ変換器を用いれば、
実施例で説明したサンプルホールド部を省略できること
は容易に理解できる。

【００５５】また、図示しないが、先に説明した受信機
を送信機と組み合わせ、無線装置、さらには前記無線装
置を複数組み合わせた無線システム（移動体無線システ
ム）を構成することもできる。なお、上記説明において
は、図１に示したように第１の周波数変換部１０３によ
り一旦周波数変換を行ない、中間周波数信号をＡＤ変換
する構成として説明したが、本発明の実施の形態は、こ
の構成に限定されるものではない。本発明は、第１の周
波数変換部１０３を省略し、直接フロントエンド部１０
２の出力をＡＤ変換する構成に適用することも可能であ
る。例えば、使用する無線システムにおいて信号周波数
が比較的低く、直接ＡＤ変換可能な周波数帯であり、受
信信号や妨害波の条件が比較的緩やかで、その振幅がＡ
Ｄ変換器のダイナミックレンジを越えないような条件の
場合、第１の周波数変換部１０３による中間周波数信号
に変換する過程を省略することが可能である。

【００５６】また、２回以上の周波数変換を行った後に
ＡＤ変換を行う構成に適用することも可能であることは
言うまでもない。

【００５７】

【発明の効果】以上説明したように、本発明に係る周波
数変換装置によれば、低消費電流、かつ、構成が簡易
で、回路規模の増加とそれによる消費電流の増加なく周
波数変換を実現できる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１の実施の形態に関わる受信機の構
成を示す図

【図２】本発明の第１の実施の形態におけるＡＤ変換動
作を示す図

【図３】本発明の第１の実施の形態における周波数変換
の様子を示す図

【図４】本発明の第２の実施の形態に関わる受信機の構
成を示す図

【図５】本発明の第２の実施の形態におけるＡＤ変換動
作を示す図

【図６】本発明の第３の実施の形態におけるＡＤ変換動
作を示す図

【図７】本発明の第３の実施の形態におけるＡＤ変換動
作を示す図

【図８】従来のスーパーヘテロダイン方式に関わる受信
機の構成を示す図

【図９】従来のスーパーヘテロダイン方式の受信機にお
ける周波数変換の様子を示す図

【図１０】従来のアンダーサンプリング方式に関わる受
信機の構成を示す図

【図１１】従来のアンダーサンプリング方式の受信機に
おける周波数変換の様子を示す図

【図１２】本発明の第１の実施の形態におけるイメージ
信号の様子を示す図

【図１３】従来のアンダーサンプリング方式の受信機に
おけるイメージ信号の様子を示す図

【符号の説明】

１０１アンテナ１０２フロントエンド部１０３第１の周波数変換部１０４第１の中間周波数増幅部１０５移相器１０６サンプルホールド部（サンプルホールド手段）１０７ＡＤ変換部（ＡＤ変換手段）１０８デジタルフィルタ１０９復調器

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続きＦターム(参考） 5J022 AA01 BA06 CA10 CC01 CE01 CF02 5K020 AA08 DD12 DD13 EE04 EE05 FF00 GG16

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】入力信号の１／ｎの周期を有するサンプ
リング信号で、入力信号の１／４周期ずれた時点の入力
信号のサンプリングを実行する第１及び第２のサンプル
ホールド手段と、前記第１及び第２のサンプルホールド手段の出力信号を
ＡＤ変換するＡＤ変換手段と、を備え、前記ＡＤ変換手段の出力からベースバンドＩＱ信号を得
ることを特徴とする周波数変換装置。
【請求項２】前記入力信号を移相器を介して９０度位
相差を有する第１及び第２の入力信号に分離する手段を
備え、前記第１及び第２のサンプルホールド手段に前記第１及
び第２の入力信号を与えて、共通のサンプリング信号で
サンプリングを実行することを特徴とする請求項１に記
載の周波数変換装置。
【請求項３】前記サンプリング信号を分周器を介して
９０度位相差を有する第１及び第２のサンプリング信号
に分離する手段を備え、前記第１及び第２のサンプルホールド手段に共通の入力
信号を与え、前記第１及び第２のサンプリング信号でサ
ンプリングを実行することを特徴とする請求項１に記載
の周波数変換装置。
【請求項４】前記第１及び第２のサンプルホールド回
路の出力信号を、交互に切替え出力する切替手段を備
え、共通のＡＤ変換手段によって前記第１及び第２のサンプ
ルホールド回路の出力信号を、交互にデジタル信号に変
換することを特徴とする請求項１、２または３記載の周
波数変換装置。
【請求項５】前記入力信号を受信信号とし、請求項１
〜４のいずれか１項に記載の周波数変換装置を有するデ
ジタル受信機。