KR100519876B1 - 2차 혼변조 왜곡을 제거하기 위한 직접 변환용 믹서 회로및 이를 이용한 직접 변환 송수신기 - Google Patents

2차 혼변조 왜곡을 제거하기 위한 직접 변환용 믹서 회로및 이를 이용한 직접 변환 송수신기 Download PDF

Info

Publication number
KR100519876B1
KR100519876B1 KR10-2004-0005995A KR20040005995A KR100519876B1 KR 100519876 B1 KR100519876 B1 KR 100519876B1 KR 20040005995 A KR20040005995 A KR 20040005995A KR 100519876 B1 KR100519876 B1 KR 100519876B1
Authority
KR
South Korea
Prior art keywords
signal
local oscillation
switching
oscillation signal
switching pair
Prior art date
Application number
KR10-2004-0005995A
Other languages
English (en)
Other versions
KR20050077982A (ko
Inventor
김영진
Original Assignee
삼성전자주식회사
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 삼성전자주식회사 filed Critical 삼성전자주식회사
Priority to KR10-2004-0005995A priority Critical patent/KR100519876B1/ko
Priority to US11/038,361 priority patent/US7457606B2/en
Priority to TW094102295A priority patent/TWI348814B/zh
Priority to CNB2005100697929A priority patent/CN100502229C/zh
Priority to EP05250511A priority patent/EP1560326B1/en
Priority to DE602005009875T priority patent/DE602005009875D1/de
Publication of KR20050077982A publication Critical patent/KR20050077982A/ko
Application granted granted Critical
Publication of KR100519876B1 publication Critical patent/KR100519876B1/ko

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
    • H03D7/00—Transference of modulation from one carrier to another, e.g. frequency-changing
    • H03D7/14—Balanced arrangements
    • H03D7/1425—Balanced arrangements with transistors
    • H03D7/1441—Balanced arrangements with transistors using field-effect transistors
    • A—HUMAN NECESSITIES
    • A61—MEDICAL OR VETERINARY SCIENCE; HYGIENE
    • A61H—PHYSICAL THERAPY APPARATUS, e.g. DEVICES FOR LOCATING OR STIMULATING REFLEX POINTS IN THE BODY; ARTIFICIAL RESPIRATION; MASSAGE; BATHING DEVICES FOR SPECIAL THERAPEUTIC OR HYGIENIC PURPOSES OR SPECIFIC PARTS OF THE BODY
    • A61H23/00—Percussion or vibration massage, e.g. using supersonic vibration; Suction-vibration massage; Massage with moving diaphragms
    • A61H23/02—Percussion or vibration massage, e.g. using supersonic vibration; Suction-vibration massage; Massage with moving diaphragms with electric or magnetic drive
    • B—PERFORMING OPERATIONS; TRANSPORTING
    • B60—VEHICLES IN GENERAL
    • B60R—VEHICLES, VEHICLE FITTINGS, OR VEHICLE PARTS, NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • B60R16/00—Electric or fluid circuits specially adapted for vehicles and not otherwise provided for; Arrangement of elements of electric or fluid circuits specially adapted for vehicles and not otherwise provided for
    • B60R16/02—Electric or fluid circuits specially adapted for vehicles and not otherwise provided for; Arrangement of elements of electric or fluid circuits specially adapted for vehicles and not otherwise provided for electric constitutive elements
    • B60R16/037—Electric or fluid circuits specially adapted for vehicles and not otherwise provided for; Arrangement of elements of electric or fluid circuits specially adapted for vehicles and not otherwise provided for electric constitutive elements for occupant comfort, e.g. for automatic adjustment of appliances according to personal settings, e.g. seats, mirrors, steering wheel
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
    • H03D7/00—Transference of modulation from one carrier to another, e.g. frequency-changing
    • H03D7/14—Balanced arrangements
    • H03D7/1425—Balanced arrangements with transistors
    • H03D7/1433—Balanced arrangements with transistors using bipolar transistors
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
    • H03D7/00—Transference of modulation from one carrier to another, e.g. frequency-changing
    • H03D7/14—Balanced arrangements
    • H03D7/1425—Balanced arrangements with transistors
    • H03D7/1458—Double balanced arrangements, i.e. where both input signals are differential
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
    • H03D7/00—Transference of modulation from one carrier to another, e.g. frequency-changing
    • H03D7/16—Multiple-frequency-changing
    • H03D7/165—Multiple-frequency-changing at least two frequency changers being located in different paths, e.g. in two paths with carriers in quadrature
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03C—MODULATION
    • H03C3/00—Angle modulation
    • H03C3/38—Angle modulation by converting amplitude modulation to angle modulation
    • H03C3/40—Angle modulation by converting amplitude modulation to angle modulation using two signal paths the outputs of which have a predetermined phase difference and at least one output being amplitude-modulated
    • H03C3/403—Angle modulation by converting amplitude modulation to angle modulation using two signal paths the outputs of which have a predetermined phase difference and at least one output being amplitude-modulated using two quadrature frequency conversion stages in cascade
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
    • H03D2200/00—Indexing scheme relating to details of demodulation or transference of modulation from one carrier to another covered by H03D
    • H03D2200/0001—Circuit elements of demodulators
    • H03D2200/0019—Gilbert multipliers

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Health & Medical Sciences (AREA)
  • Epidemiology (AREA)
  • Pain & Pain Management (AREA)
  • Physical Education & Sports Medicine (AREA)
  • Rehabilitation Therapy (AREA)
  • Life Sciences & Earth Sciences (AREA)
  • Animal Behavior & Ethology (AREA)
  • General Health & Medical Sciences (AREA)
  • Public Health (AREA)
  • Veterinary Medicine (AREA)
  • Mechanical Engineering (AREA)
  • Superheterodyne Receivers (AREA)

Abstract

2개의 스위칭 페어를 가지고 각각의 스위칭 페어에 서로 직교하는 국부 발진 신호를 입력하여 I-Q 플롯상에 서로 직교하는 출력 신호를 출력하기 위한 직접 변환 송수신기용 믹서 및 직접 변환 송수신기가 개시된다. 서로 직교하는 두 신호는 상호간에 영향을 미치지 않으며, 소정의 소신호 이득을 가지고 출력된다. 또한, 4개의 스위칭 페어를 가지고 각각의 스위칭 페어에 서로 직교하는 국부 발진 신호를 입력하여 I-Q 플롯상에 서로 직교하는 출력 신호를 출력하기 위한 직접 변환 송수신기용 믹서가 개시된다. 2개의 스위칭 페어에서 출력되는 신호와 나머지 2개의 스위칭 페어에서 출력되는 신호에 의해 I-Q 불일치 및 DC성분을 제거하여 IP2 특성을 개선할 수 있다.

Description

2차 혼변조 왜곡을 제거하기 위한 직접 변환용 믹서 회로 및 이를 이용한 직접 변환 송수신기{Mixer Circuit used for Direct Conversion with improved IP2 and Direct Conversion Transceiver using the Mixer Circuit}
본 발명은 RF(Radio Frequency) 송수신에 이용되는 믹서(mixer) 회로 및 이를 이용한 송수신기에 관한 것으로 더욱 상세하게는, 직접 변환(Direction Conversion)에 사용되는 믹서 회로 및 송수신기에 관한 것이다.
무선 통신에서 기저대역(baseband)의 신호는 반송파 주파수(carrier frequency)로 변환되어 송신되며, 수신된 반송파 주파수는 기저대역으로 변환된다. 송신의 경우, 기저대역의 신호는 반송파 주파수로 변조되어 안테나로 출력되고, 수신의 경우, 안테나에서 감지된 반송파 신호는 기저대역으로 복조되어 출력된다.
이러한 송수신의 관점에서 볼 때, 송신시의 주파수 변환을 상향 변환(Up conversion)이라 하며, 수신시의 주파수 변환을 하향 변환(Down conversion)이라 한다. 상향 변환은 기저대역의 신호가 이보다 주파수가 높은 반송파 신호로 변환됨을 의미하며, 하향 변환은 반송파 신호로부터 이보다 주파수가 낮은 기저대역으로 변환됨을 의미한다.
또한, 송수신의 방식은 크게 호모다인(homodyne)과 헤테로다인(heterodyne)으로 나누어진다.
헤터로다인 방식은 중간 주파수(intermediate frequency, IF)를 이용하는 것으로, IF 신호는 송수신시에 RF 신호보다 낮은 주파수를 가지며, 송수신 시스템의 증폭이 용이하고 선택도 및 충실도를 높게하기 위해 사용된다.
호모다인 방식은 직접 변환으로 불리워지는 것으로, 반송파인 RF로부터 기저대역으로 직접 변환되는 방식이다. 즉, 송수신 시스템에서 직접 변환은 RF 주파수를 IF로 변환하지 않고 기저대역으로 직접 변환하는 것이다. 이러한 직접 변환 시스템은 하드웨어의 구성을 간단하게 하고, 전력소모를 최소화할 수 있다는 장점을 가진다.
이러한 직접 변환은 셀프-믹싱(self-mixing), I-Q 불일치(I-Q mismatch)등의 몇가지 문제점을 가진다.
셀프-믹싱은 RF의 중심 주파수와 국부 발진기(Local Oscillator, LO)의 LO 주파수가 실질적으로 동일한 주파수를 가지므로, 이에 따른 커플링(coupling)에 의해 국부 발진기의 신호가 RF 입력측으로 인가되거나 RF 신호의 일부가 LO 입력측으로 인가되는 현상에 기인한다. 이에 따라, 두신호의 차에 해당하는 DC 성분이 각각의 입력측에 발생한다. 이를 해결하기 위해 차폐(shielding)나 격리(isolation)를 강화하게 된다.
I-Q 불일치는 직접 변환이 쿼드러처(quadrature) 구조를 사용하는 경우 발생하는 것이다. 즉, 국부 발진기의 신호는 크기가 동일한 90°위상차를 가지는 신호로 분리되어 각각 I, Q 채널 믹서에 인가된다. 인가되는 분리된 두신호의 크기가 일치하기 않거나 위상차가 90°가 되지 않는 경우, 송수신상의 오류가 발생할 가능성이 높아진다.
또한, 직접 변환시에 통신 시스템 설계자가 고려하여야할 사항으로 IP2(Second Intercept Point)가 있다. 일반적으로 IF(Intermediate Frequency)를 사용하는 수퍼헤터로다인 방식의 통신에서는 주파수 변환 특성상 IP3(Third Intercept Point)이 중요한 의미를 가진다. 통신에서는 반송파에 기저대역을 가진 신호가 변조되어 송수신된다. 이 경우, 두 개 이상의 주파수가 비선형 시스템 또는 회로를 통과할 때 출력단에는 입력에 없던 신호가 혼변조되어 나타난다. 이를 IM(Intermodulation)이라 한다. 또한, IMD(Intermodulation Distortion)는 이러한 IM 성분에 의한 왜곡을 의미한다. 이처럼 IMD는 두 주파수가 하나의 비선형 시스템을 통과하면서, 출력에서 두 주파수의 하모닉들의 합과 차에 대한 성분들이 검출되어 변조 또는 복조의 방해요소가 되는 문제점을 일으킨다.
하지만, IF가 사용되지 않는 직접 변환(Direct Conversion)의 경우에는, 믹서에서 기저대역 신호는 반송파로부터 곧바로 변환되므로 3파 IMD항 보다는 2차 IMD항의 영향이 더 커진다.
즉, IF로 변환되는 경우에 2차 IMD는 원래 신호인 기저대역과 주파수 차이가 많지만 3차항은 기저대역과 인접하게되며, 직접 변환의 경우에는 2차 IMD가 기저대역 신호에 인접하게 된다. 따라서 직접 변환에서는 2차 IMD항의 조절이 신호의 왜곡을 방지하는 중요한 요소가 된다.
이러한 2차 IMD항의 방해정도를 나타내는 지표가 IP2(Second Intercept Point)이다. 이는 시스템의 선형성이 얼마나 좋은지를 나타내는 것으로 통신에서 매우 중요한 파라미터가 된다. 입력신호가 계속 증가하면 처음에는 작았던 2차 IMD 신호도 급격한 기울기로 인해 어느 지점에서는 원래 신호와 같은 전력 수준으로 상승하게 된다. 따라서 원래의 신호주파수 에너지와 2차 IMD가 만나는 전력점을 IP2(Second Intercept Point)라고 한다. 다만, 실제로 출력전력은 2차 IMD와 만나기 전에 포화되어 더 이상 증가되지 않기 때문에, 실제로 동등한 레벨이 되는 전력점을 의미하는 것이 아니라 증가되는 기울기로 볼 때, 동등한 레벨이 될 것이라고 예상되는 전력점이 IP2이다.
통신 시스템의 선형성이 확보되기 위해서 IP2는 높아야 하는데, 이는 2차 IMD의 발생이 최소화됨을 의미한다.
일반적으로 직접 변환 수신기용 믹서는 IP2를 조절하기 위한 IP2 교정회로를 구비한다.
도 1a 및 도 1b는 직접 변환에 사용되는 종래의 믹서를 도시한 회로도들이다.
도 1a는 직접 변환에 사용되는 종래의 싱글 밸런스 믹서(Single-Balanced Mixer)를 도시한 회로도이다.
도 1a를 참조하면, 상기 싱글 밸런스 믹서는 스위칭 페어(101), 로드 임피던스(103) 및 트랜스컨덕팅 스테이지(105)를 포함한다. 트랜스컨덕팅 스테이지(105)는 전류원 It 및 트랜지스터 Q1으로 이루어진다. 트랜지스터 Q1에는 RF 신호가 입력된다.
스위칭 페어(101)는 2개의 스위치 S1 및 S2로 이루어진다. 상기 스위치 S1은 국부 발진 신호 LO+의 제어에 따라 온-오프 동작이 수행되고, 스위치 S2는 LO+에 비해 180°위상차를 가지는 LO- 신호의 제어에 따라 온-오프 동작이 수행된다.
로드 임피던스(103)는 저항 R1 및 R2로 이루어진다. 통상 스위치 S1 및 S2로는 트랜지스터들이 이용되는데, 이러한 트랜지스터들에 의해 싱글 밸런스 믹서는 소신호 이득을 가지게 된다. 상기 로드 임피던스(103)는 이러한 소신호 이득을 제어하며, IP2를 교정하는데 사용된다.
도 1b는 직접 변환에 사용되는 종래의 더블 밸런스 믹서(Double-Balanced Mixer)를 도시한 회로도이다.
도 1b를 참조하면, 상기 더블 밸런스 믹서는 2개의 스위칭 페어(107, 109), 로드 임피던스(111) 및 트랜스컨덕팅 스테이지(113)를 포함한다.
트랜스컨덕팅 스테이지(113)은 RF 신호가 입력되는 트랜지스터 Q1 및 Q2를 구비하며, 전류원 It를 구비한다. 이는 수신기에 사용되는 입력이며, 송신시에는 기저대역의 신호가 상기 트랜지스터 Q1 및 Q2에 입력된다.
2개의 스위칭 페어는 제1 스위칭 페어(107)를 이루는 스위치 S1 및 S2, 제2 스위칭 페어(109)를 이루는 스위치 S3 및 S4를 가진다. 이러한 스위치들은 MOS 트랜지스터 또는 Bipolar 트랜지스터로 구성되는데, 이를 길버트 셀(Gilbert cell)이라 한다. 스위치 S2 및 S3는 국부 발진 신호 LO+에 의해 제어되고, 스위치 S1 및 S4는 상기 LO+ 신호에 비해 180°위상차를 가지는 LO- 신호의 제어에 따라 온-오프 동작이 수행된다.
로드 임피던스(111)는 저항 R3 및 R4로 이루어진다. 길버트 셀은 소신호 이득을 가진 능동 믹서로 사용되며, 상기 로드 임피던스(111)는 이러한 소신호 이득을 제어하며, IP2를 교정하는데 사용된다.
종래에는 IP2를 개선하기 위해 로드 임피던스(111)를 제어하여, 2차 하모닉 성분의 위상과 크기가 같아지도록 하는 방법을 사용하였다. 이러한 로드 임피던스(111)를 제어하여 IP2 특성을 개선하는 것은 로드 임피던스(111)를 미세하게 제어하여야 한다는 한계점을 가진다. 그러나 이러한 방법은 RF 신호의 주파수가 낮은 경우에는 유효한 방법일 수 있으나, 주파수가 높은 경우에는 작은 로드 임피던스(111)의 변화에도 I-Q의 불일치가 발생하고, IP2 특성이 열화되는 단점을 가지게 된다.
상기와 같은 문제점을 해결하기 위한 본 발명의 제1 목적은 믹서의 구조 및 LO 신호의 입력단을 변경하여 IP2 특성이 개선된 싱글 밸런스 믹서 회로를 제공하는 데 있다.
또한, 본 발명의 제2 목적은 믹서의 구조 및 LO 신호의 입력단을 변경하여 IP2 특성이 개선된 더블 밸런스 믹서 회로를 제공하는 데 있다.
또한, 본 발명의 제3 목적은 상기 제1 목적에 따른 싱글 밸런스 믹서 회로 또는 상기 제2 목적에 따른 더블 밸런스 믹서 회로를 이용한 직접 변환 송수신기를 제공하는 데 있다.
상기 제1 목적을 달성하기 위한 본 발명은, 제1 국부 발진 신호 및 상기 제1 국부 발진 신호와 90°의 위상차를 가지는 제2 국부 발진 신호를 입력으로 가지는 제1 스위칭 페어; 상기 제2 국부 발진 신호와 180°의 위상차를 가지는 제3 국부 발진 신호 및 상기 제3 국부 발진 신호와 90°의 위상차를 가지면서 상기 제1 국부 발진 신호와 180°의 위상차를 가지는 제4 국부 발진 신호를 입력으로 가지는 제2 스위칭 페어; 상기 제1 스위칭 페어 및 상기 제2 스위칭 페어에 공통으로 연결되고 입력 신호를 입력으로 가지는 트랜스컨덕팅 스테이지; 및 상기 제1 스위칭 페어 및 상기 제2 스위칭 페어 및 VDD 사이에 연결된 로드 임피던스부를 포함하는 싱글 밸런스 믹서를 제공한다.
상기 제2 목적을 달성하기 위한 본 발명은, 제1 국부 발진 신호 및 상기 제1 국부 발진 신호와 90°의 위상차를 가지는 제2 국부 발진 신호를 입력으로 가지는 제1 스위칭 페어; 상기 제2 국부 발진 신호와 180°의 위상차를 가지는 제3 국부 발진 신호 및 상기 제3 국부 발진 신호와 90°의 위상차를 가지면서 상기 제1 국부 발진 신호와 180°의 위상차를 가지는 제4 국부 발진 신호를 입력으로 가지는 제2 스위칭 페어; 상기 제3 국부 발진 신호 및 제4 국부 발진 신호를 입력으로 가지는 제3 스위칭 페어; 상기 제1 국부 발진 신호 및 제2 국부 발진 신호를 입력으로 가지는 제4 스위칭 페어; 상기 제1 스위칭 페어, 상기 제2 스위칭 페어, 상기 제3 스위칭 페어 및 상기 제4 스위칭 페어에 공통으로 연결되고 제1 입력 신호 및 제2 입력 신호를 입력으로 가지는 트랜스컨덕팅 스테이지; 및 상기 제1 스위칭 페어, 제2 스위칭 페어, 제3 스위칭 페어, 제4 스위칭 페어 및 VDD 사이에 연결된 로드 임피던스부를 포함하는 더블 밸런스 믹서를 제공한다.
상기 제3 목적을 달성하기 위한 본 발명은, 국부 발진 신호의 위상을 변환하기 위한 이상기; 수신된 RF 신호를 입력으로 가지고, 상기 이상기의 출력 신호를 이용하여 상기 RF 신호를 제1 하향 변환하기 위한 제1 믹서; 상기 제1 믹서의 출력으로부터 동위상 성분의 기저대역 신호를 출력하기 위한 제1 기저대역 신호 처리부; 상기 수신된 RF 신호를 입력으로 가지고, 상기 이상기의 출력 신호를 이용하여 상기 RF 신호를 제2 하향 변환하기 위한 제2 믹서; 상기 제2 믹서의 출력으로부터 직교위상 성분의 기저대역 신호를 출력하기 위한 제2 기저대역 신호 처리부를 포함하는 직접 변환 수신기를 제공하는 데 있다.
또한, 상기 제3 목적은 국부 발진 신호의 위상을 변환하기 위한 이상기; 동위상 성분의 기저대역 신호를 입력으로 가지는 제1 기저대역 신호 처리부; 상기 제1 기저대역 신호 처리부의 출력을 입력으로 가지고, 상기 이상기의 출력 신호를 이용하여 RF 신호로 제1 상향 변환하기 위한 제1 믹서; 직교위상 성분의 기저대역 신호를 입력으로 가지는 제2 기저대역 신호 처리부; 상기 제2 기저대역 신호 처리부의 출력을 입력으로 가지고, 상기 이상기의 출력 신호를 이용하여 상기 RF 신호로 제2 상향 변환하기 위한 제2 믹서를 포함하는 직접 변환 송신기를 제공함을 통해 달성될 수 있다.
이하, 본 발명에 따른 바람직한 실시예를 첨부된 도면을 참조하여 상세하게 설명한다.
실시예 1
도 2a 내지 도 2c는 본 발명의 제1 실시예에 따른 싱글 밸런스 믹서를 도시한 블록도 및 회로도들이다.
도 2a는 본 발명의 제1 실시예에 따른 싱글 밸런스 믹서를 도시한 블록도이다. 통상 싱글 밸런스 믹서의 경우, 하나의 스위칭 페어와 하나의 트랜지스터로 이루어진 트랜스컨덕팅 스테이지를 구비하나, 본 실시예에서는 2개의 스위칭 페어를 구비하므로, 엄밀한 의미에서의 싱글 밸런스 믹서라 할 수 없으나, 편의상 실시예 1의 믹서를 싱글 밸런스 믹서라 한다.
도 2a를 참조하면, 상기 싱글 밸런스 믹서는 제1 스위칭 페어(201), 제2 스위칭 페어(203), 트랜스컨덕팅 스테이지(transconducting stage)(205) 및 로드 임피던스부(207)를 포함한다.
상기 제1 스위칭 페어(201)는 제1 국부 발진 신호 LO1 및 제2 국부 발진 신호 LO2를 입력으로 가진다. 제1 국부 발진 신호 LO1가 기준 신호로 설정된 경우, 이는 I-Q 플롯 상의 I+(in phase) 신호에 해당한다. 제2 국부 발진 신호 LO2는 LO1(I+)에 비해 90°의 위상차를 가지며, I-Q 플롯 상의 Q-(quadrature phase) 또는 Q+ 신호에 해당한다. 바람직하게는 상기 LO1 신호 및 LO2 신호는 크기는 서로 동일하며, 90°의 위상차를 가지고 제1 스위칭 페어(201)에 입력된다.
상기 제2 스위칭 페어(203)는 제3 국부 발진 신호 LO3 및 제4 국부 발진 신호 LO4를 입력으로 가진다. 제3 국부 발진 신호 LO3는 LO2가 Q- 신호인 경우, Q+ 신호이며, LO2가 Q+ 신호인 경우, Q- 신호이다. 즉, LO2 신호 및 LO3 신호는 상호간에 180°의 위상차를 가진다. 또한, 제4 국부 발진 신호 LO4는 LO1(I+)에 비해 180°의 위상차를 가진다. 즉, I-Q 플롯상의 I- 신호에 해당한다. 바람직하게는 상기 LO3 및 LO4 신호는 크기는 서로 동일하며, 90°의 위상차를 가지고 제2 스위칭 페어(203)에 입력된다.
상기 로드 임피던스부(207)는 제1 부하(209) 및 제2 부하(211)를 가진다. 제1 부하(209)의 일측단은 제1 스위칭 페어(201)의 제1 출력단 및 제2 스위칭 페어의 제3 출력단에 공통으로 연결되며, 제1 부하(209)의 타측단은 VDD단에 연결된다.
또한, 제2 부하(211)의 일측단은 제1 스위칭 페어(201)의 제3 출력단 및 제2 스위칭 페어의 제4 출력단에 공통으로 연결되며, 제2 부하(211)의 타측단은 VDD단에 연결된다.
트랜스컨덕팅 스테이지(205)는 상기 제1 스위칭 페어(201) 및 제2 스위칭 페어(203)에 공통으로 연결되며, 접지 또는 VSS 단에 연결된다. 싱글 밸런스 믹서가 직접 변환 송신기(Direct Conversion Transmitter)에 사용될 경우, 상기 트랜스컨덕팅 스테이지(205)에는 기저대역의 신호가 입력되며, 싱글 밸런스 믹서가 직접 변환 수신기(Direct Conversion Receiver)에 사용될 경우, 상기 트랜스컨덕팅 스테이지(205)에는 RF 신호가 입력된다.
도 2b는 본 실시예에 따른 싱글 밸런스 믹서를 도시한 회로도이다.
도 2b를 참조하면, 제1 스위칭 페어는 스위칭 수단들 S1 및 S2로 구성되며, 스위칭 수단 S1은 LO1(I+)에 의해 제어되고 스위칭 수단 S2는 LO2(Q-)에 의해 제어된다. 또한, 제2 스위칭 페어는 스위칭 수단들 S3 및 S4로 구성되며, 스위칭 수단 S3는 LO3(Q+)에 의해 제어되고 스위칭 수단 S4는 LO4(I-)에 의해 제어된다.
제1 부하(209)의 일측단은 제1 스위칭 수단 S1의 제1 출력단 및 제3 스위칭 수단 S3의 제3 출력단에 공통 연결되며, 제1 부하(209)의 타측단은 VDD단에 연결된다. 또한, 제2 부하(211)의 일측단은 제2 스위칭 수단 S2의 제2 출력단 및 제4 스위칭 수단 S4의 제4 출력단에 공통 연결되며, 제2 부하(211)의 타측단은 VDD단에 연결된다.
트랜스컨덕팅 스테이지의 소신호적인 역할을 수행하는 트랜지스터 QN5의 일측단은 상기 4개의 스위칭 수단들 S1, S2, S3 및 S4에 공통 연결되며, 트랜지스터 QN5의 타측단은 접지 또는 VSS에 연결된다. 물론 상기 스위칭 수단들이 동작하기 위해서는 바이어스가 인가되어야 하므로, 트랜스컨덕팅 스테이지는 전류원을 포함하여야 한다. 그러나 소신호적인 관점에서 볼 때, 전류원은 하나의 저항으로 모델링되며, 설명의 용이함을 위해 이를 생략한 것에 불과하다.
국부 발진 신호인 LO1 내지 LO4 신호의 제어에 따라, 상기 스위칭 수단들은 온-오프 동작을 수행하고, 이에 따라 트랜지스터 QN5의 게이트에 입력되는 RF 신호는 상기 LO1 내지 LO4 신호와 승산되어 각각의 스위칭 수단들의 출력단으로 출력된다. 또한, 상기 국부 발진 신호는 구형파 또는 정현파이다.
제1 스위칭 수단 S1의 동작을 제어하는 LO1(I+) 및 제3 스위칭 수단 S3의 동작을 제어하는 LO3(Q+)에 의해 RF 신호는 승산된다. 따라서 제1 출력단 및 제3 출력단에는 I-Q 플롯상의 I+ 신호 및 Q+ 신호가 합산된 형태로 출력된다. 또한, I-Q 플롯에서 동위상 성분(in phase component)과 직교 성분(quadrature component)는 상호간에 영향을 미치지 않으므로, 동일한 크기을 가지고 위상차가 90°인 출력 신호를 얻을 수 있다.
또한, 제2 스위칭 수단 S2의 동작을 제어하는 LO2(Q-) 및 제4 스위칭 수단 S4의 동작을 제어하는 LO4(I-)에 의해 RF 신호는 승산된다. 따라서 제2 출력단 및 제4 출력단에는 I-Q 플롯상의 I- 신호 및 Q- 신호가 합산된 형태로 출력된다. 또한, I-Q 플롯에서 상기 I- 신호 및 Q- 신호는 서로 직교하므로 상호간에 영향을 미치지 않는다. 따라서 상기 국부 발진 신호들 LO1, LO2, LO3 및 LO4가 동일한 크기를 가진 경우, 제2 출력단 및 제4 출력단의 신호는 동일한 크기를 가지고 위상차가 90°인 출력 신호를 얻을 수 있다.
또한, 제1 믹서 출력단의 신호와 제2 믹서 출력단의 신호는 180°의 위상차를 가지므로, I-Q 플롯상의 불일치를 피하고, 2차 IMD의 발생을 최소화할 수 있다.
도 2c는 본 실시예에 따른 싱글 밸런스 믹서를 MOS 트랜지스터를 이용하여 구현한 회로도이다.
도 2c를 참조하면, 제1 스위칭 페어는 트랜지스터 QN1 및 트랜지스터 QN2로 구성된다. 따라서 상기 도 2b의 제1 스위칭 수단은 트랜지스터 QN1에 해당하며, 제2 스위칭 수단은 트랜지스터 QN2에 해당한다. 트랜지스터 QN1의 게이트에는 LO1(I+)이 입력되고, 트랜지스터 QN2의 게이트에는 LO2(Q-)가 입력된다.
또한, 제2 스위칭 페어는 트랜지스터 QN3 및 트랜지스터 QN4로 구성된다. 따라서 상기 도 2b의 제3 스위칭 수단은 트랜지스터 QN3에 해당하고, 제4 스위칭 수단은 트랜지스터 QN4에 해당한다. 트랜지스터 QN3의 게이트에는 LO3(Q+)이 입력되고, 트랜지스터 QN4의 게이트에는 LO4(I-)가 입력된다.
트랜지스터 QN1의 제1 출력단 및 트랜지스터 QN3의 제3 출력단은 저항 R1에 공통 연결된다. 따라서, 상기 저항 R1은 상기 도 2b의 제1 부하에 해당된다. 또한, 트랜지스터 QN2의 제2 출력단 및 트랜지스터 QN4의 제4 출력단은 저항 R2에 공통 연결된다. 따라서, 상기 저항 R2는 상기 도 2b의 제2 부하에 해당된다.
트랜스컨덕팅 스테이지는 트랜지스터 QN5 및 전류원 It를 포함한다. 상기 트랜지스터 QN5의 게이트에는 RF 신호가 입력된다. 또한, 상기 트랜지스터 QN5의 드레인은 상기 4개의 트랜지스터들 QN1, QN2, QN3 및 QN4에 공통 연결되며, 트랜지스터 QN5의 소스는 전류원 It에 연결된다. 전류원 It는 상기 제1 스위칭 페어 및 제2 스위칭 페어를 구성하는 트랜지스터들에 바이어스 전류를 공급한다.
국부 발진 신호인 LO1 내지 LO4 신호의 제어에 따라, 상기 트랜지스터들은 온-오프 동작을 수행하고, 이에 따라 트랜지스터 QN5의 게이트에 입력되는 RF 신호는 상기 LO1 내지 LO4 신호와 승산되어 각각의 트랜지스터들의 출력단으로 출력된다. 또한, 상기 국부 발진 신호는 구형파 또는 정현파이다.
트랜지스터 QN1의 동작을 제어하는 LO1(I+) 및 트랜지스터 QN3의 동작을 제어하는 LO3(Q+)에 의해 RF 신호는 승산된다. 따라서 제1 출력단 및 제3 출력단에는 I-Q 플롯상의 I+ 신호 및 Q+ 신호가 합산된 형태로 출력된다. 출력되는 신호는 각각의 트랜지스터가 가지는 소신호 출력저항 및 저항 R1에 의해 소정의 소신호 이득을 가지게 된다. 또한, I-Q 플롯에서 동위상 성분(in phase component)과 직교 성분(quadrature component)는 상호간에 영향을 미치지 않으므로, 동일한 크기을 가지고 위상차가 90°인 출력 신호를 얻을 수 있다.
또한, 트랜지스터 QN2의 동작을 제어하는 LO2(Q-) 및 트랜지스터 QN4의 동작을 제어하는 LO4(I-)에 의해 RF 신호는 승산된다. 따라서 제2 출력단 및 제4 출력단에는 I-Q 플롯상의 I- 신호 및 Q- 신호가 합산된 형태로 출력된다. 출력되는 신호는 각각의 트랜지스터가 가지는 소신호 출력저항 및 저항 R2에 의해 소정의 소신호 이득을 가지게 된다. 또한, I-Q 플롯에서 상기 I- 신호 및 Q- 신호는 서로 직교하므로 상호간에 영향을 미치지 않는다. 따라서 상기 국부 발진 신호들 LO1, LO2, LO3 및 LO4가 동일한 크기를 가진 경우, 제2 출력단 및 제4 출력단은 동일한 크기를 가지고 위상차가 90°인 출력 신호를 얻을 수 있다.
또한, 제1 믹서 출력단의 신호와 제2 믹서 출력단의 신호는 180°의 위상차를 가지므로, I-Q 플롯상의 불일치를 피하고, 2차 IMD의 발생을 최소화할 수 있다.
상기 도 2c에서는 스위칭 수단을 MOS 트랜지스터로 구성하였지만, 이를 바이폴라 트랜지스터로 구성할 수 있다. 또한, 바람직하게는 저항 R1 및 R2는 동일한 값을 가지며, 사용의 형태에 따라 커패시터나 인덕터를 더 구비하여, 주파수에 따라 크기가 변하는 임피던스로 구성할 수 있다.
또한, 상기 도 2c에서는 트랜지스터 QN5의 게이트에 입력되는 신호를 RF 신호로 하였는데, 이는 싱글 밸런스 믹서가 직접 변환 수신기(Direct Conversion Receiver)에 사용되는 경우에 적용된다. 또한, 직접 변환이므로 중간 주파수는 출력되지 않으며, RF 신호의 중심 주파수와 국부 발진 신호들의 주파수는 실질적으로 동일하다.
또한, 상기 싱글 밸런스 믹서가 직접 변환 송신기(Direct Conversion Transmitter)에 사용되는 경우, 트랜지스터 QN5의 게이트에는 기저대역의 신호가 입력된다. 따라서, 국부 발진 신호의 주파수와 제1 믹서 출력단 및 제2 믹서 출력단의 차동 신호 Vo의 중심 주파수는 실질적으로 동일하다.
실시예 2
도 3a 내지 도 3c는 본 발명의 제2 실시예에 따른 더블 밸런스 믹서를 도시한 블록도 및 회로도들이다.
도 3a는 본 실시예에 따른 더블 밸런스 믹서를 도시한 블록도이다. 통상 더블 밸런스 믹서라 함은 2개의 스위칭 페어 및 2개의 트랜지스터를 가지는 트랜스컨덕팅 스테이지를 구비함을 의미한다. 그러나 본 실시예에서는 4개의 스위칭 페어 및 2개의 트랜지스터를 가지는 트랜스컨덕팅 스테이지를 구비하므로 엄밀한 의미에서 더블 밸런스 믹서라 할 수 없으나, 편의상 이를 더블 밸런스 믹서라 부른다.
도 3a를 참조하면, 상기 더블 밸런스 믹서는 제1 스위칭 페어(301), 제2 스위칭 페어(303), 제3 스위칭 페어(305), 제4 스위칭 페어(307), 트랜스컨덕팅 스테이지(transconducting stage)(309) 및 로드 임피던스부(311)를 포함한다.
상기 제1 스위칭 페어(301)는 제1 국부 발진 신호 LO1 및 제2 국부 발진 신호 LO2를 입력으로 가진다. 제1 국부 발진 신호 LO1가 기준 신호로 설정된 경우, 이는 I-Q 플롯 상의 I+(in phase) 신호에 해당한다. 제2 국부 발진 신호 LO2는 LO1(I+)에 비해 90°의 위상차를 가지며, I-Q 플롯 상의 Q-(quadrature phase) 신호에 해당한다. 바람직하게는 상기 LO1 신호 및 LO2 신호는 크기는 서로 동일하며, 90°의 위상차를 가지고 제1 스위칭 페어(301)에 입력된다.
상기 제2 스위칭 페어(303)는 제3 국부 발진 신호 LO3 및 제4 국부 발진 신호 LO4를 입력으로 가진다. 제3 국부 발진 신호 LO3는 Q+ 신호이며, LO2(Q-) 신호와 180°의 위상차를 가진다. 또한, 제4 국부 발진 신호 LO4는 LO1(I+)에 비해 180°의 위상차를 가진다. 즉, I-Q 플롯상의 I- 신호에 해당한다. 바람직하게는 상기 LO3 및 LO4 신호는 크기는 서로 동일하며, 90°의 위상차를 가지고 제2 스위칭 페어(203)에 입력된다.
상기 제3 스위칭 페어(305)는 제3 국부 발진 신호 LO3(Q+) 및 제4 국부 발진 신호 LO4(I-)를 입력으로 가진다. 바람직하게는 상기 LO3(Q+) 신호 및 LO4(I-) 신호는 크기는 서로 동일하며, 90°의 위상차를 가지고 제3 스위칭 페어(305)에 입력된다.
상기 제4 스위칭 페어(307)는 제1 국부 발진 신호 LO1(I+) 및 제2 국부 발진 신호 LO2(Q-)를 입력으로 가진다. 바람직하게는 상기 LO2(Q-) 신호 및 LO4(I+) 신호는 크기는 서로 동일하며, 90°의 위상차를 가지고 제4 스위칭 페어(307)에 입력된다.
상기 로드 임피던스부(311)는 제1 부하(313) 및 제2 부하(315)를 가진다. 제1 부하(311)의 일측단은 제1 스위칭 페어(301)의 제1 출력단 및 제2 스위칭 페어(303)의 제3 출력단에 공통으로 연결되며, 제3 스위칭 페어(305)의 제5 출력단 및 제4 스위칭 페어(307)의 제7 출력단에 공통으로 연결된다. 또한, 상기 제1 부하(313)의 타측단은 VDD단에 연결된다.
또한, 제2 부하(315)의 일측단은 제1 스위칭 페어(301)의 제2 출력단 및 제2 스위칭 페어(303)의 제4 출력단에 공통으로 연결되며, 제3 스위칭 페어(305)의 제6 출력단 및 제4 스위칭 페어(307)의 제8 출력단에 공통으로 연결된다. 또한, 상기 제2 부하(315)의 타측단은 VDD단에 연결된다.
트랜스컨덕팅 스테이지(309)는 상기 제1 스위칭 페어(301) 및 제2 스위칭 페어(303)에 공통으로 연결되고 상기 제3 스위칭 페어(305) 및 제4 스위칭 페어(307)에 공통으로 연결된다. 또한 상기 트랜스컨덕팅 스테이지(309)는 접지 또는 VSS 단에 연결된다. 더블 밸런스 믹서가 직접 변환 송신기(Direct Conversion Transmitter)에 사용될 경우, 상기 트랜스컨덕팅 스테이지(309)에는 기저대역의 차동신호가 입력되며, 더블 밸런스 믹서가 직접 변환 수신기(Direct Conversion Receiver)에 사용될 경우, 상기 트랜스컨덕팅 스테이지(309)에는 RF 차동신호가 입력된다.
도 3b는 본 실시예에 따른 더블 밸런스 믹서를 도시한 회로도이다.
도 3b를 참조하면, 제1 스위칭 페어는 스위칭 수단들 S1 및 S2로 구성되며, 스위칭 수단 S1은 LO1(I+)에 의해 제어되고 스위칭 수단 S2는 LO2(Q-)에 의해 제어된다. 또한, 제2 스위칭 페어는 스위칭 수단들 S3 및 S4로 구성되며, 스위칭 수단 S3는 LO3(Q+)에 의해 제어되고 스위칭 수단 S4는 LO4(I-)에 의해 제어된다.
제3 스위칭 페어는 스위칭 수단들 S5 및 S6으로 구성되며, 스위칭 수단 S5는 LO4(I-)에 의해 제어되고 스위칭 수단 S6은 LO3(Q+)에 의해 제어된다. 또한, 제4 스위칭 페어는 스위칭 수단들 S7 및 S8로 구성되며, 스위칭 수단 S7은 LO2(Q-)에 의해 제어되고 스위칭 수단 S8은 LO4(I+)에 의해 제어된다.
제1 부하(313)의 일측단은 제1 스위칭 수단 S1의 제1 출력단 및 제3 스위칭 수단 S3의 제3 출력단에 공통 연결되고, 제5 스위칭 수단 S5의 제5 출력단 및 제7 스위칭 수단 S7의 제7 출력단에 공통 연결된다. 제1 부하(313)의 타측단은 VDD단에 연결된다.
또한, 제2 부하(315)의 일측단은 제2 스위칭 수단 S2의 제2 출력단 및 제4 스위칭 수단 S4의 제4 출력단에 공통 연결되고, 제6 스위칭 수단 S6의 제6 출력단 및 제8 스위칭 수단 S8의 제8 출력단에 공통 연결된다. 제2 부하(315)의 타측단은 VDD단에 연결된다.
트랜스컨덕팅 스테이지의 소신호적인 역할을 수행하는 트랜지스터 QN5_1의 일측단은 상기 4개의 스위칭 수단들 S1, S2, S3 및 S4에 공통 연결되며, 트랜지스터 QN5_1의 타측단은 접지 또는 VSS에 연결된다. 물론 상기 스위칭 수단들이 동작하기 위해서는 바이어스가 인가되어야 하므로, 트랜스컨덕팅 스테이지는 전류원을 포함하여야 한다. 그러나 소신호적인 관점에서 볼 때, 전류원은 하나의 저항으로 모델링되며, 설명의 용이함을 위해 이를 생략한 것에 불과하다.
트랜스컨덕팅 스테이지의 트랜지스터 QN5_2의 일측단은 상기 4개의 스위칭 수단들 S5, S6, S7 및 S8에 공통 연결되며, 트랜지스터 QN5_2의 타측단은 접지 또는 VSS에 연결된다. 상기 트랜지스터 QN5_2와 접지 사이에는 바이어스 전류를 공급하기 위한 전류원이 개재되어야 하나 이해의 편의를 위해 이를 생략하고 도시한다.
트랜지스터들 QN5_1 및 QN5_2의 각각의 게이트에는 차동신호인 RF 신호가 인가된다.
국부 발진 신호인 LO1 내지 LO4 신호의 제어에 따라, 상기 스위칭 수단들은 온-오프 동작을 수행하고, 이에 따라 트랜지스터들 QN5_1 및 QN5_2의 게이트에 입력되는 RF 신호는 상기 LO1 내지 LO4 신호와 승산되어 각각의 스위칭 수단들의 출력단으로 출력된다. 또한, 상기 국부 발진 신호는 구형파 또는 정현파이다.
제1 스위칭 수단 S1의 동작을 제어하는 LO1(I+) 및 제3 스위칭 수단 S3의 동작을 제어하는 LO3(Q+)에 의해 RF 신호는 승산된다. 따라서 제1 출력단 및 제3 출력단에는 I-Q 플롯상의 I+ 신호 및 Q+ 신호가 합산된 형태로 출력된다. 또한, 제5 스위칭 수단 S5의 동작을 제어하는 LO4(I-) 및 제7 스위칭 수단 S7의 동작을 제어하는 LO2(Q-)에 의해 RF 신호는 승산된다. 다만, 트랜지스터 QN5_2의 게이트단은 부입력단이므로, 제5 출력단 및 제7 출력단에는 I-Q 플롯상의 I+ 신호 및 Q+ 신호가 합산된 형태로 출력된다. 상술한 과정을 통해 I+ 특성을 가진 2개의 소신호 전류는 동위상으로 합성되고, Q+ 특성을 가진 2개의 소신호 전류도 동위상으로 합성된다. 따라서, 제1 출력단 및 제3 출력단에서의 신호가 직교하지 아니하거나, 크기가 서로 다르기 때문에 발생하는 I-Q 불일치는 상기 제5 출력단 및 제7 출력단에서의 직교 신호에 의해 보정되는 효과를 가져온다. 또한, I-Q 플롯에서 동위상 성분(in phase component)과 직교 성분(quadrature component)는 상호간에 영향을 미치지 않으므로, 동일한 크기을 가지고 위상차가 90°인 출력 신호를 얻을 수 있다.
제2 스위칭 수단 S2의 동작을 제어하는 LO2(Q-) 및 제4 스위칭 수단 S4의 동작을 제어하는 LO4(I-)에 의해 RF 신호는 승산된다. 따라서 제2 출력단 및 제4 출력단에는 I-Q 플롯상의 I- 신호 및 Q- 신호가 합산된 형태로 출력된다. 또한, 제6 스위칭 수단 S6의 동작을 제어하는 LO3(Q+) 및 제8 스위칭 수단 S8의 동작을 제어하는 LO1(I+)에 의해 RF 신호는 승산된다. 다만, 트랜지스터 QN5_2의 게이트단은 부입력단이므로, 제6 출력단 및 제8 출력단에는 I-Q 플롯상의 I- 신호 및 Q- 신호가 합산된 형태로 출력된다. 상술한 과정을 통해 I- 특성을 가진 2개의 소신호 전류는 동위상으로 합성되고, Q- 특성을 가진 2개의 소신호 전류도 동위상으로 합성된다. 따라서, 제2 출력단 및 제4 출력단에서의 신호가 직교하지 아니하거나, 크기가 서로 다르기 때문에 발생하는 I-Q 불일치는 상기 제6 출력단 및 제8 출력단에서의 직교 신호에 의해 보정되는 효과를 가져온다. 또한, I-Q 플롯에서 동위상 성분(in phase component)과 직교 성분(quadrature component)는 상호간에 영향을 미치지 않으므로, 동일한 크기을 가지고 위상차가 90°인 출력 신호를 얻을 수 있다. 또한, I-Q 플롯에서 상기 I- 신호 및 Q- 신호는 서로 직교하므로 상호간에 영향을 미치지 않는다. 따라서 상기 국부 발진 신호들 LO1, LO2, LO3 및 LO4가 동일한 크기를 가진 경우, 제2 출력단, 제4 출력단, 제6 출력단 및 제8 출력단의 신호는 동일한 크기를 가지고 위상차가 90°인 출력 신호를 얻을 수 있다.
또한, 제1 믹서 출력단의 신호와 제2 믹서 출력단의 신호는 180°의 위상차를 가지므로, I-Q 플롯상의 불일치를 피하고, 2차 IMD의 발생을 최소화할 수 있다.
도 3c는 본 실시예에 따른 더블 밸런스 믹서를 MOS 트랜지스터를 이용하여 구현한 회로도이다.
도 3c를 참조하면, 제1 스위칭 페어는 트랜지스터 QN1_1 및 트랜지스터 QN1_2로 구성된다. 따라서 상기 도 3b의 제1 스위칭 수단은 트랜지스터 QN1_1에 해당하며, 제2 스위칭 수단은 트랜지스터 QN1_2에 해당한다. 트랜지스터 QN1_1의 게이트에는 LO1(I+)이 입력되고, 트랜지스터 QN1_2의 게이트에는 LO2(Q-)가 입력된다.
또한, 제2 스위칭 페어는 트랜지스터 QN2_1 및 트랜지스터 QN2_2로 구성된다. 따라서 상기 도 3b의 제3 스위칭 수단은 트랜지스터 QN2_1에 해당하고, 제4 스위칭 수단은 트랜지스터 QN2_2에 해당한다. 트랜지스터 QN2_1의 게이트에는 LO3(Q+)이 입력되고, 트랜지스터 QN2_2의 게이트에는 LO4(I-)가 입력된다.
제3 스위칭 페어는 트랜지스터 QN3_1 및 트랜지스터 QN3_2로 구성된다. 따라서 상기 도 3b의 제5 스위칭 수단은 트랜지스터 QN3_1에 해당하며, 제6 스위칭 수단은 트랜지스터 QN3_2에 해당한다. 트랜지스터 QN3_1의 게이트에는 LO4(I-)가 입력되고, 트랜지스터 QN3_2의 게이트에는 LO3(Q+)이 입력된다.
또한, 제4 스위칭 페어는 트랜지스터 QN4_1 및 트랜지스터 QN4_2로 구성된다. 따라서 상기 도 3b의 제7 스위칭 수단은 트랜지스터 QN4_1에 해당하고, 제8 스위칭 수단은 트랜지스터 QN4_2에 해당한다. 트랜지스터 QN4_1의 게이트에는 LO2(Q-)가 입력되고, 트랜지스터 QN4_2의 게이트에는 LO1(I+)이 입력된다.
트랜지스터 QN1_1의 제1 출력단, 트랜지스터 QN2_1의 제3 출력단, 트랜지스터 QN3_1의 제5 출력단 및 트랜지스터 QN4_1의 제7 출력단은 저항 R1에 공통 연결된다. 따라서, 상기 저항 R1은 상기 도 3b의 제1 부하에 해당된다. 또한, 트랜지스터 QN1_2의 제2 출력단, 트랜지스터 QN2_2의 제4 출력단, 트랜지스터 QN3_2의 제6 출력단 및 트랜지스터 QN4_2의 제8 출력단은 저항 R2에 공통 연결된다. 따라서, 상기 저항 R2는 상기 도 3b의 제2 부하에 해당된다.
트랜스컨덕팅 스테이지는 트랜지스터들 QN5_1, QN5_2 및 전류원 It를 포함한다. 상기 트랜지스터들 QN5_1, QN5_2의 각각의 게이트에는 RF 신호가 차동으로 입력된다. 또한, 상기 트랜지스터 QN5_1의 드레인은 상기 4개의 트랜지스터들 QN1_1, QN1_2, QN2_1 및 QN2_2에 공통 연결되며, 트랜지스터 QN5_1의 소스는 전류원 It에 연결된다.
상기 트랜지스터 QN5_2의 드레인은 상기 4개의 트랜지스터들 QN3_1, QN3_2, QN4_1 및 QN4_2에 공통 연결되며, 트랜지스터 QN5_2의 소스는 전류원 It에 연결된다.
전류원 It는 상기 제1 스위칭 페어, 제2 스위칭 페어, 제3 스위칭 페어 및 제4 스위칭 페어를 구성하는 트랜지스터들에 바이어스 전류를 공급한다.
국부 발진 신호인 LO1 내지 LO4 신호의 제어에 따라, 상기 트랜지스터들은 온-오프 동작을 수행하고, 이에 따라 트랜지스터들 QN5_1 및 QN5_2의 각각의 게이트에 입력되는 RF 신호는 상기 LO1 내지 LO4 신호와 승산되어 각각의 트랜지스터들의 출력단으로 출력된다. 또한, 상기 국부 발진 신호는 구형파 또는 정현파이다.
트랜지스터 QN1_1의 동작을 제어하는 LO1(I+) 및 트랜지스터 QN2_1의 동작을 제어하는 LO3(Q+)에 의해 RF 신호는 승산된다. 따라서 제1 출력단 및 제3 출력단에는 I-Q 플롯상의 I+ 신호 및 Q+ 신호가 합산된 형태로 출력된다. 출력되는 신호는 각각의 트랜지스터가 가지는 소신호 출력저항 및 저항 R1에 의해 소정의 소신호 이득을 가지게 된다.
트랜지스터 QN3_1의 동작을 제어하는 LO4(I-) 및 트랜지스터 QN4_1의 동작을 제어하는 LO2(Q-)에 의해 RF 신호는 승산된다. 따라서 제5 출력단 및 제7 출력단에는 I-Q 플롯상의 I+ 신호 및 Q+ 신호가 합산된 형태로 출력된다. 출력되는 신호는 각각의 트랜지스터가 가지는 소신호 출력저항 및 저항 R1에 의해 소정의 소신호 이득을 가지게 된다. 따라서, 상기 제1 출력단 및 제3 출력단에서 형성된 소신호 전류와 상기 제5 출력단 및 제7 출력단에서 형성된 소신호 전류는 합산된다.
또한, I-Q 플롯에서 동위상 성분(in phase component)과 직교 성분(quadrature component)는 상호간에 영향을 미치지 않으므로, 동일한 크기를 가지고 위상차가 90°인 출력 신호를 얻을 수 있다.
트랜지스터 QN1_2의 동작을 제어하는 LO2(Q-) 및 트랜지스터 QN2_2의 동작을 제어하는 LO4(I-)에 의해 RF 신호는 승산된다. 따라서 제2 출력단 및 제4 출력단에는 I-Q 플롯상의 I- 신호 및 Q- 신호가 합산된 형태로 출력된다. 출력되는 신호는 각각의 트랜지스터가 가지는 소신호 출력저항 및 저항 R2에 의해 소정의 소신호 이득을 가지게 된다.
트랜지스터 QN3_2의 동작을 제어하는 LO3(Q+) 및 트랜지스터 QN4_2의 동작을 제어하는 LO1(I+)에 의해 RF 신호는 승산된다. 따라서 제6 출력단 및 제8 출력단에는 I-Q 플롯상의 I- 신호 및 Q- 신호가 합산된 형태로 출력된다. 출력되는 신호는 각각의 트랜지스터가 가지는 소신호 출력저항 및 저항 R2에 의해 소정의 소신호 이득을 가지게 된다. 따라서, 상기 제2 출력단 및 제4 출력단에서 형성된 소신호 전류와 상기 제6 출력단 및 제8 출력단에서 형성된 소신호 전류는 합산된다.
또한, I-Q 플롯에서 동위상 성분(in phase component)과 직교 성분(quadrature component)는 상호간에 영향을 미치지 않으므로, 동일한 크기을 가지고 위상차가 90°인 출력 신호를 얻을 수 있다. 따라서 상기 국부 발진 신호들 LO1, LO2, LO3 및 LO4가 동일한 크기를 가진 경우, 제2 믹서 출력단에서는 동일한 크기를 가지고 위상차가 90°인 출력 신호를 얻을 수 있다.
또한, 제1 믹서 출력단의 신호와 제2 믹서 출력단의 신호는 180°의 위상차를 가지므로, I-Q 플롯상의 불일치를 피하고, 2차 IMD의 발생을 최소화할 수 있다.
상기 도 3c에서는 스위칭 수단을 MOS 트랜지스터로 구성하였지만, 이를 바이폴라 트랜지스터로 구성할 수 있다. 또한, 바람직하게는 저항 R1 및 R2는 동일한 값을 가지며, 사용의 형태에 따라 커패시터나 인덕터를 더 구비하여, 주파수에 따라 크기가 변하는 임피던스로 구성할 수 있다.
또한, 상기 도 3c에서는 트랜지스터들 QN5_1 및 QN5_2의 각각의 게이트에 입력되는 신호를 RF 신호로 하였는데, 이는 더블 밸런스 믹서가 직접 변환 수신기(Direct Conversion Receiver)에 사용되는 경우에 적용된다. 또한, 직접 변환이므로 중간 주파수는 출력되지 않으며, RF 신호의 중심 주파수와 국부 발진 신호들의 주파수는 실질적으로 동일하다.
또한, 상기 더블 밸런스 믹서가 직접 변환 송신기(Direct Conversion Transmitter)에 사용되는 경우, 트랜지스터들 QN5_1 및 QN5_2의 각각의 게이트에는 기저대역의 신호가 입력된다. 따라서, 국부 발진 신호의 주파수와 제1 믹서 출력단 및 제2 믹서 출력단의 차동 신호 Vo의 중심 주파수는 실질적으로 동일하다.
실시예 3
도 4a 내지 도 4c는 본 발명의 제3 실시예에 따른 더블 밸런스 믹서를 도시한 블록도 및 회로도들이다.
도 4a는 본 실시예에 따른 더블 밸런스 믹서를 도시한 블록도이다.
도 4a를 참조하면, 상기 더블 밸런스 믹서는 제1 스위칭 페어(301)에 LO2(Q-)대신 LO3(Q+)이 입력되고, 제2 스위칭 페어(303)에 LO3(Q+)대신 LO2(Q-)가 입력되며, 제3 스위칭 페어(305)에 LO3(Q+)대신 LO2(Q-)가 입력되고, 제4 스위칭 페어(307)에 LO2(Q-)대신 LO3(Q+)이 입력되는 것을 제외하고는 실시예 2의 도 3a와 동일하다.
따라서, 제1 출력단 및 제3 출력단에는 I+ 신호 및 Q- 신호가 출력되고, 제5 출력단 및 제7 출력단에도 I+ 신호 및 Q- 신호가 출력된다. 따라서, 제1 믹서 출력단에는 서로 직교하는 신호가 출력된다. 다만, 도 3a에 비해, 직교 성분의 위상이 다를 뿐이다.
또한, 제2 출력단 및 제4 출력단에는 I- 신호 및 Q+ 신호가 출력되고, 제6 출력단 및 제8 출력단에도 I- 신호 및 Q+ 신호가 출력된다. 따라서, 제2 믹서 출력단에는 서로 직교하며, 상기 제1 믹서 출력과는 180°의 위상차를 가진 신호가 출력된다.
도 4b는 본 실시예에 따른 더블 밸런스 믹서를 도시한 회로도이다.
도 4b를 참조하면, 제2 스위칭 수단 S2는 LO3(Q+)에 의해 제어되고, 제3 스위칭 수단 S3은 LO2(Q-)에 의해 제어되며, 제6 스위칭 수단 LO6(Q-)은 LO2(Q-)에 의해 제어되고, 제7 스위칭 수단 S7은 LO3(Q+)에 의해 제어되는 것을 제외하고는 실시예 2의 도 3b와 동일하다. 또한, 각각의 스위칭 수단의 출력단에서의 신호는 상기 도 4a에서 설명한 바와 동일하다.
도 4c는 본 실시예에 따른 더블 밸런스 믹서를 도시한 회로도이다.
도 4c를 참조하면, 트랜지스터 QN1_2의 게이트에 LO3(Q+)가 입력되고, 트랜지스터 QN2_1의 게이트에 LO2(Q-)가 입력되며, 트랜지스터 QN3_2의 게이트에 LO2(Q-)가 입력되고, 트랜지스터 QN4_1의 게이트에 LO3(Q+)가 입력되는 것을 제외하고는 실시예 2의 도 3c와 동일하다. 또한, 각각의 트랜지스터의 출력단에서의 신호는 상기 도 4a에서 설명한 바와 동일하다.
따라서, 본 발명에 의할 경우, 서로 직교하는 출력 신호를 출력하여 I-Q 불일치를 최소화할 수 있으며, IP2 특성을 개선할 수 있다.
실시예 4
도 5a 및 도 5b는 본 발명의 제4 실시예에 따른 직접 변환 송수신기를 도시한 블록도들이다.
도 5a는 본 실시예에 따른 직접 변환 수신기를 도시한 블록도이다.
도 5a를 참조하면, 직접 변환 수신기는 수신된 RF 신호를 증폭하기 위한 저잡음 증폭기(Low Noise Amplifier, LNA), 수신된 RF 신호의 임피던스 정합을 위한 트랜스포머(Transformer), 제1 하향 변환을 수행하기 위한 제1 믹서, 제1 기저대역 신호 처리부, 제2 하향 변환을 수행하기 위한 제2 믹서, 제2 기저대역 신호 처리부 및 이상기(Phase Shifter)를 포함한다.
이상기(509)는 국부 발진기의 출력인 국부 발진 신호를 입력으로 가지며, 이를 위상 변환하여 제1 믹서(501) 및 제2 믹서(503)로 출력한다. 따라서, 상기 제1 믹서(501) 및 제2 믹서(503)에 입력되는 이상기(509)의 출력 신호는 위상을 각각 달리하는 제1 국부 발진 신호, 제2 국부 발진 신호, 제3 국부 발진 신호 및 제4 국부 발진 신호이다. 상기 제1 국부 발진 신호가 기준 신호인 경우, 제2 국부 발진 신호는 제1 국부 발진 신호와 90°의 위상차를 가지며, 제3 국부 발진 신호는 제1 국부 발진 신호와 180°의 위상차를 가지고, 제4 국부 발진 신호는 제2 국부 발진 신호와 180°의 위상차를 가진다.
상기 제1 믹서(501)는 수신된 RF 신호 및 상기 이상기(509)의 출력 신호를 입력으로 가진다. 또한 상기 제2 믹서(503)는 수신된 RF 신호 및 상기 이상기(509)의 출력 신호를 입력으로 가진다.
상기 제1 믹서(501) 또는 제2 믹서(503)의 구조는 실시예 1, 실시예 2 또는 실시예 3에서 도시된 믹서이다.
따라서 제1 믹서(501)의 트랜스턴덕팅 스테이지에는 수신된 RF 신호가 입력되며, 스위칭 페어들에는 이상기(509)의 출력 신호인 4 종류의 국부 발진 신호들이 입력된다. 직접 변환 수신기에서 RF 신호의 중심주파수와 국부 발진 신호의 주파수는 실질적으로 동일하므로, 상기 제1 믹서(501) 및 제2 믹서(503)의 출력단들에는 기저대역 신호 성분이 포함된 신호가 출력된다. 즉, 상기 믹서들의 동작에 의해 수신된 RF 신호와 국부 발진 신호들의 곱이 출력되므로, 이를 푸리에 변환(Fourier Transform)하면, 상기 수신된 RF 신호의 주파수와 국부 발진 신호들의 주파수의 차를 가진 신호 성분이 출력됨을 알 수 있다. 이를 하향 변환(Down-Conversion)이라 한다.
제1 기저대역 신호 처리부(505)에 입력된 제1 믹서(501)의 출력은 필터링되고 증폭되어 I(in-phase) 성분의 기저대역 신호로 출력된다. 또한 제2 기저대역 신호 처리부(507)에 입력된 제2 믹서(503)의 출력은 필터링되고 증폭되어 상기 I 성분의 기저대역 신호에 직교하는 Q(quadrature) 성분의 기저대역 신호로 출력된다.
도 5b는 본 실시예에 따른 직접 변환 송신기를 도시한 블록도이다.
도 5b를 참조하면, 직접 변환 송신기는 I 성분의 기저대역 신호를 필터링하고 증폭하기 위한 제1 기저대역 신호 처리부, Q 성분의 기저대역 신호를 필터링하고 증폭하기 위한 제2 기저대역 신호 처리부, 국부 발진 신호의 위상을 변환하기 위한 이상기, 제1 상향 변환을 수행하기 위한 제1 믹서, 제2 상향 변환을 수행하기 위한 제2 믹서, 상기 믹서들의 출력을 증폭하고 전류 구동 능력을 향상시키기 위한 구동 증폭기 및 임피던스 정합을 위한 트랜스포머를 포함한다.
이상기(609)는 국부 발진기의 출력인 국부 발진 신호를 입력으로 가지며, 이를 위상 변환하여 제1 믹서(601) 및 제2 믹서(603)로 출력한다. 따라서, 상기 제1 믹서(601) 및 제2 믹서(603)에 입력되는 이상기(609)의 출력 신호는 위상을 각각 달리하는 제1 국부 발진 신호, 제2 국부 발진 신호, 제3 국부 발진 신호 및 제4 국부 발진 신호이다. 상기 제1 국부 발진 신호가 기준 신호인 경우, 제2 국부 발진 신호는 제1 국부 발진 신호와 90°의 위상차를 가지며, 제3 국부 발진 신호는 제1 국부 발진 신호와 180°의 위상차를 가지고, 제4 국부 발진 신호는 제2 국부 발진 신호와 180°의 위상차를 가진다.
상기 제1 믹서(601)는 제1 기저대역 신호 처리부(605)의 출력 및 상기 이상기(609)의 출력 신호를 입력으로 가진다. 또한 상기 제2 믹서(603)는 제2 기저대역 신호 처리부(607)의 출력 및 상기 이상기(609)의 출력 신호를 입력으로 가진다.
상기 제1 기저대역 신호 처리부(605)는 I 성분의 기저대역 신호를 필터링하고 증폭하여 상기 제1 믹서(601)의 트랜스컨덕팅 스테이지에 입력하며, 상기 제2 기저대역 신호 처리부(607)는 Q 성분의 기저대역 신호를 필터링하고 증폭하여 상기 제2 믹서(603)의 트랜스컨덕팅 스테이지에 입력한다.
상기 제1 믹서(601) 또는 제2 믹서(603)의 구조는 실시예 1, 실시예 2 또는 실시예 3에서 도시된 믹서이다.
따라서 제1 믹서(601)의 트랜스턴덕팅 스테이지에는 I 성분의 기저대역 신호 또는 Q 성분의 기저대역 신호가 입력되며, 스위칭 페어들에는 이상기(509)의 출력 신호인 4 종류의 국부 발진 신호들이 입력된다. 상기 믹서들의 동작에 의해 기저대역 신호와 국부 발진 신호들의 곱이 출력되므로, 이를 푸리에 변환(Fourier Transform)하면, 상기 기저대역 신호의 주파수와 국부 발진 신호들의 주파수의 합을 가진 신호 성분이 출력됨을 알 수 있다. 이를 상향 변환(Up-Conversion)이라 한다. 따라서, 상술한 변조 과정을 통해 상기 제1 믹서(601) 또는 제2 믹서(603)의 출력단에는 RF 신호가 출력된다. 출력된 RF 신호의 중심주파수와 상기 이상기(609)의 국부 발진 신호들의 주파수는 실질적으로 동일하다.
출력된 RF 신호는 구동 증폭기(611) 및 트랜스포머(613)를 거쳐 전력 증폭기(Power Amplifier, PA)에 입력된다.
상기와 같은 본 발명에 따르면, 믹서의 출력단에는 I-Q 플롯상에서 서로 직교하는 2가지 성분의 신호가 출력되어 I-Q 불일치를 최소화하고, IP2 특성을 개선할 수 있다. 또한, 출력 신호의 DC 성분을 제거하여 셀프-믹싱 현상을 개선할 수 있다.
이를 살펴보면, 통상적인 믹서의 출력 신호의 형태는 다음의 식으로 나타난다.
식1) Vo = Vdc + a1vin + a2vin 2 + a 3vin 3 + ...
상기 식1)에서 Vdc는 믹서 출력단에서의 DC 전압이며, Vo는 믹서 출력단에서의 순시치이다. 식1)의 계수 a2에 의해 2차 고조파 성분이 발생하고, 이에 의해 IP2 특성이 열화된다.
그러나, 본 발명에 의할 경우, RF(I+) = cos(w1t) + cos(w2t)라 하면, RF(Q+)는 sin(w1t) + sin(w2t)이고, LO(I+) = cos(w3t)라 하면, LO(Q+) = sin(w3t)이며, 서로 직교하는 신호가 출력되므로 믹서의 출력 신호는 다음의 식으로 나타난다.
식2) Vo1 = Vdc + a1(cos(w4t) + cos(w5t)) + a2(cos(w4 t) + cos(w5t))2 + ...
식3) Vo2 = Vdc + a1(sin(w4t) + sin(w5t)) + a2(sin(w4 t) + sin(w5t))2 + ...
상기 식2)에서 w4는 w1 - w3 이며, w5는 w2 - w 3 이다. 믹서의 출력 신호 Vo는 Vo1 - Vo2 이므로, Vo에서 DC 성분과 2차 IMD항인 (w4 - w5)성분은 존재하지 않게 된다.
따라서, 본 발명에 따라 DC 성분은 제거되고, IP2 특성은 개선된다.
상기에서는 본 발명의 바람직한 실시예를 참조하여 설명하였지만, 해당 기술 분야의 숙련된 당업자는 하기의 특허 청구의 범위에 기재된 본 발명의 사상 및 영역으로부터 벗어나지 않는 범위 내에서 본 발명을 다양하게 수정 및 변경시킬 수 있음을 이해할 수 있을 것이다.
도 1a 및 도 1b는 직접 변환에 사용되는 종래의 믹서를 도시한 회로도들이다.
도 2a 내지 도 2c는 본 발명의 제1 실시예에 따른 싱글 밸런스 믹서를 도시한 블록도 및 회로도들이다.
도 3a 내지 도 3c는 본 발명의 제2 실시예에 따른 더블 밸런스 믹서를 도시한 블록도 및 회로도들이다.
도 4a 내지 도 4c는 본 발명의 제3 실시예에 따른 더블 밸런스 믹서를 도시한 블록도 및 회로도들이다.
도 5a 및 도 5b는 본 발명의 제4 실시예에 따른 직접 변환 송수신기를 도시한 블록도들이다.
* 도면의 주요부분에 대한 부호의 설명 *
101 : 스위칭 페어 201, 301 : 제1 스위칭 페어
203, 303 : 제2 스위칭 페어 305 : 제3 스위칭 페어
307 : 제4 스위칭 페어 309 : 트랜스컨덕팅 스테이지
311 : 로드 임피던스부 501, 601 : 제1 믹서
503, 603 : 제2 믹서 509, 609 : 이상기

Claims (26)

  1. 제1 국부 발진 신호 및 상기 제1 국부 발진 신호와 90°의 위상차를 가지는 제2 국부 발진 신호를 입력으로 가지는 제1 스위칭 페어;
    상기 제2 국부 발진 신호와 180°의 위상차를 가지는 제3 국부 발진 신호 및 상기 제3 국부 발진 신호와 90°의 위상차를 가지면서 상기 제1 국부 발진 신호와 180°의 위상차를 가지는 제4 국부 발진 신호를 입력으로 가지는 제2 스위칭 페어;
    상기 제1 스위칭 페어 및 상기 제2 스위칭 페어에 공통으로 연결되고 입력 신호를 입력으로 가지는 트랜스컨덕팅 스테이지; 및
    상기 제1 스위칭 페어 및 상기 제2 스위칭 페어 및 VDD 사이에 연결된 로드 임피던스부를 포함하는 싱글 밸런스 믹서.
  2. 제1항에 있어서, 상기 제1 스위칭 페어는,
    상기 제1 국부 발진 신호의 제어에 따라 동작되는 제1 스위칭 수단; 및
    상기 제2 국부 발진 신호의 제어에 따라 동작되는 제2 스위칭 수단을 가지는 것을 특징으로 하고,
    상기 제2 스위칭 페어는,
    상기 제3 국부 발진 신호의 제어에 따라 동작되는 제3 스위칭 수단; 및
    상기 제4 국부 발진 신호의 제어에 따라 동작되는 제4 스위칭 수단을 가지는 것을 특징으로 하는 싱글 밸런스 믹서.
  3. 제2항에 있어서, 각각의 스위칭 수단은 MOS 트랜지스터 또는 바이폴라 트랜지스터인 것을 특징으로 하는 싱글 밸런스 믹서.
  4. 제3항에 있어서, 상기 로드 임피던스부는, 상기 제1 스위칭 수단 및 상기 제3 스위칭 수단의 출력단에 연결되고, 상기 제1 스위칭 수단 및 상기 제3 스위칭 수단의 바이어스 전류를 공급하기 위한 제1 부하; 및
    상기 제2 스위칭 수단 및 상기 제4 스위칭 수단의 출력단에 연결되고, 상기 제2 스위칭 수단 및 제4 스위칭 수단의 바이어스 전류를 공급하기 위한 제2 부하를 가지는 것을 특징으로 하는 싱글 밸런스 믹서.
  5. 제1항에 있어서, 상기 트랜스컨덕팅 스테이지는,
    상기 제1 스위칭 페어 및 상기 제2 스위칭 페어에 바이어스 전류를 공급하기 위한 전류원; 및
    입력 신호가 인가되는 트랜스컨덕팅 트랜지스터를 가지는 것을 특징으로 하는 싱글 밸런스 믹서.
  6. 제5항에 있어서,
    상기 싱글 밸런스 믹서가 송신기에 사용되는 경우, 상기 입력 신호는 기저대역 신호이며,
    상기 싱글 밸런스 믹서가 수신기에 사용되는 경우, 상기 입력 신호는 RF 신호인 것을 특징으로 하는 싱글 밸런스 믹서.
  7. 제6항에 있어서, 상기 싱글 밸런스 믹서가 송신기에 사용되는 경우, 상기 스위칭 수단들의 출력단의 신호의 중심 주파수와 상기 국부 발진 신호들의 주파수는 실질적으로 동일하며,
    상기 싱글 밸런스 믹서가 수신기에 사용되는 경우, 상기 입력 신호의 중심 주파수와 상기 국부 발진 신호들의 주파수는 실질적으로 동일한 것을 특징으로 하는 싱글 밸런스 믹서.
  8. 제1 국부 발진 신호 및 상기 제1 국부 발진 신호와 90°의 위상차를 가지는 제2 국부 발진 신호를 입력으로 가지는 제1 스위칭 페어;
    상기 제2 국부 발진 신호와 180°의 위상차를 가지는 제3 국부 발진 신호 및 상기 제3 국부 발진 신호와 90°의 위상차를 가지면서 상기 제1 국부 발진 신호와 180°의 위상차를 가지는 제4 국부 발진 신호를 입력으로 가지는 제2 스위칭 페어;
    상기 제3 국부 발진 신호 및 제4 국부 발진 신호를 입력으로 가지는 제3 스위칭 페어;
    상기 제1 국부 발진 신호 및 제2 국부 발진 신호를 입력으로 가지는 제4 스위칭 페어;
    상기 제1 스위칭 페어, 상기 제2 스위칭 페어, 상기 제3 스위칭 페어 및 상기 제4 스위칭 페어에 공통으로 연결되고 제1 입력 신호 및 제2 입력 신호를 입력으로 가지는 트랜스컨덕팅 스테이지; 및
    상기 제1 스위칭 페어, 제2 스위칭 페어, 제3 스위칭 페어, 제4 스위칭 페어 및 VDD 사이에 연결된 로드 임피던스부를 포함하는 더블 밸런스 믹서.
  9. 제8항에 있어서, 상기 트랜스컨덕팅 스테이지는,
    상기 4개의 스위칭 페어들에 바이어스 전류를 공급하기 위한 전류원;
    제1 입력 신호가 인가되며, 상기 제1 스위칭 페어 및 상기 제2 스위칭 페어에 공통으로 연결된 제1 트랜스컨덕팅 트랜지스터; 및
    제2 입력 신호가 인가되며, 상기 제3 스위칭 페어 및 상기 제4 스위칭 페어에 공통으로 연결된 제2 트랜스컨덕팅 트랜지스터를 포함하는 것을 특징으로 하는 더블 밸런스 믹서.
  10. 제9항에 있어서, 상기 제1 스위칭 페어는,
    상기 제1 국부 발진 신호의 제어에 따라 동작되는 제1 스위칭 수단; 및
    상기 제2 국부 발진 신호의 제어에 따라 동작되는 제2 스위칭 수단을 가지는 것을 특징으로 하고,
    상기 제2 스위칭 페어는,
    상기 제3 국부 발진 신호의 제어에 따라 동작되는 제3 스위칭 수단; 및
    상기 제4 국부 발진 신호의 제어에 따라 동작되는 제4 스위칭 수단을 가지는 것을 특징으로 하며,
    상기 제3 스위칭 페어는,
    상기 제4 국부 발진 신호의 제어에 따라 동작되는 제5 스위칭 수단; 및
    상기 제3 국부 발진 신호의 제어에 따라 동작되는 제6 스위칭 수단을 가지는 것을 특징으로 하고,
    상기 제4 스위칭 페어는,
    상기 제2 국부 발진 신호의 제어에 따라 동작되는 제7 스위칭 수단; 및
    상기 제1 국부 발진 신호의 제어에 따라 동작되는 제8 스위칭 수단을 가지는 것을 특징으로 하는 더블 밸런스 믹서.
  11. 제10항에 있어서, 각각의 스위칭 수단은 MOS 트랜지스터 또는 바이폴라 트랜지스터인 것을 특징으로 하는 더블 밸런스 믹서.
  12. 제10항에 있어서, 상기 로드 임피던스부는, 상기 제1 스위칭 수단의 출력단, 상기 제3 스위칭 수단의 출력단, 상기 제5 스위칭 수단의 출력단 및 상기 제7 스위칭 수단의 출력단이 공통으로 연결된 제1 부하; 및
    상기 제2 스위칭 수단의 출력단, 상기 제4 스위칭 수단의 출력단, 상기 제6 스위칭 수단의 출력단 및 상기 제8 스위칭 수단의 출력단이 공통으로 연결된 제2 부하를 가지는 것을 특징으로 하는 더블 밸런스 믹서.
  13. 제12항에 있어서, 상기 제1 입력 신호 및 상기 제2 입력 신호는 차동 입력신호의 형태로 상기 트랜스컨덕팅 스테이지에 입력되며,
    상기 더블 밸런스 믹서가 송신기에 사용되는 경우, 상기 차동 입력신호는 기저대역 신호이고,
    상기 더블 밸런스 믹서가 수신기에 사용되는 경우, 상기 차동 입력신호는 RF 신호인 것을 특징으로 하는 더블 밸런스 믹서.
  14. 제13항에 있어서, 상기 더블 밸런스 믹서가 송신기에 사용되는 경우, 상기 스위칭 수단들의 출력단의 신호의 중심 주파수와 상기 국부 발진 신호들의 주파수는 실질적으로 동일하며,
    상기 더블 밸런스 믹서가 수신기에 사용되는 경우, 상기 차동 입력신호의 중심 주파수와 상기 국부 발진 신호들의 주파수는 실질적으로 동일한 것을 특징으로 하는 더블 밸런스 믹서.
  15. 국부 발진 신호의 위상을 변환하기 위한 이상기;
    수신된 RF 신호를 입력으로 가지고, 상기 이상기의 출력 신호를 이용하여 상기 RF 신호를 제1 하향 변환하기 위한 제1 믹서;
    상기 제1 믹서의 출력으로부터 동위상 성분의 기저대역 신호를 출력하기 위한 제1 기저대역 신호 처리부;
    상기 수신된 RF 신호를 입력으로 가지고, 상기 이상기의 출력 신호를 이용하여 상기 RF 신호를 제2 하향 변환하기 위한 제2 믹서;
    상기 제2 믹서의 출력으로부터 직교위상 성분의 기저대역 신호를 출력하기 위한 제2 기저대역 신호 처리부를 포함하는 직접 변환 수신기.
  16. 제15항에 있어서, 상기 이상기는,
    상기 국부 발진 신호와 동일한 위상을 가진 제1 국부 발진 신호;
    상기 제1 국부 발진 신호와 90°의 위상차를 가지는 제2 국부 발진 신호;
    상기 제1 국부 발진 신호와 180°의 위상차를 가지는 제3 국부 발진 신호; 및
    상기 제2 국부 발진 신호와 180°의 위상차를 가지는 제4 국부 발진 신호를 출력하는 것을 특징으로 하는 직접 변환 수신기.
  17. 제16항에 있어서, 상기 제1 믹서 또는 제2 믹서는,
    상기 제1 국부 발진 신호 및 상기 제2 국부 발진 신호를 입력으로 가지는 제1 스위칭 페어;
    상기 제3 국부 발진 신호 및 상기 제4 국부 발진 신호를 입력으로 가지는 제2 스위칭 페어;
    상기 제1 스위칭 페어 및 상기 제2 스위칭 페어에 공통으로 연결되고 상기 수신된 RF 신호를 입력으로 가지는 트랜스컨덕팅 스테이지; 및
    상기 제1 스위칭 페어 및 상기 제2 스위칭 페어 및 VDD 사이에 연결된 로드 임피던스부를 포함하는 싱글 밸런스 믹서인 것을 특징으로 하는 직접 변환 수신기.
  18. 제17항에 있어서, 상기 RF 신호의 중심주파수는 상기 국부 발진 신호들의 주파수와 실질적으로 동일한 것을 특징으로 하는 직접 변환 수신기.
  19. 제16항에 있어서, 상기 제1 믹서 또는 제2 믹서는,
    제1 국부 발진 신호 및 제2 국부 발진 신호를 입력으로 가지는 제1 스위칭 페어;
    상기 제3 국부 발진 신호 및 상기 제4 국부 발진 신호를 입력으로 가지는 제2 스위칭 페어;
    상기 제3 국부 발진 신호 및 제4 국부 발진 신호를 입력으로 가지는 제3 스위칭 페어;
    상기 제1 국부 발진 신호 및 제2 국부 발진 신호를 입력으로 가지는 제4 스위칭 페어;
    상기 제1 스위칭 페어, 상기 제2 스위칭 페어, 상기 제3 스위칭 페어 및 상기 제4 스위칭 페어에 공통으로 연결되고 상기 수신된 RF 신호의 차동 신호를 입력으로 가지는 트랜스컨덕팅 스테이지; 및
    상기 제1 스위칭 페어, 제2 스위칭 페어, 제3 스위칭 페어, 제4 스위칭 페어 및 VDD 사이에 연결된 로드 임피던스부를 포함하는 더블 밸런스 믹서인 것을 특징으로 하는 직접 변환 수신기.
  20. 제19항에 있어서, 상기 RF 신호의 중심주파수는 상기 국부 발진 신호들의 주파수와 실질적으로 동일한 것을 특징으로 하는 직접 변환 수신기.
  21. 국부 발진 신호의 위상을 변환하기 위한 이상기;
    동위상 성분의 기저대역 신호를 입력으로 가지는 제1 기저대역 신호 처리부;
    상기 제1 기저대역 신호 처리부의 출력을 입력으로 가지고, 상기 이상기의 출력 신호를 이용하여 RF 신호로 제1 상향 변환하기 위한 제1 믹서;
    직교위상 성분의 기저대역 신호를 입력으로 가지는 제2 기저대역 신호 처리부;
    상기 제2 기저대역 신호 처리부의 출력을 입력으로 가지고, 상기 이상기의 출력 신호를 이용하여 상기 RF 신호로 제2 상향 변환하기 위한 제2 믹서를 포함하는 직접 변환 송신기.
  22. 제21항에 있어서, 상기 이상기는,
    상기 국부 발진 신호와 동일한 위상을 가진 제1 국부 발진 신호;
    상기 제1 국부 발진 신호와 90°의 위상차를 가지는 제2 국부 발진 신호;
    상기 제1 국부 발진 신호와 180°의 위상차를 가지는 제3 국부 발진 신호; 및
    상기 제2 국부 발진 신호와 180°의 위상차를 가지는 제4 국부 발진 신호를 출력하는 것을 특징으로 하는 직접 변환 송신기.
  23. 제22항에 있어서, 상기 제1 믹서 또는 제2 믹서는,
    상기 제1 국부 발진 신호 및 상기 제2 국부 발진 신호를 입력으로 가지는 제1 스위칭 페어;
    상기 제3 국부 발진 신호 및 상기 제4 국부 발진 신호를 입력으로 가지는 제2 스위칭 페어;
    상기 제1 스위칭 페어 및 상기 제2 스위칭 페어에 공통으로 연결되고 상기 제1 기저대역 신호 처리부의 출력 또는 상기 제2 기저대역 신호 처리부의 출력을 입력으로 가지는 트랜스컨덕팅 스테이지; 및
    상기 제1 스위칭 페어 및 상기 제2 스위칭 페어 및 VDD 사이에 연결된 로드 임피던스부를 포함하는 싱글 밸런스 믹서인 것을 특징으로 하는 직접 변환 송신기.
  24. 제23항에 있어서, 상기 RF 신호의 중심주파수는 상기 국부 발진 신호들의 주파수와 실질적으로 동일한 것을 특징으로 하는 직접 변환 송신기.
  25. 제22항에 있어서, 상기 제1 믹서 또는 제2 믹서는,
    제1 국부 발진 신호 및 제2 국부 발진 신호를 입력으로 가지는 제1 스위칭 페어;
    상기 제3 국부 발진 신호 및 상기 제4 국부 발진 신호를 입력으로 가지는 제2 스위칭 페어;
    상기 제3 국부 발진 신호 및 제4 국부 발진 신호를 입력으로 가지는 제3 스위칭 페어;
    상기 제1 국부 발진 신호 및 제2 국부 발진 신호를 입력으로 가지는 제4 스위칭 페어;
    상기 제1 스위칭 페어, 상기 제2 스위칭 페어, 상기 제3 스위칭 페어 및 상기 제4 스위칭 페어에 공통으로 연결되고 상기 제1 기저대역 신호 처리부의 출력 또는 상기 제2 기저대역 신호 처리부의 출력을 입력으로 가지는 트랜스컨덕팅 스테이지; 및
    상기 제1 스위칭 페어, 제2 스위칭 페어, 제3 스위칭 페어, 제4 스위칭 페어 및 VDD 사이에 연결된 로드 임피던스부를 포함하는 더블 밸런스 믹서인 것을 특징으로 하는 직접 변환 송신기.
  26. 제25항에 있어서, 상기 RF 신호의 중심 주파수는 상기 국부 발진 신호들의 주파수와 실질적으로 동일한 것을 특징으로 하는 직접 변환 송신기.
KR10-2004-0005995A 2004-01-30 2004-01-30 2차 혼변조 왜곡을 제거하기 위한 직접 변환용 믹서 회로및 이를 이용한 직접 변환 송수신기 KR100519876B1 (ko)

Priority Applications (6)

Application Number Priority Date Filing Date Title
KR10-2004-0005995A KR100519876B1 (ko) 2004-01-30 2004-01-30 2차 혼변조 왜곡을 제거하기 위한 직접 변환용 믹서 회로및 이를 이용한 직접 변환 송수신기
US11/038,361 US7457606B2 (en) 2004-01-30 2005-01-19 Mixer circuit for direct conversion transceiver with improved IP2
TW094102295A TWI348814B (en) 2004-01-30 2005-01-26 Mixer circuit for direct conversion transceiver with improved ip2
CNB2005100697929A CN100502229C (zh) 2004-01-30 2005-01-31 具有改良二阶截取点的用于直接转换收发器的混频器电路
EP05250511A EP1560326B1 (en) 2004-01-30 2005-01-31 Mixer circuit for direct conversion transceiver with improved second intermodulation product
DE602005009875T DE602005009875D1 (de) 2004-01-30 2005-01-31 Mischerschaltung für einen Transceiver mit Direktkonversion und verbessertem zweitem Intermodulationsprosdukt

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
KR10-2004-0005995A KR100519876B1 (ko) 2004-01-30 2004-01-30 2차 혼변조 왜곡을 제거하기 위한 직접 변환용 믹서 회로및 이를 이용한 직접 변환 송수신기

Publications (2)

Publication Number Publication Date
KR20050077982A KR20050077982A (ko) 2005-08-04
KR100519876B1 true KR100519876B1 (ko) 2005-10-10

Family

ID=34651536

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
KR10-2004-0005995A KR100519876B1 (ko) 2004-01-30 2004-01-30 2차 혼변조 왜곡을 제거하기 위한 직접 변환용 믹서 회로및 이를 이용한 직접 변환 송수신기

Country Status (6)

Country Link
US (1) US7457606B2 (ko)
EP (1) EP1560326B1 (ko)
KR (1) KR100519876B1 (ko)
CN (1) CN100502229C (ko)
DE (1) DE602005009875D1 (ko)
TW (1) TWI348814B (ko)

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US8000676B2 (en) 2006-11-22 2011-08-16 Samsung Electronics Co., Ltd. Second intercept point (IP2) calibrator and method for calibrating IP2

Families Citing this family (66)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US7031687B2 (en) * 2001-04-18 2006-04-18 Nokia Corporation Balanced circuit arrangement and method for linearizing such an arrangement
US6897700B1 (en) * 2003-03-21 2005-05-24 Applied Micro Circuits Corporation Amplifier with digital DC offset cancellation feature
US7386290B2 (en) * 2004-07-30 2008-06-10 Broadcom Corporation RX dual-band mixer
US7403048B2 (en) * 2005-06-01 2008-07-22 Wilinx Corporation Divider circuits and methods using in-phase and quadrature signals
US8050649B2 (en) * 2005-08-30 2011-11-01 Qualcomm Incorporated Downconversion mixer with IM2 cancellation
US20070060087A1 (en) * 2005-09-10 2007-03-15 Zhaofeng Zhang Low noise high linearity downconverting mixer
KR100717964B1 (ko) * 2005-09-13 2007-05-14 전자부품연구원 전류 혼합 방식을 이용한 ｉ/ｑ 변조기 및 이를 이용한직접 변환 방식 무선 통신 송신기
US7729682B2 (en) * 2005-09-28 2010-06-01 Sigmatel, Inc. Receiver and methods for use therewith
US20070082648A1 (en) * 2005-10-06 2007-04-12 Staccato Communications, Inc. Powering down inphase or quadrature related components
US7904036B2 (en) * 2005-12-02 2011-03-08 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Modulation method and apparatus
US7542751B2 (en) * 2005-12-12 2009-06-02 Mediatek Inc. Down-converter and calibration method thereof
US7890076B2 (en) * 2005-12-15 2011-02-15 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Mixer circuit and method
US8130871B2 (en) * 2006-01-09 2012-03-06 Sigmatel, Inc. Integrated circuit having radio receiver and methods for use therewith
US20070224964A1 (en) * 2006-03-22 2007-09-27 Samsung Electro-Mechanics Co., Ltd. Sub-harmonic frequency conversion device
US7620381B2 (en) * 2006-05-21 2009-11-17 Realtek Semiconductor Corp. Tri-state chopper for frequency conversion
KR101284943B1 (ko) * 2006-06-30 2013-07-10 엘지디스플레이 주식회사 몰드의 제조방법
US8081947B2 (en) * 2006-12-06 2011-12-20 Broadcom Corporation Method and system for configurable active/passive mixer and shared GM stage
KR100825813B1 (ko) 2007-05-08 2008-04-29 삼성전자주식회사 직접 변환 수신기에 사용되는 믹서
US20080318544A1 (en) * 2007-06-20 2008-12-25 Hong Kong Applied Science and Technology Research Institute Company Limited Frequency mixer
US8538366B2 (en) * 2007-06-29 2013-09-17 Silicon Laboratories Inc Rotating harmonic rejection mixer
US7860480B2 (en) 2007-06-29 2010-12-28 Silicon Laboratories Inc. Method and apparatus for controlling a harmonic rejection mixer
JP4393544B2 (ja) * 2007-09-14 2010-01-06 株式会社東芝 ミキサ回路及びこれを用いた無線通信装置
TWI365601B (en) * 2007-09-27 2012-06-01 Mstar Semiconductor Inc High linearity mixer with programmable gain and associated transconductor
US8008988B1 (en) 2008-02-20 2011-08-30 Triquint Semiconductor, Inc. Radio frequency switch with improved intermodulation distortion through use of feed forward capacitor
JP5056533B2 (ja) * 2008-03-28 2012-10-24 富士通株式会社 ミキサ回路
US8099070B2 (en) 2008-04-23 2012-01-17 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Passive mixer and four phase clocking method and apparatus
US8433277B2 (en) 2008-04-23 2013-04-30 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Passive mixer and four-phase clocking method and apparatus
US7945230B2 (en) * 2008-05-09 2011-05-17 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Time-multiplexed common mode feedback for passive quadrature RF mixers
JP5104561B2 (ja) * 2008-06-05 2012-12-19 富士通株式会社 直交信号出力回路
US8260227B2 (en) * 2008-06-10 2012-09-04 Mediatek Inc. Direct conversion receiver and DC offset concellation method
US8095103B2 (en) * 2008-08-01 2012-01-10 Qualcomm Incorporated Upconverter and downconverter with switched transconductance and LO masking
US8571510B2 (en) * 2008-08-18 2013-10-29 Qualcomm Incorporated High linearity low noise receiver with load switching
CN101741346B (zh) * 2008-11-19 2012-06-20 中国科学院微电子研究所 用于实现零极点型高阶滤波器的跨导-电容双二阶单元
TWI392222B (zh) * 2009-02-27 2013-04-01 Mstar Semiconductor Inc 可提高信號品質之混頻器
CN102428653B (zh) 2009-03-17 2014-11-26 天工方案公司 无表面声波、无低噪声放大器的低噪声接收器
US8432211B2 (en) * 2009-07-02 2013-04-30 Qualcomm Incorporated Mixer-transconductance interface
US9124346B2 (en) * 2009-12-11 2015-09-01 Nitero Pty Limited Switching gates mixer
KR20130026218A (ko) * 2011-09-05 2013-03-13 삼성전기주식회사 홀 플레이트 스위칭 시스템
EP2573936A1 (en) * 2011-09-23 2013-03-27 Telefonaktiebolaget LM Ericsson (publ) Mixer unit
WO2013060376A1 (en) * 2011-10-27 2013-05-02 Freescale Semiconductor, Inc. Receiver circuit, phased-array receiver and radar system
RU2754793C1 (ru) * 2011-11-22 2021-09-07 ООО Научно-производственное предприятие "Новые Технологии Телекоммуникаций" Устройство для селекции и преобразования частоты модулированных радиосигналов
CN102523009A (zh) * 2011-12-30 2012-06-27 广州市广晟微电子有限公司 一种低噪声混频器及发射机
CN102522955A (zh) * 2011-12-31 2012-06-27 东南大学 一种混频器
US8571512B2 (en) 2012-01-05 2013-10-29 Silicon Laboratories Inc. Implementing a passive rotating harmonic rejection mixer (RHRM) for a TV tuner in an integrated circuit
US9246722B2 (en) * 2012-03-20 2016-01-26 Intel Deutschland Gmbh Device for providing a differential output signal and method for providing a differential output signal
US8704582B2 (en) * 2012-03-30 2014-04-22 Mediatek Singapore Pte. Ltd. High linearity mixer using a 33% duty cycle clock for unwanted harmonic suppression
EP2654202B1 (en) 2012-04-19 2020-01-01 Telefonaktiebolaget LM Ericsson (publ) Harmonic Rejection Mixer Arrangement
US9595924B2 (en) 2012-08-03 2017-03-14 Broadcom Corporation Calibration for power amplifier predistortion
CN103684268B (zh) * 2012-09-18 2017-07-11 北京中电华大电子设计有限责任公司 一种低功耗高线性度的增益可控有源正交混频器
EP2779510B1 (en) 2013-03-15 2018-10-31 BlackBerry Limited Statistical weighting and adjustment of state variables in a radio
US8811538B1 (en) 2013-03-15 2014-08-19 Blackberry Limited IQ error correction
US8942656B2 (en) 2013-03-15 2015-01-27 Blackberry Limited Reduction of second order distortion in real time
US9197279B2 (en) 2013-03-15 2015-11-24 Blackberry Limited Estimation and reduction of second order distortion in real time
US8983486B2 (en) 2013-03-15 2015-03-17 Blackberry Limited Statistical weighting and adjustment of state variables in a radio
US9263990B2 (en) * 2013-05-21 2016-02-16 Qualcomm Incorporated Impedance transformer for use with a quadrature passive CMOS mixer
US9543897B2 (en) * 2015-02-13 2017-01-10 Qualcomm Incorporated Fully I/Q balanced quadrature radio frequency mixer with low noise and low conversion loss
US9391651B1 (en) * 2015-04-07 2016-07-12 Qualcomm Incorporated Amplifier with reduced harmonic distortion
US10044321B2 (en) * 2016-08-02 2018-08-07 Samsung Electronics Co., Ltd System and method for linearizing a transmitter by rejecting harmonics at mixer output
CN106603014B (zh) * 2016-12-28 2023-07-25 杭州迦美信芯通讯技术有限公司 一种电压模式无源混频器
CN107896093B (zh) * 2017-09-30 2020-04-24 天津大学 一种低噪声低功耗高增益混频器
CN108832946B (zh) * 2018-07-17 2020-03-24 深圳骏通微集成电路设计有限公司 一种射频接收电路和射频接收机
KR102353772B1 (ko) * 2019-05-21 2022-01-19 전북대학교산학협력단 디지털 제어 신호에 따라 서브-하모닉 모드 및 이중-평형 모드를 선택적으로 지원하는 주파수 혼합기
KR102338073B1 (ko) * 2019-10-11 2021-12-10 충남대학교 산학협력단 2차 비선형성 개선을 위한 수동 믹서 및 주파수 변환기
KR102347261B1 (ko) * 2019-12-31 2022-01-07 충남대학교산학협력단 주파수 선택적 특성을 갖는 이중 평형 주파수 변환 믹서
KR102566968B1 (ko) * 2022-02-16 2023-08-14 한국과학기술원 단일 믹서를 구비한 무선 송수신기
CN114785287B (zh) * 2022-06-17 2022-09-20 成都旋极星源信息技术有限公司 一种发射机电路与电子设备

Family Cites Families (19)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5710522A (en) * 1996-07-15 1998-01-20 Pass Laboratories, Inc. Amplifier having an active current source
GB2321352B (en) 1997-01-11 2001-04-04 Plessey Semiconductors Ltd Image reject mixer
GB2325102B (en) * 1997-05-09 2001-10-10 Nokia Mobile Phones Ltd Down conversion mixer
US6029059A (en) * 1997-06-30 2000-02-22 Lucent Technologies, Inc. Quadrature mixer method and apparatus
GB2331193B (en) * 1997-11-07 2001-07-11 Plessey Semiconductors Ltd Image reject mixer arrangements
JPH11220506A (ja) * 1997-11-25 1999-08-10 Fujitsu Ltd 変調用ミキサ及び直交変調器
JP2000151286A (ja) 1998-11-10 2000-05-30 Mitsubishi Electric Corp ダイレクトコンバージョン受信機
US6587678B1 (en) * 1999-03-02 2003-07-01 Skyworks Solutions, Inc. Direct conversion receiver employing subharmonic frequency translator architecture and related preprocessor
US6393266B1 (en) * 1999-03-02 2002-05-21 Conexant Systems, Inc. Preprocessor and related frequency translator
US6529721B1 (en) * 1999-06-04 2003-03-04 Infineon Technologies North America Corp. Low-noise mixer and method
JP3510556B2 (ja) * 2000-03-30 2004-03-29 Ｎｅｃ化合物デバイス株式会社 イメージリジェクションミキサ及びそれを用いた受信機
US6348830B1 (en) * 2000-05-08 2002-02-19 The Regents Of The University Of Michigan Subharmonic double-balanced mixer
EP1184971A1 (en) * 2000-08-17 2002-03-06 Motorola, Inc. Switching mixer
US6711397B1 (en) * 2000-11-20 2004-03-23 Ami Semiconductor, Inc. Structures and methods for direct conversion from radio frequency modulated signals to baseband signals
US7035615B2 (en) * 2001-02-20 2006-04-25 Integrant Technologies Inc. Mixer circuit having improved even order noise, DC offset, and linearity characteristic
KR100390544B1 (ko) 2001-02-20 2003-07-04 인티그런트 테크놀로지즈(주) 디씨 오프셋 및 선형성이 향상된 하모닉 믹서 회로
US6404263B1 (en) * 2001-07-11 2002-06-11 International Business Machines Corporation Mixer having compensation for harmonics of local oscillator signal
JP2003060441A (ja) * 2001-08-10 2003-02-28 Toshiba Corp ダブルバランスミキサー回路とそれを用いた直交復調回路
US7130604B1 (en) * 2002-06-06 2006-10-31 National Semiconductor Corporation Harmonic rejection mixer and method of operation

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US8000676B2 (en) 2006-11-22 2011-08-16 Samsung Electronics Co., Ltd. Second intercept point (IP2) calibrator and method for calibrating IP2

Also Published As

Publication number Publication date
CN100502229C (zh) 2009-06-17
DE602005009875D1 (de) 2008-11-06
US20050170806A1 (en) 2005-08-04
EP1560326B1 (en) 2008-09-24
TW200525878A (en) 2005-08-01
CN1722609A (zh) 2006-01-18
KR20050077982A (ko) 2005-08-04
TWI348814B (en) 2011-09-11
EP1560326A1 (en) 2005-08-03
US7457606B2 (en) 2008-11-25

Similar Documents

Publication Publication Date Title
KR100519876B1 (ko) 2차 혼변조 왜곡을 제거하기 위한 직접 변환용 믹서 회로및 이를 이용한 직접 변환 송수신기
US7120414B2 (en) Circuit and method for receiving and mixing radio frequencies in a direct conversion receiver
EP2294700B1 (en) Single ended multiband feedback linearized rf amplifier and mixer with dc-offset and im2 suppression feedback loop
JP4657839B2 (ja) 適応バイアス型ミクサ
JP4616093B2 (ja) Ｒｆ受信器ミスマッチ校正システム及び方法
US9209910B2 (en) Blocker filtering for noise-cancelling receiver
US8010074B2 (en) Mixer circuits for second order intercept point calibration
US7945230B2 (en) Time-multiplexed common mode feedback for passive quadrature RF mixers
KR100629621B1 (ko) 위상을 조절하여 선형성을 보정하는 주파수 혼합방법 및주파수 혼합장치
US20030119474A1 (en) Quadrature mixer circuit including three-input local mixers
US7266357B2 (en) Reduced local oscillator feedthrough quadrature image reject mixer
TWI636659B (zh) 混頻器裝置
US10855226B1 (en) Quadrature passive mixer and frequency down converter for enhancing IIP2
JP4478451B2 (ja) 高調波ミクサ
KR101280212B1 (ko) 다운컨버팅 믹서
EP1698048B1 (en) Mixer with feedback
CN110945781A (zh) 具有对称边带增益的单平衡电压模式无源混频器
KR100677146B1 (ko) Ｉ／ｑ 직교 복조기
US6970687B1 (en) Mixer
Spiridon et al. Defining the Optimal Architecture
Carrera Design methodology for image-reject low-power receivers for wireless communications

Legal Events

Date Code Title Description
A201 Request for examination
E701 Decision to grant or registration of patent right
GRNT Written decision to grant
FPAY Annual fee payment

Payment date: 20080904

Year of fee payment: 4

LAPS Lapse due to unpaid annual fee