JP4393544B2

JP4393544B2 - ミキサ回路及びこれを用いた無線通信装置

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Publication number: JP4393544B2
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Inventors: 敏也三友; 理渡辺
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Priority date: 2007-09-14
Filing date: 2007-09-14
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Description

この発明は、周波数変換、直交変調及び直交復調などに用いられるミキサ回路及びこれを用いた無線通信装置に関する。

周波数変換器などに用いられるミキサ回路の一つとして、バランス型ミキサが知られている。特許文献１には、スイッチング段の共通ソース端子に、低周波信号電流は通し、高周波の入力信号周波数近傍の信号電流はほとんど通さないようなインピーダンス素子が接続されたバランス型ミキサが示されている。

一方、非特許文献１によると、バランス型ミキサのスイッチング段の共通ソース端子に入力トランジスタが接続されると共に、上記のインピーダンス素子に相当するインダクタの一端が接続され、インダクタの他端はキャパシタ及び電流源に接続されている。インダクタの値は、共通ソース端子とグラウンド間の寄生容量とインダクタが並列共振を生じるように選択される。

このようにインダクタと寄生容量とが並列共振を生じると、入力トランジスタで発生した高周波電流信号は寄生容量にほとんど分流されずにスイッチング段に入力されるため、ミキサ回路は高い利得が得られる。さらに、インダクタの他端に接続された電流源によってスイッチング段に流れる電流が制限されるため、スイッチング段のトランジスタで発生する熱雑音及びフリッカ雑音が低減される。また、負荷抵抗による電圧降下を減らすことにより、低電源電圧動作を可能としている。
米国特許第６，７４８，２０４号明細書 Behzad Razavi "A 60-GHz CMOS Receiver Front-End,"IEEE Journal of Solid-State Circuits, Volume 41, Issue 1, pp 17-22.

特許文献１の回路を利用して差動入力信号に対して動作可能なダブルバランス型ミキサを実現する場合、特許文献１における入力段回路及びスイッチング段をそれぞれ２つに増やすことで対応できる。しかしながら、２つになった入力段回路におけるＤＣオフセット、偶数次歪の発生及び外部からの信号漏洩等による同相信号成分の入力があった場合、ＤＣオフセット、雑音及び歪特性が劣化してしまうという問題が発生する。

この発明は、同相信号成分による特性劣化の少ないダブルバランス型のミキサ回路及びこれを用いた無線通信装置を提供することを目的とする。

本発明の一観点によると、第１入力端子及び第２入力端子に入力される正相入力電圧信号及び逆相入力電圧信号を正相電流信号及び逆相電流信号に変換する電圧−電流変換器と；前記正相電流信号及び逆相電流信号を受ける第１共通端子及び第２共通端子と正相ローカル信号及び逆相ローカル信号を受ける第１ローカル端子及び第２ローカル端子を有し、前記正相電流信号及び逆相電流信号を前記正相ローカル信号及び逆相ローカル信号に応じてスイッチングして正相出力電流信号及び逆相出力電流信号を生成するスイッチング回路と；前記第１共通端子と前記第２共通端子との間に接続され、前記正相電流信号及び逆相電流信号間の差動信号成分に対して相対的に高いインピーダンスを持ち、前記正相電流信号及び逆相電流信号間の同相信号成分に対して相対的に低いインピーダンスを持つインピーダンス素子と；を具備するミキサ回路が提供される。

本発明によれば、スイッチング回路の共通端子間に接続されるインピーダンス素子によって、ダブルバランス型ミキサ回路における同相信号成分による特性劣化を効果的に低減することができる。

以下、図面を参照しながら本発明の実施の形態について説明する。
（第１の実施形態）
図１は、本発明の基本的な第１の実施形態に従うダブルバランス型ミキサ回路を示している。このミキサ回路では、高周波の差動入力電圧信号、すなわち第１及び第２入力端子Vin1及びVin2に入力される正相入力電圧信号及び逆相入力電圧信号と、差動ローカル信号、すなわち第１及び第２ローカル端子LOin1及びLOin2に入力される正相ローカル信号および逆相ローカル信号との乗算が行われる。これにより、出力端子Out1及びOut2から上記乗算の結果に対応する正相出力信号及び逆相出力信号が出力される。

入力端子Vin1及びVin2からの正相入力電圧信号及び逆相入力電圧信号は、入力段の電圧−電流変換器１０１によって差動電流信号、すなわち正相電流信号及び逆相電流信号に変換される。電圧−電流変換器１０１からの正相電流信号及び逆相電流信号はスイッチング回路１０２の２つの共通端子Ｎ１及びＮ２に与えられる。

スイッチング回路１０２は、ＭＯＳトランジスタＭ２１，Ｍ２２，Ｍ２３及びＭ２４による２組の差動対を有し、トランジスタＭ２１及びＭ２２の共通ソース端子及びトランジスタＭ２３及びＭ２４の共通ソース端子は共通端子Ｎ１及びＮ２に接続される。トランジスタＭ２１及びＭ２４のゲート端子は第１ローカル端子LOin1に接続され、トランジスタＭ２２及びＭ２３のゲート端子は第２ローカル端子LOin2に接続される。トランジスタＭ２１及びＭ２３のドレイン端子は負荷回路１０３に接続されると共に、第１出力端子Out1に接続され、トランジスタＭ２２及びＭ２４のドレイン端子は負荷回路１０３に接続されると共に、第２の出力端子Out2に接続される。

スイッチング回路１０２では、電圧−電流変換器１０１からの正相電流信号及び逆相電流信号がローカル端子LOin1及びLOin2からの正相ローカル信号及び逆相ローカル信号に応じてスイッチングされることにより、差動出力電流信号、すなわち正相出力電流信号及び逆相出力電流信号が生成される。生成された正相出力電流信号及び逆相出力電流信号は、負荷回路１０３によって電圧信号に変換された後、あるいは電流信号のまま出力端子Out1及びOut2から差動出力信号、すなわち正相出力信号及び逆相出力信号として出力される。図１ではスイッチング回路１０２はＭＯＳトランジスタによって実現されているが、バイポーラトランジスタその他の素子によって実現されてもよい。

スイッチング回路１０２の共通端子Ｎ１及びＮ２間に、インピーダンス素子１０４が接続される。インピーダンス素子１０４は、端子Ｎ１及びＮ２から見て、差動電流信号に対しては高いインピーダンスを持ち、同相電流信号に対しては非常に低いインピーダンスを持つ。すなわち、インピーダンス素子１０４は電圧−電流変換器１０１からの正相電流信号及び逆相電流信号間の差動信号成分に対して相対的に高いインピーダンスを持ち、正相電流信号及び逆相電流信号間の同相信号成分に対して相対的に低いインピーダンスを持っている。このようなインピーダンス素子１０４の働きにより、電圧−電流変換器１０１で発生する同相信号入力によるミキサ回路の特性劣化を低減できる。

次に、図１のミキサ回路の基本動作を説明する。
入力端子Vin1及びVin2から高周波の差動入力信号電圧は、入力段の電圧−電流変換器１０１によって差動電流信号に変換され、スイッチング回路１０２に入力される。スイッチング回路１０２では、ローカル端子LOin1及びLOin2から入力される差動ローカル信号によって電圧−電流変換器１０１からの差動電流信号がスイッチングされ、低周波に周波数変換された差動出力電流信号が生成される。

スイッチング回路１０２からの差動出力電流信号は、電圧入力回路が接続された場合には負荷回路１０３によって電流−電圧変換が施されることにより、出力端子Out1及びOutへ電圧信号の差動出力信号として伝達され、出力端子Out1及びOut2から次段回路へ入力される。一方、出力端子Out1及びOut2に次段回路として例えば電流−電圧変換器等の電流入力回路が接続される場合には、スイッチング回路１０２からの差動出力電流信号は電流信号のまま、次段回路の入力インピーダンスより高いインピーダンスで出力端子Out1及びOut2から次段回路に入力される。さらに、負荷回路１０３はどちらの場合であっても次段回路の動作点を与える役割も持つことは言うまでもない。

入力段の電圧−電流変換器１０１から出力される差動電流信号である同相電流信号及び逆相電流信号間には、本来望まれる差動信号成分に加えて、同相信号成分も含まれる。この同相電流成分は、電圧−電流変換器１０１でのＤＣオフセット、偶数次歪の発生、あるいは入力端子Vin1及びVin2からの差動入力電圧信号に含まれる同相信号成分等に起因する。

ここで、インピーダンス素子１０４は前述のように同相信号成分に対し低いインピーダンスを持つため、同相信号成分のほとんどはインピーダンス素子１０４に伝達され、スイッチング回路１０２には入力されない。一方、インピーダンス素子１０４は差動信号成分に対しては高インピーダンスを持つため、差動信号成分はほとんど全てがスイッチング回路１０２に入力されるため、正常に周波数変換が行われる。

このように図１のミキサ回路では、入力段の電圧−電流変換器１０１により発生した同相信号成分がスイッチング回路１０２以降に伝わることによる特性劣化を大幅に抑圧することが可能となる。

（第２の実施形態）
次に、図１のミキサ回路をより具体化した第２の実施形態について図２、図３及び図４を用いて説明する。図２に示すミキサ回路では、図１に示した入力段の電圧−電流変換器１０１と負荷回路１０３及びインピーダンス素子１０４が具体的に示されている。

電圧−電流変換器１０１は２つのＭＯＳトランジスタＭ１１及びＭ１２を有し、Ｍ１１及びＭ１２のゲート端子は入力端子Vin1及びVin2に接続され、Ｍ１１及びＭ１２の共通ソース端子はグラウンドＧＮＤに接続され、Ｍ１１及びＭ１２のドレイン端子は共通端子Ｎ１及びＮ２に接続される。負荷回路１０３は、出力端子Out1及びOut2と電源Ｖdd間に接続された２つの負荷素子１０３Ａ及び１０３Ｂを含む。負荷素子１０３Ａ及び１０３Ｂには、例えば抵抗素子またはトランジスタが用いられる。

一方、インピーダンス素子１０４は伝送線路１０５を含み、伝送線路１０５はスイッチング回路１０２の共通端子Ｎ１及びＮ２間に接続される。伝送線路１０５は、ミキサ回路の使用周波数、すなわち入力端子Vin1及びVin2に入力される差動入力信号電圧の周波数において、波長（以下、使用波長という）の略４分の１の長さを有する。あるいは、伝送線路１０５はミキサ回路の使用周波数、すなわち入力端子Vin1及びVin2に入力される差動入力信号電圧の周波数において、スイッチング回路１０２の共通端子Ｎ１及びＮ２に存在する寄生容量（入力段の電圧−電流変換器１０１とスイッチング回路１０２との間に存在する寄生容量）Ｃｐと並列共振を生じるようなインダクタンスを有するように長さが設定される。

本実施形態では、さらにスイッチング回路１０２の共通端子Ｎ１及びＮ２に電流源１１１及び１１２の一端が接続され、電流源１１１及び１１２の他端は電源Ｖddまたは他の電圧源に接続される。電流源１１１及び１１２は、抵抗またはトランジスタを用いて実現される。より詳しくは、電流源１１１及び１１２の電流値は、０より大きく、かつ電流源１１１及び１１２が接続されない状態でのスイッチング回路１０２の各トランジスタＭ２１、Ｍ２２、Ｍ２３及びＭ２４を流れる電流の２倍以下に選ばれる。

図２のミキサ回路の基本動作は、図１のミキサ回路と同様である。本実施形態では、次のような原理でインピーダンス素子１０４である伝送線路１０５が電圧−電流変換器１０１からの正相電流信号及び逆相電流信号間の差動信号成分に対して相対的に高いインピーダンスを持ち、正相電流信号及び逆相電流信号間の同相信号成分に対して相対的に低いインピーダンスを持つ。

前述したように、入力段の電圧−電流変換器１０１から出力される差動電流信号である同相電流信号及び逆相電流信号間には、本来望まれる差動信号成分に加えて、電圧−電流変換器１０１でのＤＣオフセット、偶数次歪など高調波歪の発生、あるいは入力端子Vin1及びVin2からの差動入力電圧信号に含まれる同相信号成分等に起因する同相信号成分が含まれる。

このとき、伝送線路１０５は差動信号成分に対しては図３（ａ）に示すように中点が仮想的にグラウンドＧＮＤの電位となるため、図３（ｂ）及び図３（ｃ）に示すように２つのショートスタブとして見える。ショートスタブは長さが信号波長の４分の１である場合には、周知のようにインピーダンスは非常に高くなる。従って、差動信号成分は伝送線路１０５には分流されず、差動信号成分のほぼ全てはスイッチング回路１０２及び寄生容量Ｃｐに入力される。

また、ここで伝送線路１０５が使用周波数において寄生容量Ｃｐと共振する条件である場合、差動信号成分に対して寄生容量Ｃｐと伝送線路１０５の合成インピーダンスが非常に高くなるため、差動信号成分のほぼ全てはスイッチング回路１０２に伝達される。従って、寄生容量Ｃｐに差動信号成分が分流されることによる利得劣化を大きく改善することも可能となる。

一方、伝送線路１０５は同相信号成分に対しては図４（ａ）に示すようになり、図４（ｂ）に示すようにオープンスタブとして見える。オープンスタブが信号波長の４分の１の場合、周知のようにインピーダンスがほぼゼロとして見える。従って、同相信号成分のほとんどは伝送線路１０５を通ってグラウンドＧＮＤに伝達され、スイッチング回路１０２及び寄生容量Ｃｐには分流されない。

また、ここで伝送線路１０５が使用周波数において寄生容量Ｃｐと共振する条件である場合、同相信号成分に対して伝送線路１０５は大きな容量素子として見えるため、同相信号成分の多くは伝送線路１０５及び寄生容量Ｃｐに伝達され、スイッチング回路１０２に分流される同相信号成分は大きく抑圧される。

さらに、本実施形態では共通端子Ｎ１及びＮ２に電流源１１１及び１１２が接続されることにより、スイッチング回路１０２に流れるＤＣ電流は電流源１１１及び１１２がない場合に比べ減少する。従って、スイッチング回路１０２で発生する雑音及び負荷素子１０３Ａ及び１０３Ｂの電圧降下が低減され、さらにスイッチング回路１０２に入力されるローカル信号の振幅が低い状態でもスイッチング動作が可能となる。このように低雑音かつ低電源電圧下でも動作可能であり、なおかつ低振幅のローカル信号に対しても動作可能なミキサ回路を実現することができる。

このように本実施形態によれば、入力段の電圧−電流変換器１０１により発生した同相信号成分がスイッチング回路１０２以降に伝わることによる特性劣化を大幅に抑圧することが可能となり、なおかつ低雑音かつ低電源電圧下でも動作可能であり、なおかつ低振幅のローカル信号に対しても動作可能なミキサ回路を実現することができる。

（第３の実施形態）
図５は、本発明の第３の実施形態に従うミキサ回路を示しており、図１中に示したインピーダンス素子１０４として差動伝送線路１０６が用いられている。言い換えれば、図２中に示した単相の伝送線路１０５が差動伝送線路１０６に置き換えられている。差動伝送線路１０６は、図２中に示した伝送線路１０５と同様にＵ字型の形状を有しているが、対向する線路間の距離が伝送線路１０５に比較して小さく、同線路間の結合により同相信号成分に対する特性インピーダンスと差動信号成分に対する特性インピーダンス異なる値を示す。

このように本実施形態では差動伝送線路１０６の同相信号成分と差動信号成分に対して異なる特性インピーダンスを示す点以外、第２の実施形態と動作原理及び効果は同様であるため、これ以上の詳細な説明は省く。

（第４の実施形態）
図６は、本発明の第４の実施形態に従うミキサ回路であり、図１中に示したインピーダンス素子１０４として差動型インダクタ１０７が用いられている。言い換えれば、図２中に示した単相の伝送線路１０５が差動型インダクタ１０７に置き換えられている。差動型インダクタ１０７は中点端子を有し、中点端子の両側に互いに逆向きのコイルＬ１及びＬ２が配置される。さらに、差動型インダクタ１０７の中点端子と定電位点（ここではグラウンドＧＮＤ）との間にバイパスキャパシタ１０８が接続される。

差動型インダクタ１０７は、使用周波数においてスイッチング回路１０２及び共通端子Ｎ１及びＮ２の寄生容量Ｃｐのインピーダンスに比べ十分高いインピーダンスを有する。もしくは、差動型インダクタ１０７は寄生容量Ｃｐと並列共振を生じるような差動インピーダンスを得るインダクタンスを持つ。

図６のミキサ回路の基本動作は、図１のミキサ回路と同様である。本実施形態では、次のような原理でインピーダンス素子１０４である差動型インダクタ１０７が電圧−電流変換器１０１からの正相電流信号及び逆相電流信号間の差動信号成分に対して相対的に高いインピーダンスを持ち、正相電流信号及び逆相電流信号間の同相信号成分に対して相対的に低いインピーダンスを持つ。

前述したように、入力段の電圧−電流変換器１０１から出力される差動電流信号である同相電流信号及び逆相電流信号間には、本来望まれる差動信号成分に加えて、電圧−電流変換器１０１でのＤＣオフセット、偶数次歪の発生、あるいは入力端子Vin1及びVin2からの差動入力電圧信号に含まれる同相信号成分等に起因する同相信号成分が含まれる。

このとき、差動型インダクタ１０７のインダクタンスは差動信号成分に対して非常に大きく見えるため、差動型インダクタ１０７のインピーダンスは非常に高くなり、差動信号成分のほぼ全てがスイッチング回路１０２及び寄生容量Ｃｐに伝達される。

また、ここで差動型インダクタ１０７のインダクタンスが寄生容量と共振する条件であった場合、寄生容量Ｃｐと差動型インダクタ１０７との合成インピーダンスが非常に高くなるため、差動信号成分のほぼ全てがスイッチング回路１０２に伝達される。この効果により、寄生容量Ｃｐに差動信号成分が分流されることによる利得劣化を大きく改善することも可能となる。

一方、差動型インダクタ１０７は同相信号成分に対しては非常に小さいインダクタンスとして見えるので、同相信号成分のほぼ全てが差動型インダクタ１０７及びバイパスキャパシタ１０８を介してグラウンドＧＮＤに対して分流され、スイッチング回路１０２には伝達されない。

また、ここで差動型インダクタ１０７が使用周波数において寄生容量Ｃｐと共振する条件である場合、同相信号成分に対しては共振周波数が非常に高くなるため、同相信号成分の多くは差動型インダクタ１０７及び寄生容量Ｃｐを介してグラウンドＧＮＤに伝達され、スイッチング回路１０２に分流される同相信号成分は大きく抑圧される。

このように本実施形態によれば、入力段の電圧−電流変換器１０１により発生した同相信号成分がスイッチング回路１０２以降に伝わることによる特性劣化を大幅に抑圧することが可能となり、なおかつ低雑音かつ低電源電圧下でも動作可能であり、さらに低振幅のローカル信号に対しても動作可能なミキサ回路を実現することができる。

上述した第１〜第４の実施形態に従うミキサ回路は、例えばマイクロ波またはミリ波のような高周波信号を扱う無線通信装置のアナログフロントエンドシステムに適用が可能である。その場合、製造ばらつきや大信号入力による特性劣化を大きく抑圧することが可能となる。図７及び図８は、このような無線通信装置の一例の受信機及び送信機を示している。

（第５の実施形態）
図７に示す受信機において、アンテナ２０１によって受信されたＲＦ信号は、低雑音増幅器（ＬＮＡ）２０２により増幅された後、直交復調器２０３に入力され、互いに直交する２つの受信ベースバンド信号（Ｉ信号及びＱ信号）が生成される。受信ベースバンド信号は、フィルタ２０８及び２０９を経てアナログ−デジタル変換器とＤＳＰ（ディジタル・シグナルプロセッサ）を含むベースバンド処理部２１０によって処理され、元のデータ信号が復号・再生される。

直交復調器２０３は、ミキサ回路２０４及び２０５と９０°移相器２０６を有する。ローカル発振器２０７からの原ローカル信号は９０°移相器２０６に入力され、互いに直交する２つのローカル信号が生成される。これらの直交ローカル信号は、ミキサ回路２０４及び２０５のローカル端子にそれぞれ入力される。ミキサ回路２０４及び２０５の共通の入力端子には、受信ＲＦ信号が入力される。従って、ミキサ回路２０４及び２０５の出力端子から互いに直交する２つの受信ベースバンド信号が生成される。

（第６の実施形態）
一方、図８に示す送信機においては、ベースバンド信号処理部３０１によって送信すべきデータ信号に従って送信ベースバンド信号（Ｉ信号及びＱ信号）が生成される。送信ベースバンド信号は直交変調器３０２によって直交復調がなされることにより送信ＲＦ信号が生成される。送信ＲＦ信号はフィルタ３０７を介して電力増幅器（ＰＡ）３０８により増幅された後、アンテナ３０９から送信される。

直交変調器３０２は、ミキサ回路３０３及び３０４と９０°移相器３０５を有する。ローカル発振器３０６からの原ローカル信号は９０°移相器３０５に入力され、互いに直交する２つのローカル信号が生成される。これらの直交ローカル信号は、ミキサ回路３０３及び３０４のローカル端子にそれぞれ入力される。ミキサ回路３０３及び３０４の入力端子には、送信ベースバンド信号（Ｉ信号及びＱ信号）がそれぞれ入力される。ミキサ回路３０３及び３０４の出力信号は合成され、送信ＲＦ信号が生成される。

以上のような無線通信装置において、図７中に示すミキサ回路２０４及び２０５、図８中に示すミキサ回路３０３及び３０４に第１〜第４の実施形態で説明したミキサ回路を用いることができる。また、受信機に用いられるダウンコンバータ、及び送信機に用いられるアップコンバータのような周波数変換器にも第１〜第４の実施形態で説明したミキサ回路を用いることができる。

なお、本発明は上記実施形態そのままに限定されるものではなく、実施段階ではその要旨を逸脱しない範囲で構成要素を変形して具体化できる。また、上記実施形態に開示されている複数の構成要素の適宜な組み合わせにより、種々の発明を形成できる。例えば、実施形態に示される全構成要素から幾つかの構成要素を削除してもよい。さらに、異なる実施形態にわたる構成要素を適宜組み合わせてもよい。

本発明の第１の実施形態に従うミキサ回路を示す回路図本発明の第２の実施形態に従うミキサ回路を示す回路図図２中の伝送線路の差動信号成分に対する動作を模式的に示す図図２中の伝送線路の同相信号成分に対する動作を模式的に示す図本発明の第３の実施形態に従うミキサ回路を示す回路図本発明の第４の実施形態に従うミキサ回路を示す回路図本発明の第５の実施形態に従う受信機を示すブロック図本発明の第６の実施形態に従う送信機を示すブロック図

符号の説明

Vin1及びVin2・・・入力端子
LOin1及びLOin2・・・ローカル端子
Out1及びOut2・・・出力端子
１０１・・・電圧−電流変換器
１０２・・・スイッチング回路
１０３・・・負荷回路
１０４・・・インピーダンス素子
１０５・・・伝送線路
１０６・・・差動型伝送線路
１０７・・・差動型インダクタ
１０８・・・バイパスキャパシタ
１１１，１１２・・・電流源

Claims

第１入力端子及び第２入力端子に入力される正相入力電圧信号及び逆相入力電圧信号を正相電流信号及び逆相電流信号に変換する電圧−電流変換器と；
前記正相電流信号及び逆相電流信号を受ける第１共通端子及び第２共通端子と正相ローカル信号及び逆相ローカル信号を受ける第１ローカル端子及び第２ローカル端子を有し、前記正相電流信号及び逆相電流信号を前記正相ローカル信号及び逆相ローカル信号に応じてスイッチングして正相出力電流信号及び逆相出力電流信号を生成するスイッチング回路と；
前記第１共通端子と前記第２共通端子との間に接続され、前記正相電流信号及び逆相電流信号間の差動信号成分に対して相対的に高いインピーダンスを持ち、前記正相電流信号及び逆相電流信号間の同相信号成分に対して相対的に低いインピーダンスを持つインピーダンス素子と；を具備するミキサ回路。
前記第１共通端子及び第２共通端子にそれぞれ接続された第１電流源及び第２電流源をさらに具備する請求項１記載のミキサ回路。
前記インピーダンス素子は、前記正相入力電圧信号と前記逆相入力電圧信号との間の同相信号成分に対しては前記同相信号成分の波長の４分の１の長さを持つ１つのオープンスタブとして機能し、前記正相入力電圧信号と前記逆相入力電圧信号との間の差動信号成分に対しては前記差動信号成分の波長の４分の１の長さをそれぞれ持つ２つのショートスタブとして機能する伝送線路を含む請求項１または２のいずれか１項記載のミキサ回路。
前記インピーダンス素子は、前記正相入力電圧信号及び逆相入力電圧信号の周波数において前記第１共通端子及び第２共通端子に存在する寄生容量と共振を生じるインダクタンスを有する伝送線路を含む請求項１または２のいずれか１項記載のミキサ回路。
前記インピーダンス素子は、前記差動信号成分及び同相信号成分に対して異なる特性インピーダンスを持つ伝送線路を含む請求項１または２のいずれか１項記載のミキサ回路。
前記インピーダンス素子は、中点端子を有する差動型インダクタ及び前記中点端子と定電位点との間に接続されたキャパシタを含む請求項１または２のいずれか１項記載のミキサ回路。
前記差動型インダクタは、前記正相入力電圧信号及び逆相入力電圧信号の周波数において前記スイッチング回路に比べて十分に高いインピーダンスを有する請求項６記載のミキサ回路。
前記差動型インダクタは、前記正相入力電圧信号及び逆相入力電圧信号の周波数において前記第１共通端子及び第２共通端子に存在する寄生容量と共振を生じるインダクタンスを有する請求項６記載のミキサ回路。
前記正相出力電流信号及び逆相出力電流信号に対して電流−電圧変換を行って正相出力電圧信号及び逆相出力電圧信号を次段回路へ伝達する負荷回路をさらに具備する請求項１または２のいずれか１項記載のミキサ回路。
前記正相出力電流信号及び逆相出力電流信号を次段回路の入力インピーダンスより高いインピーダンスで前記次段回路へ伝達する負荷回路をさらに具備する請求項１または２のいずれか１項記載のミキサ回路。
請求項１または２のいずれか１項記載のミキサ回路を用いた周波数変換器、直交変調器及び直交復調器の少なくとも一つ含む無線通信装置。