JP2010114920A - 直交検出器ならびにそれを用いた直交復調器およびサンプリング直交復調器 - Google Patents
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Abstract
【課題】直交復調器の同相信号と直交信号の間の、直交位相誤差を検出する。
【解決手段】第1の高域通過フィルタ111によって低周波成分を除去された同相信号と、第2の高域通過フィルタ112で低周波成分をされた直交信号の積を乗算器122で生成し、その出力の高周波成分を低域通過フィルタ131で除去した信号により、直交位相誤差の検出を可能にする。
【選択図】図1
【解決手段】第1の高域通過フィルタ111によって低周波成分を除去された同相信号と、第2の高域通過フィルタ112で低周波成分をされた直交信号の積を乗算器122で生成し、その出力の高周波成分を低域通過フィルタ131で除去した信号により、直交位相誤差の検出を可能にする。
【選択図】図1
Description
本発明はデジタル通信における直交復調器に関し、特に直交検出器を用いて直交誤差補償を行う直交復調器および群遅延差補償を行うサンプリング直交復調器に関する。
従来、変換利得誤差の補償方法として、同相信号と直交信号の振幅の差を演算し、その演算結果が0に等しくなるように同相あるいは直交信号の振幅を増幅するフィードバックループを構成するものがある(例えば、特許文献1参照)。従来、受信機アーキテクチャとして、A/D(アナログ/デジタル)変換器におけるサブサンプリングを利用するものがある(例えば、特許文献2参照)。従来、直交誤差の補償方法として、同相信号(Iとする)と直交信号(Qとする)との積を演算することで相互相関を求めて直交度を検出するものがある(例えば、非特許文献1参照)。
Behzad Razavi、"Design Considerations for Direct−Conversion Receivers"、IEEE Transaction on Circuits and Systems II、vol.44、no.6、pp.428−435、1997年
ダイレクトコンバージョン方式による受信機構成のブロック図を図11に示す。アンテナ251で受信された信号は、バンド選択用の帯域通過フィルタ261で受信するバンド以外の周波数成分を除去され、受信機全体の雑音指数を改善するためにLNA(低雑音増幅器)271に入力される。LNA271の出力はチャネル選択用の帯域通過フィルタ263によって所望の周波数帯域外の信号が除去され、AGC(Automatic Gain Control)増幅器281で増幅される。AGC増幅器281の出力は、局部発振器151と固定移相器171、ミキサ142、143、低域通過フィルタ132、133によって構成される直交復調部で同相信号と直交信号に変換される。ミキサ142、143の出力はチャネル選択用の低域通過フィルタ132、133で所望の帯域外の周波数成分が除去される。低域通過フィルタ132、133の出力は局部発振器151の出力に同期してA/D(アナログ/デジタル)変換器201、202でデジタル信号に変換される。その後、A/D変換器201、202の出力はデジタル信号プロセッサで処理される。
一方、ダイレクトコンバージョン方式とは異なる受信機アーキテクチャに、特許文献2で示される方式がある。この方式では、A/D(アナログ/デジタル)変換器におけるサブサンプリングを利用して直交復調を実現している。以後、この受信機アーキテクチャをサンプリング直交復調方式と呼ぶことにする。
サブサンプリング直交復調方式のブロック図を図12に示す。アンテナ251で受信された信号は、バンド選択用の帯域通過フィルタ261で受信するバンド以外の周波数成分を除去され、受信機全体の雑音指数を改善するためにLNA271に入力される。LNA271の出力は帯域通過フィルタ262によって所定の帯域外の周波数成分が除去され、局部発振器152の出力とともにミキサ141に入力されることで搬送波周波数が変換される。ミキサ141の出力はチャネル選択用の帯域通過フィルタ263によって所望の周波数帯域外の信号が除去され、AGC増幅器281で増幅される。AGC増幅器281の出力は、局部発振器151と固定移相器171、A/D変換器201、202によって構成される直交復調部で同相デジタル信号と直交デジタル信号に変換される。A/D変換器201、202の出力はサンプリングのタイミングが1/4サンプルずれているため、以後のデジタル処理を可能とするためにラッチ211でタイミングの同期が行われる。その後、ラッチ211の出力はデジタル信号プロセッサで処理される。
ダイレクトコンバージョン方式やサンプリング直交復調方式における直交復調では、理想的には、RF信号から同相信号と直交信号への変換利得が等しくなり、位相が直交するはずである。しかし、装置の性能ばらつきにより変換利得や直交性に誤差が生じる。この誤差によって受信時の符号誤り率が増加するという問題があった。
QPSK変調信号の受信を例に、この問題を説明する。図13(a)が変換利得に誤差がある場合の受信信号のコンスタレーションを示している。理想的な受信では円上にシンボルが配置されるが、変換利得に誤差がある場合にはシンボルが楕円上に配置されてしまい、この例では直交信号の振幅に誤差が発生する。図13(b)は直交誤差がある場合の受信信号のコンスタレーションを示している。直交誤差がある場合にも楕円上にシンボルが配置されるため、この例では直交信号の振幅に誤差が発生する。この誤差が符号誤り率を増加させるという問題があった。
変換利得誤差の補償方法には、特許文献1に示される方法が存在する。この方法では、同相信号と直交信号の振幅の差を演算し、その演算結果が0に等しくなるように同相あるいは直交信号の振幅を増幅するフィードバックループを構成する。直交誤差の補償方法には、非特許文献1に示される方法が存在する。この方法では、同相信号(Iとする)と直交信号(Qとする)の積を図9に示す回路で演算することで
相互相関=E[I・Q] (ただし、E[ ]は平均を表す。)を求めることで直交度を検出している。図9の101は直交検出器、121は乗算器、131は低域通過フィルタを表す。前記の相互相関を0にするように直交復調器の移相器を制御するフィードバックを構成して補償を行っている。
相互相関=E[I・Q] (ただし、E[ ]は平均を表す。)を求めることで直交度を検出している。図9の101は直交検出器、121は乗算器、131は低域通過フィルタを表す。前記の相互相関を0にするように直交復調器の移相器を制御するフィードバックを構成して補償を行っている。
非特許文献1に示される従来方式では、同相、直交信号間の位相の直交度の検出の収束時間が長いという問題があった。これは、ベースバンド信号は直流成分や低周波成分を含んでいるためである。位相の検出には、周波数に反比例した時間が必要とされるためであり、本質的な問題となる。
サブサンプリング直交復調方式では、この方式に特有なラッチの操作が含まれる。このラッチによって同相信号と直交信号の間に群遅延差(理想的には1/4サンプル時間)が生じる。この差が符号誤り率の増加を招く。しかし、これまで、この群遅延差の補償について考慮されていなかった。また、同相信号と直交信号の間の直交性はサンプリングタイミングをずらすことによって達成されているため、直交誤差とサンプリングタイミングの誤差は同時に生じるものである。従って、直交誤差に応じて、可変な群遅延差の補償を行う必要があった。
上記の問題点を解決するために、本発明は、同相・直交信号間の位相の直交度を、同相・直交信号の共分散によって検出することにより、収束時間を短縮する。より具体的に本発明の代表的なものの一例を示せば以下のようになる。すなわち、本発明の直交検出器は、入力される第1の信号の低周波成分を除去する第1の高域通過フィルタと、入力される第2の信号の低周波成分を除去する第2の高域通過フィルタと、前記第1および第2の高域通過フィルタそれぞれの出力を互いに乗算する乗算器と、前記乗算器の出力の高周波成分を除去する低域通過フィルタとを具備して成り、前記低域通過フィルタの出力に基づいて、前記第1の信号と前記第2の信号との間の直交性を検出することを特徴とする。
本発明によれば、予め低周波成分を除去してから積をとることになるので、直交性検出の高速化が可能となる。
本発明の直交検出器は、入力された2つの信号の共分散を算出し、算出された共分散からその2つの信号の間の直交性を検出するよう構成される。共分散は、2つの信号をそれぞれ高域通過フィルタに入力してその2つの信号から低周波成分を除去し、高域通過フィルタそれぞれの出力を互いに乗算器にて乗算する(積演算をする)ことによって得られる。より厳密に言えば、共分散は、乗算器の出力を更に低域通過フィルタに入力し、乗算器の出力から高周波成分を除去することによって得られる。
また、本発明の直交検出器は、それ自身によって検出された直交性から2つの信号の間の位相誤差あるいは振幅誤差を検出する。同相および直交信号の直交性を検出する直交検出器において、第1の高域通過フィルタで前記同相信号の低周波成分を除去し、第2の高域通過フィルタで前記直交信号の低周波成分を除去し、乗算器によって前記第1および第2の高域通過フィルタの出力を乗算し、低域通過フィルタによって前記乗算器の出力の高周波成分を除去することで、前記同相信号と前記直交信号の共分散を演算・算出する。
サブサンプリング直交復調方式における群遅延差(理想的には1/4サンプル時間)は、同相および直交信号を、遅延器あるいは群遅延を持つデジタルフィルタによって遅延させ、同相信号と直交信号に遅延差を与えることで補償する。また、直交誤差に依存する群遅延差を、同相および直交信号の片方、あるいは両方を、可変遅延器で遅延させることで補償する。補償する遅延量は、前記共分散に基づいた直交検出器の出力で定める。前記の積演算(乗算器による乗算)は、統計学的には次式によって求められる変数Iと変数Qとの共分散を演算することと等価である。
共分散=E[(I−E[I])(Q−E[Q])]ここで、IとQとが無相関であれば共分散が0になることは広く知られている。また、IとQとの相関が強くなれば共分散は大きくなる。本発明の発明者らはこの原理に基づき、信号の同相成分(I成分)を変数I、直交成分(Q成分)を変数Qとした場合、同相成分と直交成分とが完全に直交した状態がいわゆる無相関であり共分散が0となり、直交度が低下するに従って共分散が増加する性質を独自に見出した。そして、相互相関と同様に共分散を直交度の指標として用いることが可能であることを独自に見出し、さらに、その性質を用いて直交度を検出する具体的回路構成を本発明の直交検出器として提案するに至った。
同相および直交信号の直交性の検出にあたり、従来は単純な相互相関に基づいていたため、低周波成分も位相検出に寄与し、それが位相検出の時間を長くしていたが、以下に示す本発明の各実施例は、予め低周波成分を除去してから積をとる構成であるため、直交性検出の高速化が可能である。
図1は本発明の第1の実施例である直交検出器のブロック図である。101は直交検出器を示し、111、112は高域通過フィルタ、121は乗算器、131は低域通過フィルタを示している。図9の相互相関に基づく直交検出器とは、高域通過フィルタ111、112が配置されている点で異なる。
直交検出器101は、入力される第1の信号の低周波成分を除去する第1の高域通過フィルタ111と、入力される第2の信号の低周波成分を除去する第2の高域通過フィルタ112と、第1および第2の高域通過フィルタ101、102それぞれの出力を互いに乗算する乗算器121と、乗算器121の出力の高周波成分を除去する低域通過フィルタ131とを具備して構成される。第1の信号と第2の信号との間の直交性は、低域通過フィルタ131の出力に基づいて検出される。
直交検出器101に入力された2つの信号は、高域通過フィルタによって低周波成分を除去され、乗算器121によって乗算される。これによって共分散が得られる。
乗算器121の出力で得られた共分散は低域通過フィルタ131で高周波成分を除去される。乗算器121の出力では共分散の他に、直交度の指標として不要な、信号変調によって生じる高周波成分をも含む。この高周波成分を除去するために低域通過フィルタ131が必要となる。
乗算器121の出力で得られた共分散は低域通過フィルタ131で高周波成分を除去される。乗算器121の出力では共分散の他に、直交度の指標として不要な、信号変調によって生じる高周波成分をも含む。この高周波成分を除去するために低域通過フィルタ131が必要となる。
こうして検出された第1の信号と第2の信号との間の直交性から、第1の信号と第2の信号との間の位相誤差あるいは振幅誤差が検出される。本実施例によれば、低域通過フィルタ131の出力を直交度の指標とすることにより、従来の相互相関に基づく場合に比べ、高速に直交検出することが可能となる。
図2は本発明の第2の実施例を示す図であり、本発明の直交検出器を用いた、同相・直交信号間の直交位相の誤差を補償する直交誤差補償回路を有する直交復調器のブロック図である。101、111、112、121、131は第1の実施例と同様であり、直交検出器を構成する。低域通過フィルタ132、133、ミキサ141、142、局部発振器151、および可変移相器161は直交復調回路部を構成する。本実施例の直交復調器は、直交復調回路部と、直交復調回路部の出力が入力される直交検出器とを具備して構成され、直交検出器101の出力に基づいて、直交復調回路部の出力の同相成分と直交成分との間の直交誤差を補償する回路を備えている。
直交検出器101は、直交復調回路部から入力される信号の同相成分の低周波成分を除去する第1の高域通過フィルタ111と、直交復調回路部から入力される信号の直交成分の低周波成分を除去する第2の高域通過フィルタ112と、第1および第2の高域通過フィルタ111、112の出力を互いに乗算する乗算器121と、乗算器121の出力の高周波成分を除去する低域通過フィルタ131とを具備し、低域通過フィルタ131の出力に基づいて、直交復調回路部から入力される信号の同相成分と直交成分との間の直交性を検出する。こうして検出された2つの信号の直交性に基づいてその直交誤差が補償された直交復調回路部の出力を直交復調器の出力とする。
直交復調回路部は、局部発振器151と、直交復調回路部の入力信号の同相成分を出力する第1のミキサ141と、直交復調回路部の入力信号の直交成分を出力する第2のミキサ142と、直交検出器101の出力端子と第1および第2のミキサ141、142のいずれか一方の入力端子との間に接続された可変移相器161とを具備して構成される。可変移相器161は、直交検出器101の出力に基づいて可変移相器161の移相量を変化させ、第1および第2のミキサ141、142のうち可変移相器161の出力端子が接続された方の入力の位相を制御する。
本実施例の可変移相器161は、第1および第2のミキサ141、142のいずれか一方と共通に局部発振器151の出力端子にその入力端子が接続され、第1および第2のミキサ141、142のうちの他方にその出力端子が接続され、第1および第2のミキサ141、142のうち可変移相器161の出力端子が接続された方に、可変移相器161によって位相が制御された局部発振器151の出力を供給する。図2は、局部発振器151の出力端子が第1のミキサ141の入力端子に、可変位相比較器161の出力端子が第2のミキサ142の入力端子に、それぞれ接続された構成例を示すが、本実施例はこの構成に限定されず、例えば、局部発振器151の出力端子と可変位相比較器161の出力端子とを互いに置き換えた構成、すなわち、可変位相比較器161の出力端子が第1のミキサ141の入力端子に、局部発振器151の出力端子が第2のミキサ142の入力端子に、それぞれ接続された構成をも含む。
直交復調されて低域通過フィルタ132、133から出力される同相・直交信号間の直交性を、本発明の直交検出器によって検出する。検出された信号を用いて可変移相器161の移相量を制御し、ミキサ142に入力される発振信号の位相を調整することで、同相・直交信号間の直交性を補償する。本実施例によれば、低域通過フィルタ131の出力を直交度の指標とすることにより、従来の相互相関に基づく場合に比べ、高速に直交検出することが可能であるため、直交誤差補償された同相成分・直交成分からなる信号を高速に出力可能な直交復調器を実現できる。
図3は本発明の第3の実施例を示す図であり、直交検出器を用いた、同相・直交信号間の直交位相の誤差を補償する直交誤差補償回路を有する直交復調器の他の例のブロック図である。101、111、112、121、131は第1の実施例と同様であり、直交検出器を構成する。低域通過フィルタ132、133、ミキサ141、142、局部発振器151、および可変移相器161は直交復調回路部を構成する。本実施例の直交復調器は、第2の実施例と同様に、直交復調回路部と、直交復調回路部の出力が入力される直交検出器とを具備して構成され、直交検出器101の出力に基づいて
、直交復調回路部の出力の同相成分と直交成分との間の直交誤差を補償する回路を備えている。
、直交復調回路部の出力の同相成分と直交成分との間の直交誤差を補償する回路を備えている。
直交検出器101は、直交復調回路部から入力される信号の同相成分の低周波成分を除去する第1の高域通過フィルタ111と、直交復調回路部から入力される信号の直交成分の低周波成分を除去する第2の高域通過フィルタ112と、第1および第2の高域通過フィルタ111、112の出力を互いに乗算する乗算器121と、乗算器121の出力の高周波成分を除去する低域通過フィルタ131とを具備し、低域通過フィルタ131の出力に基づいて、直交復調回路部から入力される信号の同相成分と直交成分との間の直交性を検出する。こうして検出された2つの信号の直交性に基づいてその直交誤差が補償された直交復調回路部の出力を直交復調器の出力とする。
直交復調回路部は、局部発振器151と、直交復調回路部の入力信号の同相成分を出力する第1のミキサ141と、直交復調回路部の入力信号の直交成分を出力する第2のミキサ142と、直交検出器101の出力端子と第1および第2のミキサ141、142のいずれか一方の入力端子との間に接続された可変移相器161とを具備して構成される。可変移相器161は、直交検出器101の出力に基づいて可変移相器161の移相量を変化させ、第1および第2のミキサ141、142のうち可変移相器161の出力端子が接続された方の入力の位相を制御する。
可変移相器161は、直交復調回路部の入力端子にその入力端子が接続され、第1および第2のミキサ141、142のいずれか一方の入力端子にその出力端子が接続され、第1および第2のミキサ141、142のうち可変移相器161の出力端子が接続された方に、可変移相器161によって位相が制御された直交復調回路部の入力信号を供給する。図3は、直交復調回路部の入力端子が第1のミキサ141の入力端子に、可変位相比較器161の出力端子が第2のミキサ142の入力端子に、それぞれ接続された構成例を示すが、本実施例はこの構成に限定されず、例えば、直交復調回路部の入力端子と可変位相比較器161の出力端子とを互いに置き換えた構成、すなわち、可変位相比較器161の出力端子が第1のミキサ141の入力端子に、直交復調回路部の入力端子が第2のミキサ142の入力端子に、それぞれ接続された構成をも含む。
直交復調されて低域通過フィルタ132、133から出力される同相・直交信号間の直交性を、本発明の直交検出器によって検出する。検出された信号を用いて可変移相器161の移相量を制御することで、ミキサ142に入力される受信信号の位相を調整することで、同相・直交信号間の直交性を補償する。本実施例によれば、低域通過フィルタ131の出力を直交度の指標とすることにより、従来の相互相関に基づく場合に比べ、高速に直交検出することが可能であるため、第2の実施例と同様に、直交誤差補償された同相成分・直交成分からなる信号を高速に出力可能な直交復調器を実現できる。
図4は本発明の第4の実施例を示す図であり、直交検出器を用いた、同相・直交信号間の直交位相の誤差を補償する直交誤差補償回路を有する直交復調器の更に他の例のブロック図である。101、111、112、121、131は第1の実施例と同様であり、直交検出器を構成する。低域通過フィルタ132、133、ミキサ141、142、局部発振器151、および固定移相器171は直交復調回路部を構成する。乗算器122および加算器191は位相補償器181を構成する。
直交復調されて低域通過フィルタ132、133から出力される同相、直交信号間の直交性を、本発明の直交検出器によって検出する。検出された信号を用いて位相補償器181を制御することで、同相、直交信号間の直交性を補償している。直交復調器の直交誤差が・度ある場合に得られる同相信号(I)、直交信号(Q)と、理想的な直交復調で得られる同相信号(Iideal)、直交信号(Qideal)との間には[数1]に示す関係が成り立つ。
これは同相成分と直交成分とに1次変換を施すことによって同相成分と直交成分との間の直交誤差を補償することに相当し、この関係を回路で実現したものが、図4の中で直交検出器101の出力端子と直交復調回路部の出力端子との間に接続された位相補償器181である。以上より、図4の構成でフィードバックループによる直交補償が達成される。
位相補償器181は、直交検出器101の出力端子と直交復調回路部の同相成分出力端子(低域通過フィルタ132の出力端子)および直交成分出力端子(低域通過フィルタ133の出力端子)のいずれか一方とに入力端子が接続された乗算器122と、乗算器122の出力端子と直交復調回路部の同相成分出力端子および直交成分出力端子のうちの他方とに入力端子が接続された加算器191とを具備して構成される。図4は、直交復調回路部の同相成分出力端子(低域通過フィルタ132の出力端子)が乗算器122の入力端子に、直交成分出力端子(低域通過フィルタ133の出力端子)が加算器191の入力端子に、それぞれ接続された構成例を示すが、本実施例はこの構成に限定されず、例えば、直交復調回路部の直交成分出力端子と同相成分出力端子とを互いに置き換えた構成、すなわち、直交成分出力端子(低域通過フィルタ133の出力端子)が乗算器122の入力端子に、同相成分出力端子(低域通過フィルタ132の出力端子)が加算器191の入力端子に、それぞれ接続された構成をも含む。
本実施例によれば、低域通過フィルタ131の出力を直交度の指標とすることにより、従来の相互相関に基づく場合に比べ、高速に直交検出することが可能であるため、第2および第3の実施例と同様に、直交誤差補償された同相成分・直交成分からなる信号を高速に出力可能な直交復調器を実現できる。また、可変移相器を設けることなく上記の効果を有する直交復調器を実現できる。
図5は本発明の第5の実施例を示す図であり、同相・直交信号間の群遅延差の補償を行う回路を具備したサンプリング直交復調方式による直交復調器(サンプリング直交復調器)のブロック図である。151、171、201、202、211は図12の中の構成要素と同様であり、サンプリング直交復調回路部を構成する。固定遅延器221と固定遅延用デジタルフィルタ291とから構成される群遅延差補償器が、同相・直交信号の遅延間に差をつけることで、例えば1/4サンプル時間の群遅延差を補償する。
本実施例のサンプリング直交復調器は、入力信号の搬送波周波数の1/nの周波数でその入力信号をサンプリングし、サンプリングされたその入力信号の同相成分と直交成分との間のタイミングを同期させて、ほぼ同期のとれた同相デジタル信号および直交デジタル信号を出力するサンプリング直交復調回路部と、サンプリング直交復調回路部の出力端子に接続され、同相デジタル信号および直交デジタル信号の遅延間に差をつけて、復調された同相成分と直交成分との間の群遅延差を補償する群遅延差補償器とを具備して構成される。
サンプリング直交復調回路部は、局部発振器151と、局部発振器151の出力端子に接続された固定移相器171と、固定移相器171と共通に局部発振器151の出力端子に接続されていると共にサンプリング直交復調回路部の入力端子に接続され、サンプリング直交復調回路部の入力信号の搬送波周波数の1/nの周波数で入力信号をサンプリングして同相デジタル信号を出力する第1のA/D変換器201と、固定移相器171の出力端子に接続されていると共にサンプリング直交復調回路部の入力端子に接続され、入力信号の搬送波周波数の1/nの周波数で入力信号をサンプリングして直交デジタル信号を出力する第2のA/D変換器202と、局部発振器151の出力端子、第1のA/D変換器201の出力端子、および第2のA/D変換器202の出力端子に接続され、第1のA/D変換器201から供給される同相デジタル信号と第2のA/D変換器202から供給される直交デジタル信号とのタイミングの同期を行うラッチ211とを具備して構成される。
群遅延差補償器は、ラッチ211の同相デジタル信号出力端子に接続された固定遅延器221と、ラッチ211の直交デジタル信号出力端子に接続された固定遅延用デジタルフィルタ291とを具備して構成される。同相信号と直交信号とに与える遅延量は、その差が例えば1/4サンプル時間となる組み合わせであれば、どのような組み合わせでも構わない。しかし、小さな遅延時間を持つデジタルフィルタでは、遅延特性や振幅特性に対してリップルを持つため、群遅延補償に用いることは難しい。従って、図5で示すように、固定遅延器や固定遅延用デジタルフィルタの遅延時間を1サンプルより大きくして、同相信号と直交信号とに与える遅延量の差を例えば1/4サンプル時間とするのが、実用的である。
サンプリング直交器の入力信号は、局部発振器151、固定移相器171、およびA/D変換器201、202を具備して構成されるサンプリング直交復調回路部にて同相デジタル信号および直交デジタル信号に変換される。第1および第2のA/D変換器201、202の出力はサンプリングのタイミングが例えば1/4サンプルずれているため、以後のデジタル処理を可能とするためにラッチ211でタイミングの同期が行われる。その後
、ラッチ211の出力はデジタル信号プロセッサで処理される。ラッチ211の出力が入力される群遅延差補償器にて同相信号および直交信号の遅延間に差がつけられることによって、復調された信号の同相成分と直交成分との間の所定時間(例えば1/4サンプル時間)の群遅延差を補償する。以上の構成で、サンプリング直交復調器に対する同相・直交信号間の群遅延差の補償を行うことができる。
、ラッチ211の出力はデジタル信号プロセッサで処理される。ラッチ211の出力が入力される群遅延差補償器にて同相信号および直交信号の遅延間に差がつけられることによって、復調された信号の同相成分と直交成分との間の所定時間(例えば1/4サンプル時間)の群遅延差を補償する。以上の構成で、サンプリング直交復調器に対する同相・直交信号間の群遅延差の補償を行うことができる。
本実施例によれば、サンプリング直交復調方式における同相・直交信号間の群遅延差の補償を行うことが可能となる。また、サンプリング直交復調方式における群遅延差の影響は、GMSK変調波をシンボルレートの8倍の周波数で動作するA/D変換器で受信する場合にEVM(Error Vector Magnitude)が2.6%となるが、本実施例によれば、このEVMを補償することが可能となる。
図6は本発明の第6の実施例を示す図であり、同相・直交信号間の群遅延差と直交誤差とをほぼ同時に補償する回路を有するサンプリング直交復調器のブロック図である。151、171、201、202、211、221、291は図5の中の構成要素と同様であり、群遅延差補償機能を有するサンプリング直交復調方式による直交復調器(サンプリング直交復調器)を構成する。101、111、112、121、131、122、181、191は第4の実施例と同様であり、直交検出器と位相補償器とを具備する直交誤差の補償器を構成する。
本実施例のサンプリング直交復調器は、第5の実施例の構成に加え、固定遅延器221の出力である同相デジタル信号と固定遅延用デジタルフィルタ291の出力である直交デジタル信号との間の直交性を検出する直交検出器101と、直交検出器101の出力端子と固定遅延器221および固定遅延用デジタルフィルタ291の出力端子との間に接続され、同相デジタル信号と直交デジタル信号とに1次変換を施す位相補償器181とを更に具備して構成される。位相補償器181が同相デジタル信号と直交デジタル信号とに1次変換を施すことによって、サンプリング直交復調器の出力の同相成分と直交成分との間の直交誤差を補償する。
位相補償器181は、直交検出器101の出力端子と固定遅延器221の出力端子とに入力端子が接続された乗算器122と、乗算器122の出力端子と固定遅延用デジタルフィルタ291の出力端子とに入力端子が接続された加算器191とを具備して構成される。本実施例によれば、図6のように群遅延差と直交誤差とをほぼ同時に補償することが可能となる。また、これらの補償は全てデジタル処理で行われるため、1つのDSP(Digital Signal Processor)内に集約することが可能となる。さらに、アナログ処理とは異なり
、各回路定数を個別に設定することが容易となる。
、各回路定数を個別に設定することが容易となる。
図7は本発明の第7の実施例を示す図であり、サンプリング直交復調方式における、同相・直交信号間の群遅延差と直交誤差とをほぼ同時に補償する回路を有するサンプリング直交復調器のブロック図である。この実施例では直交誤差に依存した群遅延差まで補償する。図6との相違は、図6中の固定遅延用デジタルフィルタ291が、図7で可変遅延器231に置き換わり、直交検出器101の出力に応じて遅延量が制御されている点のみである。
可変遅延器は以下に記述するように構成することができる。まず、遅延はデジタルフィルタによって与えるものとし、直交誤差とデジタルフィルタのタップ係数の対応を予め設計しておく。これを補償する直交誤差の範囲にわたって行い、対応表を作成し、メモリに保存しておく。実際の動作時には入力される直交誤差の値から、対応表を検索してタップ係数を読み込み、デジタルフィルタにそのタップ係数を設定することで、所望の群遅延特性を得ることができる。
図8は本発明の第8の実施例を示す図であり、サンプリング直交復調方式における、同相・直交信号間の群遅延差、直交誤差、および変換利得誤差をほぼ同時に補償する回路を有するサンプリング直交復調器のブロック図である。図8は図7に乗算器123と低域通過フィルタ132、加算器192、振幅2乗演算器241、242が追加された構成となっている。
加算器123で、振幅2乗演算器241、242の出力の差を演算することによって、同相信号と直交信号の変換利得の差を検出している。加算器123の出力には信号変調による変動が含まれているため、それを低域通過フィルタ132によって除去し、その結果によって直交成分を増幅している。これによって同相信号と直交信号の変換利得が一致するように、補償が行われる。
直交誤差の補償の収束を見るために、搬送波周波数をA/D変換器201、202の動作周波数の8倍としたGMSK変調波を用いたシミュレーションを行った。従来の直交検出器との比較のため、図10に示したブロック図でも合わせてシミュレーションを行った。図10は、広域通過フィルタ111、112が無い点を除いて図8と同じである。つまり、図10は直交検出として相互相関に基づく従来方式をとっている。直交誤差の初期値として10度を与えた際の結果が図14である。相互相関に基づく従来方式では収束後のRMS(Root-Mean-Square)直交誤差が3.4度あるのに比較して、共分散に基づく本発明の方式では収束後のRMS直交誤差が0.3度に抑えられており、本発明の効果を確認することができる。
図15は、同じ条件で、高域通過フィルタ111、112のカットオフ周波数によるRMS直交誤差の関係を求めたものである。横軸が変調周波数で規格化したカットオフ周波数、縦軸が収束後のRMS直交誤差である。フィードバックループのループ利得を変化させ、収束にかかる時定数の違いについても考慮した。高域通過フィルタには1次のIIR(Infinite Impulse Response)フィルタを用いた。参考のため、従来方式によって補償した場合のRMS直交誤差も合わせて示した。
GMSK変調波に対しては、高域通過フィルタのカットオフ周波数を変調周波数の0.5倍から0.6倍に設定するのが最適であるという結果が得られる。ただし、この結果は用いる変調方式によって異なってくる。多種の変調方式の信号を受信する受信機では、受信している信号の変調方式に応じて高域通過フィルタのカットオフ周波数を変更する必要がある。図8に示すように本発明の直交検出器をデジタル回路で構成していれば、カットオフ周波数の変更を柔軟に行うことができる。図16は、変換利得の誤差補償の収束を表す図である。変換利得誤差の初期値として同相
、直交信号間の振幅比1.2を与えた。収束後の誤差が±1%に抑えられていることが確認できる。
、直交信号間の振幅比1.2を与えた。収束後の誤差が±1%に抑えられていることが確認できる。
101 直交検出器111〜112 高域通過フィルタ121〜123 乗算器131〜133 低域通過フィルタ141〜142 ミキサ151〜152 局部発振器161 可変移相器171 固定移相器181 位相補償器191〜192 加算器201〜202 A/D(アナログ/デジタル)変換器211 ラッチ221 固定遅延器231 可変遅延器241 振幅2乗演算251 アンテナ261〜263 帯域通過フィルタ271 低雑音増幅器281 AGC(Automatic Gain Control)増幅器291 固定遅延用デジタルフィルタ。
Claims (2)
- 直交復調器であって、
入力信号の搬送波周波数の1/nの周波数で該入力信号をサンプリングし、サンプリングされた該入力信号の同相成分と直交成分との間のタイミングを同期させて、ほぼ同期のとれた同相デジタル信号および直交デジタル信号を出力するタイミング同期部と、
前記タイミング同期部の出力端子に接続し、前記タイミング同期部から入力される前記同相デジタル信号および前記直交デジタル信号の遅延間に差をつけて前記同相デジタル信号および前記直交デジタル信号を出力する群遅延差補償部と、
を具備して成ることを特徴とする直交復調器。
- 請求項1に記載の直交復調器であって、
前記タイミング同期部は、
局部発振器と、
前記局部発振器の出力端子に接続された固定移相器と、
前記固定移相器と共通に前記局部発振器の出力端子に接続されていると共に前記サンプリング直交復調回路部の入力端子に接続され、前記サンプリング直交復調回路部の入力信号の搬送波周波数の1/nの周波数で該入力信号をサンプリングして同相デジタル信号を出力する第1のA/D変換器と、
前記固定移相器の出力端子に接続されていると共に前記サンプリング直交復調回路部の入力端子に接続され、前記入力信号の搬送波周波数の1/nの周波数で該入力信号をサンプリングして直交デジタル信号を出力する第2のA/D変換器と、
前記局部発振器の出力端子、前記第1のA/D変換器の出力端子、および前記第2のA/D変換器の出力端子に接続され、前記第1のA/D変換器から供給される同相デジタル信号と前記第2のA/D変換器から供給される直交デジタル信号とのタイミングの同期を行うラッチと、
を具備して成ることを特徴とする直交復調器。
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