JP2010148093A - デジタル直接変換受信装置および方法 - Google Patents

Abstract

【課題】デジタル直接変換受信装置および方法を提供する。
【解決手段】本発明の一実施形態に係るデジタル直接変換受信装置は、ＲＦ信号を複数のサンプル信号に下方変換するが、下方変換時にサンプル信号の間に一定の位相差を発生させる位相変換部と、発生した位相差を用い、サンプル信号からイメージ成分を除去する可変複素ゲイン部とを備える。
【選択図】図１

Description

本発明は、デジタル直接変換受信装置および方法に関する。

本発明は、知識経済部および情報通信研究振興院のＩＴ源泉技術開発事業の一環として行った研究から導き出されたものである［課題管理番号：２００８−Ｆ−００１−０１、課題名：移動通信無線接続方式の環境適応型自律制御技術研究］。

アナログ信号であるＲＦ信号を受信するとき、既存のサンプリング理論を適用するためには、最小で搬送波周波数（ｃａｒｒｉｅｒ ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）の２倍以上のサンプリング周波数が必要となる。しかしながら、一般的に信号が存在する帯域幅は、搬送波周波数の０．００３〜０．２％に過ぎないため、搬送波周波数に依存するサンプリング技法は極めて非効率的であるだけでなく、途方もないデータ量によってデジタル領域に大きな負担を与えるようになる。

これを改善しようと、ＢＰＳ（Ｂａｎｄ−Ｐａｓｓ Ｓａｍｐｌｉｎｇ）技法が提案された。ＢＰＳ技法は、搬送波周波数に依存せずに信号の帯域幅によってサンプリング周波数が決定されるため、効率的なシステムの設計を可能にする。このように入力信号をデジタルで処理するための技術として少ない帯域幅を用いるＢＰＳ方式を、デジタル直接変換方式あるいはＲＦ直接変換方式という。また、このようなＢＰＳ方式をアルゴリズム的には、帯域通過サンプリング（Ｂａｎｄ−ｐａｓｓ Ｓａｍｐｌｉｎｇ）あるいは高調波サンプリング（Ｈａｒｍｏｎｉｃ ｓａｍｐｌｉｎｇ）またはサブサンプリング（Ｓｕｂ−ｓａｍｐｌｉｎｇ）と呼ぶ。

このようなデジタル直接変換方式は、さらに低いサンプリング周波数を適用して意図的にエイリアシング（ａｌｉａｓｉｎｇ）を発生する方式であり、基本的に情報の帯域幅に依存したサンプリング比率を有する。デジタル直接変換方式は、アナログ下方変換機能をサンプリングによって代置することができるという理論に基づいた受信装置の構造であり、アンテナ受信信号をＬＮＡ（Ｌｏｗ Ｎｏｉｓｅ Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ）を経た後すぐにサンプリングをするため、低価格かつ小型の無線受信装置を実現することができる。

しかしながら、１^st−ｏｒｄｅｒ ＢＰＳ（デジタル直接変換）受信装置は、搬送波周波数と信号帯域幅との関係が整数比（ｉｎｔｅｇｅｒ−ｐｏｓｉｔｉｏｎ）である信号を帯域幅（Ｂ）の２倍である最小サンプル率（ｆ_S＝２Ｂ）で下方変換することができるが、非整数比（Ｎｏｎ−ｉｎｔｅｇｅｒ ｐｏｓｉｔｉｏｎ）である信号を帯域幅の２倍よりも大きい最小サンプル率（ｆ_S＞２Ｂ）で下方変換することができる。しかしながら、サンプリング周波数（ｆ_S）は、信号帯域の位置に応じて変わるため、１^st−ｏｒｄｅｒ ＢＰＳ受信装置は、ユニバーサル接続（ｕｎｉｖｅｒｓａｌ ａｃｃｅｓｓ）のためには信号の帯域幅と帯域の位置に応じてサンプル率を変更しなければならず、これによってＲＦフィルタの帯域幅も可変させなければならないという困難がある。

このような従来の問題点を解決するために、２^nd−ｏｒｄｅｒ ＢＰＳ（デジタル直接変換）受信装置は、相対的に時間遅延を有する信号を２つの経路を用いてサンプリングした後、信号処理によってエイリアシングを除去させる方式を用いている。したがって、２^nd−ｏｒｄｅｒ ＢＰＳ受信装置は、エイリアシングを考慮せずにサンプル率を選択することができ、最小サンプリング周波数を信号の帯域幅と同じように選択することができる。

しかしながら、入力ストリームのサンプル率がＢ（帯域幅）である場合、２^nd−ｏｒｄｅｒ ＢＰＳ受信装置のインターポレート（ｉｎｔｅｒｐｏｌａｎｔ）は、サンプル率をＢとしてサンプルを実現するためエイリアシングが発生する。したがって、２^nd−ｏｒｄｅｒ ＢＰＳ受信装置は、整数比（ｉｎｔｅｇｅｒ ｐｏｓｉｔｉｏｎ）の条件でのみ動作が可能であり、信号帯域の位置に応じてインターポレートを常に再構成しなければならないという問題点がある。

本発明は、上記のような従来技術を改善するために案出されたものであって、ＲＦ帯域の任意の信号を下方変換する場合、デジタル直接変換受信装置のハードウェアの変更なく、最小限の信号処理アルゴリズムの再構成によってユニバーサル接続をできるようにすることを目的とする。

また、本発明は、整数比（ｉｎｔｅｇｅｒ ｐｏｓｉｔｉｏｎ）信号だけでなく、非整数比（Ｎｏｎ−ｉｎｔｅｇｅｒ ｐｏｓｉｔｉｏｎ）信号に対してもＲＦ直接変換をできるようにすることを他の目的とする。

また、本発明は、時間差を有するクロック信号を生成し、サンプルストリームの間に一定の位相差を発生させることで、サンプルストリームからイメージ成分を除去できるようにすることを他の目的とする。

また、本発明は、少なくともＲＦ信号帯域幅（Ｂ）の２倍に相当するサンプル率で量子化変換部を動作させることで、サンプリングによって生成されたスペクトル複製成分が基底帯域でｎ（自然数）番目の複写成分のみを表すようにでき、これによって同じインターポレートを用いることができるようにすることを他の目的とする。

さらに、本発明は、ＲＦ信号を周波数０に近接する中間周波数帯域に下方変換することで、直流オフセット（ＤＣ ｏｆｆｓｅｔ）などの影響を避けられるようにすることをさらに他の目的とする。

本発明の目的は、上述した目的に制限されず、言及されていないさらに他の目的は、下記の記載から当業者によって明確に理解されるであろう。

上述した目的を達成し、従来技術の問題点を解決するために、本発明の一実施形態に係るデジタル直接変換受信装置は、ＲＦ信号を複数のサンプル信号に下方変換するが、前記下方変換時に前記サンプル信号の間に一定の位相差を発生させる位相変換部と、前記発生した位相差を用い、前記サンプル信号からイメージ成分を除去する可変複素ゲイン部を備える。

本発明の一実施形態に係るデジタル直接変換受信装置は、互いに異なる時間差を有するクロック信号を発生させるクロック発生をさらに備え、前記位相変換部は、前記発生したクロック信号を用いて前記位相差を発生させることができる。

本発明の一実施形態に係るデジタル直接変換受信装置は、前記発生した位相差を有するサンプル信号をデジタル変換し、互いに異なる位相を有するサンプルストリームを生成する量子化変換部をさらに備え、前記可変複素ゲイン部は、前記生成されたサンプルストリームを結合し、前記サンプルストリームから負の周波数帯域を有するイメージ成分を除去することができる。

前記位相変換部は、前記ＲＦ信号が位置したナイキストゾーンに関係なく、前記下方変換したサンプル信号の間に前記位相差を発生させることができる。

前記位相変換部は、前記ＲＦ信号を周波数０に近接する中間周波数帯域に下方変換して前記サンプル信号を生成することができる。

前記位相変換部は、予め設定されたサンプリング周波数を用い、前記ＲＦ信号を前記サンプル信号に下方変換することができる。

前記サンプリング周波数は、少なくとも前記ＲＦ信号の帯域幅の２倍で設定することができる。

本発明の一実施形態に係るデジタル直接変換受信装置は、アンテナを介して受信される信号のうちから前記ＲＦ信号を選択し、少なくとも前記選択されたＲＦ信号の帯域幅を有するフィルタをさらに備え、前記フィルタはチューナブルフィルタまたは固定フィルタを含むことができる。

前記可変複素ゲイン部は、１−タップＦＩＲ（Ｆｉｎｉｔｅ Ｉｍｐｕｌｓｅ Ｒｅｓｐｏｎｓｅ）フィルタを含むことができる。

本発明の他の実施形態に係るデジタル直接変換受信装置は、ＲＦ信号を複数のサンプル信号に下方変換するときに、前記サンプル信号に互いに異なる位相情報を挿入する位相変換部と、前記位相情報を用い、前記サンプル信号からエイリアシング成分を除去するコンプレックスインターポレート部を備える。
本発明の他の実施形態に係るデジタル直接変換受信装置は、互いに異なる時間差を有するクロック信号を発生させるクロック発生部をさらに備え、前記位相変換部は、前記発生したクロック信号を用い、前記ＲＦ信号を前記位相情報を有するサンプル信号に下方変換することができる。

本発明の他の実施形態に係るデジタル直接変換受信装置は、前記位相情報を有するサンプル信号をデジタル変換し、一定の位相差を有するサンプルストリームを生成する量子化変換部をさらに備え、前記コンプレックスインターポレート部は、前記生成されたサンプルストリームを結合し、前記サンプルストリームから負の周波数帯域を有するイメージ成分を除去することができる。

前記量子化変換部は、少なくとも前記ＲＦ信号の帯域幅の２倍を有するサンプル率で前記デジタル変換を実行することができる。

前記位相変換部は、前記ＲＦ信号を周波数０に近接する中間周波数帯域に下方変換して前記サンプル信号を生成することができる。

前記コンプレックスインターポレート部は、前記エイリアシング成分が除去された基底帯域信号を複素信号として処理することができる。

本発明の実施形態に係るデジタル直接変換受信方法は、ＲＦ信号を複数のサンプル信号に下方変換するが、前記下方変換時に前記サンプル信号の間に一定の位相差を発生させるステップと、前記発生した位相差を用い、前記サンプル信号からイメージ成分を除去するステップとを含む。

本発明の実施形態に係るデジタル直接変換受信方法は、互いに異なる時間差を有するクロック信号を発生させるステップをさらに含み、前記サンプル信号の間に一定の位相差を発生させるステップは、前記発生したクロック信号を用いて前記位相差を発生させるステップを含むことができる。

本発明の実施形態に係るデジタル直接変換受信方法は、前記発生した位相差を有するサンプル信号をデジタル変換し、互いに異なる位相を有するサンプルストリームを生成するステップをさらに含み、前記サンプル信号からイメージ成分を除去するステップは、前記生成されたサンプルストリームを結合し、前記サンプルストリームから負の周波数帯域を有するイメージ成分を除去するステップを含むことができる。

前記互いに異なる位相を有するサンプルストリームを生成するステップは、少なくとも前記ＲＦ信号の帯域幅の２倍を有するサンプル率で前記デジタル変換を行うステップを含むことができる。

前記サンプル信号の間に一定の位相差を発生させるステップは、前記ＲＦ信号を周波数０に近接する中間周波数帯域に下方変換して前記サンプル信号を生成するステップを含むことができる。

その他の実施形態の具体的な事項は、詳細な説明および添付の図面に含まれている。

本発明の利点および特徴、またはこれらを達成する方法は、添付の図面と共に詳細に後述する実施形態を参照することによって明確になるであろう。しかし、本発明は、以下で開示される実施形態に限定されるものではなく、異なる多様な形態によって実現されることができ、単に本実施形態は本発明の開示を完全なものとし、本発明が属する技術分野で通常の知識を有する者に発明の範疇を完全に知らせるために提供されるものであり、本発明は特許請求の範囲によってのみ定義される。明細書全般に渡り、同一参照符号は同一構成要素を示す。

本発明の実施形態によれば、ＲＦ帯域の任意の信号を下方変換する場合、デジタル直接変換受信装置のハードウェアの変更なく、最小限の信号処理アルゴリズムの再構成によってユニバーサル接続をすることができる。

また、本発明の実施形態によれば、整数比信号だけではなく、非整数比信号に対してもＲＦ直接変換をすることができる。

また、本発明の実施形態によれば、時間差を有するクロック信号を生成し、サンプルストリームの間に一定の位相差を発生させることで、サンプルストリームからイメージ成分を除去することができる。

また、本発明の実施形態によれば、少なくともＲＦ信号帯域幅（Ｂ）の２倍に相当するサンプル率で量子化変換部を動作させることで、サンプリングによって生成されたスペクトル複製成分が基底帯域でｎ（自然数）番目の複写成分のみが現れるようにでき、これによって同じのインターポレートを用いることができる。

さらに、本発明の実施形態によれば、ＲＦ信号を周波数０に近接する中間周波数帯域に下方変換することで、直流オフセット（ＤＣ ｏｆｆｓｅｔ）などの影響を避けることができる。

本発明の一実施形態に係るデジタル直接変換受信装置を説明するために示すブロック図である。 本発明の一実施形態によって同じ位相遅延を有するように変換されたＲＦ信号の一例を示す図である。 本発明の一実施形態によって位相差が発生するサンプルストリームの一例を示す図である。 本発明の一実施形態によってコンプレックスインターポレートを用いてサンプルストリームのイメージ成分を除去する一例を示す図である。 本発明の一実施形態によってインターポレートフィルタの帯域が｜ｆ｜＜Ｂである場合、デジタルインターポレートの実現のためのフィルタ係数の一例を示す図である。 本発明の他の実施形態に係るデジタル直接変換受信装置の構造を示すブロック図である。 本発明の実施形態に係るデジタル直接変換受信方法を説明するために示すフローチャートである。

以下、添付の図面を参照しながら、本発明の実施形態について詳細に説明する。

図１は、本発明の一実施形態に係るデジタル直接変換受信装置を説明するために示すブロック図である。

本発明の一実施形態に係るデジタル直接変換受信装置は、チューナブルＲＦフィルタ１１０と、位相変換部１２０と、クロック発生部１３０と、量子化変換部１４０と、コンプレックスインターポレート部１５０とを備えることができる。

チューナブルＲＦフィルタ（Ｔｕｎａｂｌｅ ＲＦ Ｆｉｌｔｅｒ）１１０は、アンテナを介して受信されるＲＦ信号のうちから下方変換するＲＦ信号のみを選択し、選択されたＲＦ信号の雑音とエイリアシングを除去する。すなわち、チューナブルＲＦフィルタ１１０は、広帯域低雑音増幅器（ＬＮＡ：Ｌｏｗ Ｎｏｉｓｅ Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ）および帯域通過フィルタ（ＢＰＦ：Ｂａｎｄ−Ｐａｓｓ Ｆｉｌｔｅｒ）の役割を実行することができる。

チューナブルＲＦフィルタ１１０は、少なくとも選択されたＲＦ信号の帯域幅を有することができる。本実施形態では、電圧制御によって可変的に周波数帯域を選択するチューナブルＲＦフィルタ１１０を用いて所望する特定ＲＦ信号を選択することができるが、さらに他の固定フィルタを用いることもできる。

位相変換部１２０は、予め設定されたサンプリング周波数を用い、ＲＦ信号をサンプル信号に下方変換することができる。ここで、サンプリング周波数は、少なくともＲＦ信号の帯域幅の２倍（２Ｂ）で設定されることが好ましい。

このとき、位相変換部１２０は、ＲＦ信号を周波数０に近接する中間周波数（ＩＦ：Ｉｎｔｅｒｍｅｄｉａｔｅ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）帯域に下方変換し、サンプル信号を生成することができる。これにより、位相変換部１２０は、直流オフセット（ＤＣ ｏｆｆｓｅｔ）などの影響を避けることができ、さらに帯域幅と搬送波周波数が整数比関係にならなければならないという制約なく、任意の帯域に位置したＲＦ信号を下方変換した後にイメージ成分を除去することができる環境を設けることができる。

位相変換部１２０は、下方変換時にサンプル信号の間に一定の位相差を発生させることができる。このために、位相変換部１２０は、クロック発生部１３０から発生するクロック信号を用い、サンプル信号の間に一定の位相差を発生させることができる。ここで、クロック信号は、互いに異なる位相差を有することができる。

このとき、位相変換部１２０は、ＲＦ信号が位置したナイキストゾーン（Ｎｙｑｕｉｓｔ ｚｏｎｅ）に関係なく、下方変換したサンプル信号の間に位相差を発生させることができる。

本実施形態において、位相変換部１２０は、２つのトラック＆ホルダー（Ｔｒａｃｋ ＆ Ｈｏｌｄｅｒ）で実現することができる。２つのトラック＆ホルダーは、相対的にＴ_Δの時間差を有するクロック信号を、クロック発生部１３０から入力し、Ｔ_Δの時間差を有する２つのサンプル信号を生成することができ、これによって２つのサンプル信号の間に位相差を発生させることができる。

クロック発生部１３０は、互いに異なる時間差を有するクロック信号を発生させることができる。クロック発生部１３０は、発生したクロック信号を位相変換部１２０および量子化変換部１４０に分配することができる。本実施形態において、クロック発生部１３０は、水晶発振器（Ｃｒｙｓｔａｌ Ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ）、電圧制御発振器（ＶＣＯ）などで実現されたり、ＤＤＳで実現されたりできる。

量子化変換部１４０は、発生した位相差を有するサンプル信号をデジタル変換し、互いに異なる位相を有するサンプルストリームを生成することができる。すなわち、量子化変換部１４０は、下方変換したサンプリング信号で位相差の情報を有するサンプルストリームを生成してコンプレックスインターポレート１５０に伝達することができる。

量子化変換部１４０は、量子化器（Ｑｕａｎｔｉｚｅｒ）の役割を実行することができ、ＲＦ信号の帯域幅の２倍（２Ｂ）のサンプル率で動作することができる。これは、サンプリングによって生成されたスペクトラム複製成分が基底帯域−Ｂ＜ｆ＜Ｂでｎ番目の複写成分のみが現れるようにすることによって、(ｎ−１／２)ｆ_S＜ｆ＜(ｎ＋１／２)ｆ_S帯域内の信号が同一のインターポレートを繰り返し用いることができるようにするためである。

コンプレックスインターポレート部１５０は、発生した位相差を用い、サンプルストリームらからイメージ成分を除去することができる。このとき、コンプレックスインターポレート部１５０は、生成されたサンプルストリームを結合し、サンプルストリームから負の周波数帯域を有するイメージ成分を除去することができる。

図２は、本発明の一実施形態によって同一の位相遅延を有するように変換したＲＦ信号の一例を示す図である。

図２に示すように、チューナブルＲＦフィルタが(ｎ−１／２)ｆ_S＜ｆ＜(ｎ＋１／２)ｆ_Sの帯域に位置した信号を選択した例を確認することができる。この帯域に位置した信号をｆ_S＝２Ｂでサンプリングした場合、正の周波数成分、すなわち

のｐ＝ｎ番目のスペクトルが基底帯域（−Ｂ＜ｆ＜Ｂ）に現れ、負の周波数成分、すなわち

のｐ＝−ｎ番目のスペクトルが基底帯域（−Ｂ＜ｆ＜Ｂ）に現れることができる。このとき、ストリームＢにおける、Φ_n＝−２πｎＴ_Δｆ_S＝−２πｎＴ_Δ（２Ｂ）位相遷移が発生し、同じｎ値を有するＲＦ信号も同じ位相遷移を有するようになる。したがって、(ｎ−１／２)ｆ_S＜ｆ＜(ｎ＋１／２)ｆ_S帯域内の信号は、同じインターポレートを用いてイメージを除去することができる。

図３は、本発明の一実施形態によって位相差が発生するサンプルストリームの一例を示す図である。

図３は、図３の（ａ）、（ｂ）のようにＲＦスペクトルが位置した場合に、ｆ_S＝２Ｂでサンプリングした２つのＡＤ変換器出力スペクトルを図式化したものである。サンプルストリームＢは、サンプルストリームＡに対して相対的な位相遅延を有するようになり、その値はＲＦ信号が位置したナイキストゾーンによって異なる。帯域(ｎ−１／２)ｆ_S＜ｆ＜(ｎ＋１／２)ｆ_S内の信号において帯域幅がＢで制限されれば、サンプルストリームＢの基底帯域（−Ｂ＜ｆ＜Ｂ）では常にΦ_n＝−２πｎＴ_Δ（２Ｂ）の位相遷移が発生することが分かる。コンプレックスインターポレートは、サンプルストリームＢ、

の位相を−β^-nだけ遷移させた後にサンプルストリームＡと加えることによって、負の周波数帯域からのエイリアシング成分であるイメージ成分を除去させることができる。ここで、サンプルストリームＡ、Ｂは、図１の量子化変換部１４０によって生成されたものとすることができる。

図４は、本発明の一実施形態によってコンプレックスインターポレートを用いてサンプルストリームのイメージ成分を除去する一例を示す図である。

図４は、図２の（ｅ）のように位置したＲＦ信号をｆ_S＝２Ｂのサンプリング周波数でサンプリングする場合に現れるスペクトルを示したものである。負の周波数の帯域からのエイリアシング成分のイメージ成分を除去するために、コンプレックスインターポレート３５０にＳ_A(ｆ)およびＳ_B(ｆ)を適用すれば、次のような出力を得るようになる。

ここで、Ｒ^δ2(ｆ)は、本発明の一実施形態に係る２^nd−ｏｒｄｅｒ ＢＰＳ（デジタル直接変換）受信装置であって、帯域通過サンプリングされたＲＦ信号の周波数スペクトルを示す。

はサンプルストリームＡの周波数スペクトルであり、

はサンプルストリームＢの周波数スペクトルである。

式１は、負の周波数成分であるイメージ成分を除去するために、再び式２、３に与えられることができる。

ここで、ＢはＲＦ信号の信号帯域幅であり、Ｃは任意の複素常数であり、

は基底帯域に遷移されたＲＦ信号の正の周波数スペクトルを示す。

式２、３の方程式を解くために、式４のようであると仮定する。このような場合、イメージ除去のためには、｜ｆ｜＜Ｂである条件で数式４を満たすことが好ましい。したがって、Ｓ_B(ｆ)は、式７のような値を有するようになる。

ここで、

であるサンプルストリームＡとサンプルストリームＢの位相差を示す。

このように、Ｓ_B(ｆ)は、帯域幅が最大Ｂ（ＲＦ信号の帯域幅）であるため、インパルス応答をｆ_S＝２Ｂでサンプリングしてデジタルインターポレート（ｉｎｔｅｒｐｏｌａｎｔ）を実現することに問題がない。しかしながら、デジタルインターポレートは、図１のコンプレックスインターポレート部１５０で実現されることが好ましいため、イメージが除去された基底帯域信号も複素信号として扱われることが好ましい。

一方、デジタルインターポレートの帯域幅を｜ｆ｜＜Ｂで固定する場合、図５に示すように、Ｔ_S＝１／２Ｂでサンプルしたフィルタは、１−タップ（ｔａｐ）を除いた残りの係数はすべて０の値を有する。したがって、図１のコンプレックスインターポレート部１５０は、図６に示すように、可変複素ゲイン部６５０または１−タップＦＩＲ（Ｆｉｎｉｔｅ Ｉｍｐｕｌｓｅ Ｒｅｓｐｏｎｓｅ）フィルタに置き換えることができる。参考までに、図５は、本発明の一実施形態によってインターポレートフィルタの帯域が｜ｆ｜＜Ｂである場合、デジタルインターポレートの実現のためのフィルタ係数の一例を示す図であり、図６は、本発明の他の実施形態に係るデジタル直接変換受信装置の構造を示すブロック図である。図６のチューナブルＲＦフィルタ６１０、位相変換部６２０、クロック発生部６３０、および量子化変換部６４０は、図１のチューナブルＲＦフィルタ１１０、位相変換部１２０、クロック発生部１３０、および量子化変換部１４０とそれぞれ同一または類似しているため、これについての説明は省略する。

このように、本発明の他の実施形態に係るデジタル直接変換受信装置は、広範囲な帯域からの下方変換時に、ストリームＢの時間遅延Ｔ_Δは、グループ遅延（ｇｒｏｕｐ ｄｅｌａｙ）を無視することができる小さい値で固定させ、図１のコンプレックスインターポレート部１５０、すなわち可変インターポレートフィルタは、単純な可変複素ゲイン（ｖａｒｉａｂｌｅ ｃｏｍｐｌｅｘ ｇａｉｎ）部６５０で実現することができる。これにより、本発明の他の実施形態に係るデジタル直接変換受信装置は、固定ディレイと可変複素ゲイン方式を用い、広帯域のＲＦ信号のうちから所望する帯域を選択して自由に下方変換することができる。

図７は、本発明の実施形態に係るデジタル直接変換受信方法を説明するために示すフローチャートである。デジタル直接変換受信方法は、図１または図６のデジタル直接変換受信装置によって実現することができる。

図７を参照すれば、デジタル直接変換受信装置は、まずアンテナを介して受信されるＲＦ信号のうち、下方変換するＲＦ信号のみを選択する。

次に、ステップＳ７１０で、デジタル直接変換受信装置は、予め設定されたサンプリング周波数を用い、ＲＦ信号をサンプル信号に下方変換するが、下方変換時にサンプル信号間に一定の位相差を発生させることができる。このために、デジタル直接変換受信装置は、ＲＦ信号に互いに異なる時間差を有するクロック信号を挿入し、サンプル信号の間に一定の位相差を発生させることができる。ここで、サンプリング周波数は、少なくともＲＦ信号の帯域幅の２倍（２Ｂ）で設定されることが好ましい。

このとき、デジタル直接変換受信装置は、ＲＦ信号を周波数０に近接する中間周波数（ＩＦ：Ｉｎｔｅｒｍｅｄｉａｔｅ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）帯域に下方変換し、サンプル信号を生成することができる。これにより、デジタル直接変換受信装置は、直流オフセット（ＤＣ ｏｆｆｓｅｔ）などの影響を避けることができ、さらに帯域幅と搬送波周波数が整数比関係にならなければならないという制約なく、任意の帯域に位置したＲＦ信号を下方変換した後にイメージ成分を除去することができる環境を設けることができる。

次に、ステップＳ７２０で、デジタル直接変換受信装置は、発生した位相差を有するサンプル信号をデジタル変換し、互いに異なる位相を有するサンプルストリームを生成することができる。すなわち、デジタル直接変換受信装置は、下方変換したサンプリング信号で位相差の情報を有するサンプルストリームを生成することができる。このとき、デジタル直接変換受信装置は、ＲＦ信号の帯域幅の２倍（２Ｂ）のサンプル率で動作することができる。これは、サンプリングによって生成されたスペクトル複製成分が基底帯域−Ｂ＜ｆ＜Ｂでｎ番目の複写成分のみが現れるようにすることで、(ｎ−１／２)ｆ_S＜ｆ＜(ｎ＋１／２)ｆ_Sの帯域で同じインターポレートを繰り返し用いることができるようにするためである。

次に、ステップＳ７３０で、デジタル直接変換受信装置は、発生した位相差を用い、サンプルストリームからイメージ成分を除去することができる。このとき、デジタル直接変換受信装置は、生成されたサンプルストリームを結合し、サンプルストリームから負の周波数帯域を有するイメージ成分を除去することができる。

なお、本発明の実施形態は、コンピュータにより実現される多様な動作を実行するためのプログラム命令を含むコンピュータ読取可能な記録媒体を含む。当該記録媒体は、プログラム命令、データファイル、データ構造などを単独または組み合わせて含むこともでき、記録媒体およびプログラム命令は、本発明の目的のために特別に設計されて構成されたものでもよく、コンピュータソフトウェア分野の技術を有する当業者にとって公知であり使用可能なものであってもよい。コンピュータ読取可能な記録媒体の例としては、ハードディスク、フロッピー（登録商標）ディスク及び磁気テープのような磁気媒体、ＣＤ−ＲＯＭ、ＤＶＤのような光記録媒体、フロプティカルディスクのような磁気−光媒体、およびＲＯＭ、ＲＡＭ、フラッシュメモリなどのようなプログラム命令を保存して実行するように特別に構成されたハードウェア装置が含まれる。また、記録媒体は、プログラム命令、データ構造などを保存する信号を送信する搬送波を含む光または金属線、導波管などの送信媒体でもある。プログラム命令の例としては、コンパイラによって生成されるような機械語コードだけでなく、インタプリタなどを用いてコンピュータによって実行され得る高級言語コードを含む。

上述したように、本発明の好ましい実施形態を参照して説明したが、該当の技術分野において熟練した当業者にとっては、特許請求の範囲に記載された本発明の思想および領域から逸脱しない範囲内で、本発明を多様に修正および変更させることができることを理解することができるであろう。すなわち、本発明の技術的範囲は、特許請求の範囲に基づいて定められ、発明を実施するための最良の形態により制限されるものではない。

１１０、６１０ チューナブルＲＦフィルタ
１２０、６２０ 位相変換部
１３０、６３０ クロック発生部
１４０、６４０ 量子化変換部
１５０ コンプレックスインターポレート部
６５０ 可変複素ゲイン部

Claims (20)

1. ＲＦ信号を複数のサンプル信号に下方変換するが、前記下方変換時に前記サンプル信号の間に一定の位相差を発生させる位相変換部と、
   前記発生した位相差を用い、前記サンプル信号からイメージ成分を除去する可変複素ゲイン部と
   を備えることを特徴とするデジタル直接変換受信装置。
2. 互いに異なる時間差を有するクロック信号を発生させるクロック発生部をさらに備え、
   前記位相変換部は、前記発生したクロック信号を用いて前記位相差を発生させることを特徴とする請求項１に記載のデジタル直接変換受信装置。
3. 前記発生した位相差を有するサンプル信号をデジタル変換し、互いに異なる位相を有するサンプルストリームを生成する量子化変換部をさらに備え、
   前記可変複素ゲイン部は、前記生成されたサンプルストリームを結合し、前記サンプルストリームから負の周波数帯域を有するイメージ成分を除去することを特徴とする請求項１に記載のデジタル直接変換受信装置。
4. 前記位相変換部は、前記ＲＦ信号が位置したナイキストゾーンに関係なく、前記下方変換したサンプル信号の間に前記位相差を発生させることを特徴とする請求項１に記載のデジタル直接変換受信装置。
5. 前記位相変換部は、前記ＲＦ信号を周波数０に近接する中間周波数帯域に下方変換して前記サンプル信号を生成することを特徴とする請求項１に記載のデジタル直接変換受信装置。
6. 前記位相変換部は、予め設定されたサンプリング周波数を用い、前記ＲＦ信号を前記サンプル信号に下方変換することを特徴とする請求項１に記載のデジタル直接変換受信装置。
7. 前記サンプリング周波数は、少なくとも前記ＲＦ信号の帯域幅の２倍で設定されることを特徴とする請求項１に記載のデジタル直接変換受信装置。
8. アンテナを介して受信される信号のうちから前記ＲＦ信号を選択し、少なくとも前記選択されたＲＦ信号の帯域幅を有するフィルタをさらに備え、
   前記フィルタは、チューナブルフィルタまたは固定フィルタを含むことを特徴とする請求項１に記載のデジタル直接変換受信装置。
9. 前記可変複素ゲイン部は、１−タップＦＩＲ（Ｆｉｎｉｔｅ Ｉｍｐｕｌｓｅ Ｒｅｓｐｏｎｓｅ）フィルタを含むことを特徴とする請求項１に記載のデジタル直接変換受信装置。
10. ＲＦ信号を複数のサンプル信号に下方変換するとき、前記サンプル信号に互いに異なる位相情報を挿入する位相変換部と、
    前記位相情報を用い、前記サンプル信号からエイリアシング成分を除去するコンプレックスインターポレート部と
    を備えることを特徴とするデジタル直接変換受信装置。
11. 互いに異なる時間差を有するクロック信号を発生させるクロック発生部をさらに備え、
    前記位相変換部は、前記発生したクロック信号を用い、前記ＲＦ信号を前記位相情報を有するサンプル信号に下方変換することを特徴とする請求項１０に記載のデジタル直接変換受信装置。
12. 前記位相情報を有するサンプル信号をデジタル変換し、一定の位相差を有するサンプルストリームを生成する量子化変換部をさらに備え、
    前記コンプレックスインターポレート部は、前記生成されたサンプルストリームを結合し、前記サンプルストリームから負の周波数帯域を有するイメージ成分を除去することを特徴とする請求項１０に記載のデジタル直接変換受信装置。
13. 前記量子化変換部は、少なくとも前記ＲＦ信号の帯域幅の２倍を有するサンプル率で前記デジタル変換を行うことを特徴とする請求項１２に記載のデジタル直接変換受信装置。
14. 前記位相変換部は、前記ＲＦ信号を周波数０に近接する中間周波数帯域に下方変換して前記サンプル信号を生成することを特徴とする請求項１０に記載のデジタル直接変換受信装置。
15. 前記コンプレックスインターポレート部は、前記エイリアシング成分が除去された基底帯域信号を複素信号として処理することを特徴とする請求項１０に記載のデジタル直接変換受信装置。
16. ＲＦ信号を複数のサンプル信号に下方変換するが、前記下方変換時に前記サンプル信号の間に一定の位相差を発生させるステップと、
    前記発生した位相差を用いて前記サンプル信号からイメージ成分を除去するステップと
    を含むことを特徴とするデジタル直接変換受信方法。
17. 互いに異なる時間差を有するクロック信号を発生させるステップをさらに含み、
    前記サンプル信号の間に一定の位相差を発生させるステップは、前記発生したクロック信号を用いて前記位相差を発生させるステップを含むことを特徴とする請求項１６に記載のデジタル直接変換受信方法。
18. 前記発生した位相差を有するサンプル信号をデジタル変換し、互いに異なる位相を有するサンプルストリームを生成するステップをさらに含み、
    前記サンプル信号からイメージ成分を除去するステップは、前記生成されたサンプルストリームを結合し、前記サンプルストリームから負の周波数帯域を有するイメージ成分を除去するステップを含むことを特徴とする請求項１６に記載のデジタル直接変換受信方法。
19. 前記互いに異なる位相を有するサンプルストリームを生成するステップは、少なくとも前記ＲＦ信号の帯域幅の２倍を有するサンプル率で前記デジタル変換を行うステップを含むことを特徴とする請求項１８に記載のデジタル直接変換受信方法。
20. 前記サンプル信号の間に一定の位相差を発生させるステップは、前記ＲＦ信号を周波数０に近接する中間周波数帯域に下方変換して前記サンプル信号を生成するステップを含むことを特徴とする請求項１６に記載のデジタル直接変換受信方法。

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