TWI392222B - 可提高信號品質之混頻器 - Google Patents

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TWI392222B
TWI392222B TW098106350A TW98106350A TWI392222B TW I392222 B TWI392222 B TW I392222B TW 098106350 A TW098106350 A TW 098106350A TW 98106350 A TW98106350 A TW 98106350A TW I392222 B TWI392222 B TW I392222B
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Description

可提高信號品質之混頻器
本發明係有關於混頻器(mixer)，尤指一種可提高信號品質之混頻器。
在無線傳送器(wireless transmitter)或無線接收器(wireless receiver)中，混頻器是廣泛使用的頻率轉換元件。第1圖係顯示一典型之無線傳送器10，其可將基頻之傳送信號轉換為射頻的傳送訊號，以經由天線發射出去。無線傳送器10包含濾波器11與12、可程式增益放大器(programmable gain amplifier)13與14、混頻器15與16及功率放大器17。基頻的傳送信號，以基頻I傳送信號為例，經由濾波器11移除不需要的頻率成分後，再由可程式增益放大器13放大，接著送入混頻器15，藉由本地振盪器(local oscillator，圖未顯示)所產生之振盪信號LOI ，以轉換為射頻I信號；基頻Q傳送信號亦以類似方式轉換為射頻Q信號，連同射頻I信號送入功率放大器17進行放大，以便進行無線傳輸。
第2圖係顯示一典型之無線接收器20，其可將射頻之接收信號轉換為基頻的接收訊號，以便進行後續的信號處理。無線接收器20包含低雜訊放大器(low noise amplifier)21、混波器22與23、濾波器24與25及可程式增益放大器26與27。射頻的接收信號，經由低雜訊放大器21放大後，送入混頻器22與23，以分別藉由本地振 盪器(圖未顯示)所產生之振盪信號LOI 及LOQ ，轉換至基頻的頻率，再經由濾波器24與25移除不需要的頻率成分以及可程式增益放大器26與27放大後，即得到基頻I接收信號與基頻Q接收信號。在無線傳送器10與無線接收器20中，混頻器15、16與22、23所進行之頻率轉換攸關無線通信的信號品質。
第3圖係顯示習知的混頻器電路圖，其中，吉伯特混頻器(Gilbert mixer)30包含轉導電路(transconductor)31、開關電路(switch circuit)32及負載電路(load circuit)33。負載電路33包含負載331、332，負載331與332的一端耦接至一電壓源Vcc，負載331與332的另一端即為輸出端(Out)。開關電路32包含n型電晶體M3、M4、M5、M6。其中，電晶體M3與電晶體M5之汲極耦接到負載331的另一端，電晶體M4與電晶體M6之汲極耦接到負載332的另一端。再者，電晶體M3與電晶體M6之閘極相互耦接，電晶體M4與電晶體M5之閘極相互耦接，而電晶體M3與電晶體M4之閘極可接收一本地振盪信號LO。再者，電晶體M3與電晶體M4之源極相互耦接，並成為第一電流路徑；而電晶體M5與電晶體M6之源極相互耦接，並成為第二電流路徑。
轉導電路31包含n型電晶體M1與電晶體M2。其中，電晶體M1之汲極耦接到開關電路32的第一電流路徑，電晶體M2之汲極耦接到開關電路32的第二電流路徑。電晶體M1與電晶體M2之閘極可分別接收差動電壓信號Vin+ 與Vin- 。再者，電晶體M1與電晶體M2之源極 相互耦接。而電晶體M1之源極與一接地端之間耦接一n型電晶體MS，其閘極輸入一固定電壓以使電晶體MS可形成一電流源。
第4圖係顯示吉伯特混頻器30之相關信號的示意圖。轉導電路31可將輸入電壓信號Vin(即Vin+ -Vin- )轉換成為電流信號Ib。電流信號Ib流經開關電路32的第一電流路徑與第二電流路徑時，經由振盪信號LO的驅動而成為一頻率轉換電流信號(frequency-converted current signal，第4圖係以基頻轉換至射頻為例)。接著，頻率轉換電流信號經由負載電路33轉換，使得輸出端(Out)可輸出一輸出電壓。
由於習知混頻器中之電晶體元件並不完全理想，例如，電晶體具有非線性特性，而導致混頻器之輸出有諧波干擾(harmonic interference)產生，如此會降低混頻器進行頻率轉換時之信號品質。
此外，在習知混頻器中，轉導電路與開關電路兩者的偏壓點並非分別獨立，而是具有連動關係，如此可能會連帶影響轉導電路之線性度。舉例而言，在第3圖之吉伯特混頻器30中，轉導電路31與開關電路32兩者之偏壓點有連動關係，當開關電路32之偏壓點偏低，可能會造成轉導電路31之偏壓點過低，使得電晶體M1與電晶體M2無法運作於飽和區，而影響轉導電路31之線性度；若為避免此問題而將轉導電路31或開關電路32之偏壓點拉高，則又可能導致開關電路32運作不正常。
有鑑於此，本發明之一目的，在於提供一種可減少諧波干擾之混頻器，以提高混頻器進行頻率轉換時之信號品質。
本發明之另一目的，在於提供一種混頻器，其可使內部之轉導電路與開關電路分別獨立進行偏壓，以確保轉導電路之線性度，提高混頻器進行頻率轉換時之信號品質。
本發明揭露一種混頻器，包含轉導電路、第一開關電路、第一負載電路、第二開關電路以及第二負載電路。轉導電路接收差動電壓信號，並輸出差動電流信號；第一開關電路耦接至轉導電路，用以依據第一本地振盪信號對差動電流信號進行頻率轉換；第一負載電路包括第一電晶體、第二電晶體、第一電阻及第二電阻，第一電晶體及第二電晶體兩者之汲極耦接至第一開關電路，以形成第一差動輸出端，第一電阻耦接於第一電晶體之閘極與汲極間，第二電阻耦接於第二電晶體之閘極與汲極間；第二開關電路耦接至轉導電路，用以依據第二本地振盪信號對差動電流信號進行頻率轉換；第二負載電路包括第三電晶體、第四電晶體、第三電阻及第四電阻，第三電晶體及第四電晶體兩者之汲極耦接至第二開關電路，以形成第二差動輸出端，第三電阻耦接於第三電晶體之閘極與汲極間，第四電阻耦接於第四電晶體之閘極與汲極間。其中，第一電晶體、第二電晶體、第三電晶體及第四電晶體四者之閘極相耦接。
本發明另揭露一種混頻器，包含：轉導電路，接收差 動電壓信號，並輸出差動電流信號；第一偏壓電路，用以對轉導電路提供偏壓；開關電路，耦接至轉導電路，用以依據一本地振盪信號對差動電流信號進行頻率轉換；第二偏壓電路，耦接至開關電路，用以對開關電路提供偏壓；以及負載電路，耦接於開關電路，用以提供一輸出端。
在一實施例中，上述之混頻器更包含電容單元，耦接於轉導電路與開關電路之間，用以使第一偏壓電路與第二偏壓電路所提供之偏壓相互獨立。
本發明更揭露一種混頻器，包含：轉導電路，接收一差動電壓信號，並輸出一差動電流信號；開關電路，用以依據一本地振盪信號對該差動電流信號進行頻率轉換；電容單元，耦接於該轉導電路與該開關電路之間，用以隔離該轉導電路與該開關電路之間的直流信號，以使該轉導電路與該開關電路各自具有獨立偏壓；以及負載電路，耦接於該開關電路用以提供一輸出端。
第5圖係本發明之混頻器之第一實施例的電路圖，其中，混頻器50包含轉導電路51、第一開關電路52、第一負載電路53、第二開關電路54以及第二負載電路55。轉導電路51，接收差動電壓信號Vin+與Vin-，並輸出差動電流信號I+與I-(下文分別稱為第一電流信號與第二電流信號)。第一開關電路52包含四個開關，分別為p型電晶體M1、M2、M3、M4，電晶體M1與電晶體M2依據本地振盪信號LOI，控制是否讓第一電流信號通過；電晶體 M3與電晶體M4則依據本地振盪信號LOI，控制是否讓第二電流信號通過。藉此，第一開關電路52可對差動電流信號進行頻率轉換，轉換後之頻率即為原差動電流信號之頻率與本地振盪信號LOI之頻率兩者之和。同樣地，第二開關電路54亦包含四個開關，分別為p型電晶體M7、M8、M9、M10，電晶體M7與電晶體M8依據本地振盪信號LOQ，控制是否讓第二電流信號通過；電晶體M9與電晶體M10則依據本地振盪信號LOQ，控制是否讓第一電流信號通過。藉此，第二開關電路54可對差動電流信號進行頻率轉換，轉換後之頻率即為原差動電流信號之頻率與本地振盪信號LOQ之頻率兩者之和。應注意，本地振盪信號LOI與LOQ之相位差為90度。
第一負載電路53包括n型電晶體M5、M6以及電阻R1、R2。電晶體M5、M6兩者之閘極相耦接；電晶體M5之汲極耦接至電晶體M1與電晶體M3之汲極，電晶體M6之汲極耦接至電晶體M2與電晶體M4之汲極，耦接處即為混頻器50之第一差動輸出端，所輸出之差動電壓表示為VI+、VI-；電阻R1耦接於電晶體M5之閘極與汲極間，電阻R2耦接於電晶體M6之閘極與汲極間。同樣地，第二負載電路55包括n型電晶體M11、M12以及電阻R3、R4。電晶體M11、M12兩者之閘極相耦接；電晶體M11之汲極耦接至電晶體M7與電晶體M9之汲極，電晶體M12之汲極耦接至電晶體M8與電晶體M10之汲極，耦接處即為混頻器50之第二差動輸出端，所輸出之差動電壓表示為VQ+、VQ-；電阻R3耦接於電晶體M11 之閘極與汲極間，電阻R4耦接於電晶體M12之閘極與汲極間。
在第一負載電路53中，直流信號(即偏壓信號)僅會流經電晶體M5而不會流經電阻R1，因此輸出電壓VI+、VI-(包含直流與交流部分)的大小只要分別能使電晶體M5與電晶體M6運作於飽和區即可，不需太大，以避免因電壓值過大而擠壓到第一開關電路52乃至轉導電路51所能具有之壓降，影響整個混頻器50之運作；另一方面，由於僅有交流信號(即偏壓信號上承載的資料信號)會流經電阻R1、R2，所以電阻R1、R2可選取較大的阻值，以使交流信號具有較大的增益值。同理，第二負載電路55中，電阻R3、R4亦可選取較大的阻值，以使交流信號具有較大的增益值。因此，第一負載電路53與第二負載電路55具有可提供較大之信號增益值而又不會佔去太多壓降的優點。
請注意，在第5圖中，電晶體M5、M6、M11、M12四者之閘極為相互耦接的，如此可減少混頻器50之諧波干擾，原因分析如下：
假設輸出電壓VI+、VI-、VQ+、VQ-之交流部分分別為cosωt、-cosωt、cos(ωt+900)、-cos(ωt+900)，其中ω為本地振盪信號LOI與LOQ之頻率。由於電晶體M5、M6、M11、M12具有非線性特性，導致前述各輸出電壓會在各電晶體之閘極產生具有諧波的電壓，以傅立葉級數(Fourier series)對VI+、VI-、VQ+、VQ-展開如下：VI+→a1cosωt+a2cos2ωt+a3cos3ωt+... VI-→-a1cosωt+a2cos2ωt-a3cos3ωt+... VQ+→a1cos(ωt+900)+a2cos(2ωt+1800)+a3cos(3ωt+2700)+... VQ-→-a1cos(ωt+900)+a2cos(2ωt+1800)-a3cos(3ωt+2700)+...
其中，a1、a2、a3...為各諧波分量之加權係數。這些諧波分量若未能除去，會使電晶體M5、M6、M11、M12之閘-源極電壓(即VGS)受到嚴重之諧波干擾，連帶影響到輸出電壓VI+、VI-、VQ+、VQ-，而損及混頻器50之信號品質。因此，在第5圖中，由於電晶體M5、M6、M11、M12四者之閘極相耦接，所以Y點的電壓為：VY=[a1cosωt+a2cos2ωt+a3cos3ωt+...]+[-a1cosωt+a2cos2ωt-a3cos3ωt+...]+[a1cos(ωt+900)+a2cos(2ωt+1800)+a3cos(3ωt+2700)+...]+[-a1cos(ωt+900)+a2cos(2ωt+1800)-a3cos(3ωt+2700)+...]=2a2cos2ωt+2a2cos(2ωt+1800)+2a4cos4ωt+2a4cos(4ωt+3600)+2a6cos6ωt+2a6cos(6ωt+5400)+...=4a4cos4ωt+4a8cos8ωt+...
其中，奇數次諧波分量相互抵銷，而偶數次諧波分量中，二、六...次諧波分量亦可相互抵銷，僅剩四、八...次諧波分量。這些剩餘之諧波分量皆不大，因此電晶體M5、M6、M11、M12四者之VGS僅會受到極少量的諧波干擾，可使輸出電壓VI+、VI-、VQ+、VQ-保持穩定，而提高混 頻器50之信號品質。
第6圖係本發明之混頻器之第二實施例的電路圖，其中，混頻器60包含轉導電路61、開關電路62、負載電路63、電容單元64以及偏壓電路65，其中，轉導電路61包含偏壓電路611，電容單元64包含電容C1、C2。混頻器60可依據一本地振盪信號LO對輸入電壓Vin進行頻率轉換，以產生輸出電壓Vout。混頻器60的主要特徵在於，轉導電路61與開關電路62具有各自之偏壓電路，以分別獨立進行偏壓，亦即，可各自決定所需之偏壓點，以避免習知技術中因轉導電路與開關電路兩者之偏壓點並非獨立而損及轉導電路線性度的問題。再者，電容單元64之電容C1、C2耦接於轉導電路61與開關電路62之間，使得兩者間之直流信號無法互通，以確保偏壓電路611與65所提供之偏壓能相互獨立。在一實施例中，偏壓電路611亦可設置於轉導電路61之外部，而偏壓電路611與65可為電流源，亦可為電壓源。
第7圖係本發明之混頻器之第三實施例的電路圖，其係將第二實施例之主要技術特徵應用於第一實施例。與第一實施例之混頻器50相較，第三實施例之混頻器70增設了偏壓電路511與72、電容單元71。偏壓電路511可對轉導電路51提供偏壓。偏壓電路72包含電流源I1、I2，可對第一開關電路52與第二開關電路54提供偏壓，其中，電流源I1耦接至電晶體M3、M4、M7、M8，電流源I2耦接至電晶體M1、M2、M9、M10。轉導電路51包含兩電流輸出端，用以輸出差動電流訊號。電容單元 71包含電容C3、C4，其中電容C3之一端耦接於轉導電路51之一電流輸出端，另一端耦接於電晶體M1、M2、M9、M10；電容C4之一端耦接於轉導電路51之另一電流輸出端，另一端耦接於電晶體M3、M4、M7、M8。電容單元71可使偏壓電路511與72所提供之偏壓相互獨立。
在實際應用上，前述第5圖之混頻器50與第7圖之混頻器70可應用於第1圖之無線傳送器10與第2圖之無線接收器20，以取代其中之混頻器，而達到提高信號品質之目的。
以上所述係利用較佳實施例詳細說明本發明，而非限制本發明之範圍。凡熟知此類技藝人士皆能明瞭，可根據以上實施例之揭示而做出諸多可能變化，仍不脫離本發明之精神和範圍。
10‧‧‧無線傳送器
11、12、24、25‧‧‧濾波器
13、14、26、27‧‧‧可程式增益放大器
15、16、22、23、50、60、70‧‧‧混頻器
17‧‧‧功率放大器
21‧‧‧低雜訊放大器
30‧‧‧吉伯特混頻器
31、51、61‧‧‧轉導電路
32、62‧‧‧開關電路
33、63‧‧‧負載電路
331、332‧‧‧負載
511、611、65、72‧‧‧偏壓電路
52‧‧‧第一開關電路
53‧‧‧第一負載電路
54‧‧‧第二開關電路
55‧‧‧第二負載電路
64、71‧‧‧電容單元
第1圖係一典型之無線傳送器的示意圖。
第2圖係一典型之無線接收器的示意圖。
第3圖係習知之混頻器的電路圖。
第4圖係習知混頻器之相關信號的示意圖。
第5圖係本發明之混頻器之第一實施例的電路圖。
第6圖係本發明之混頻器之第二實施例的電路圖。
第7圖係本發明之混頻器之第三實施例的電路圖。
50‧‧‧混頻器
51‧‧‧轉導電路
52‧‧‧第一開關電路
53‧‧‧第一負載電路
54‧‧‧第二開關電路
55‧‧‧第二負載電路

Claims (10)

  1. 一種混頻器，包含：一轉導電路，接收一差動電壓信號，並輸出一差動電流信號；一第一開關電路，耦接至該轉導電路，用以依據一第一本地振盪信號對該差動電流信號進行頻率轉換；一第一負載電路，包括：一第一電晶體及一第二電晶體，該第一電晶體及該第二電晶體兩者之汲極耦接至該第一開關電路，以形成一第一差動輸出端；以及一第一電阻及一第二電阻，該第一電阻耦接於該第一電晶體之閘極與汲極間，該第二電阻耦接於該第二電晶體之閘極與汲極間；一第二開關電路，耦接至該轉導電路，用以依據一第二本地振盪信號對該差動電流信號進行頻率轉換；以及一第二負載電路，包括：一第三電晶體及一第四電晶體，該第三電晶體及該第四電晶體兩者之汲極耦接至該第二開關電路，以形成一第二差動輸出端；以及一第三電阻及一第四電阻，該第三電阻耦接於該第三電晶體之閘極與汲極間，該第四電阻耦接於該第四電晶體之閘極與汲極間；其中，該第一電晶體、該第二電晶體、該第三電 晶體及該第四電晶體四者之閘極相耦接。
  2. 如申請專利範圍第1項所述之混頻器，其中該差動電流信號包含一第一電流信號及一第二電流信號，該第一開關電路包含一第一開關、一第二開關、一第三開關及一第四開關，該第一開關與該第二開關係用以控制是否讓該第一電流信號通過；該第三開關與該第四開關係用以控制是否讓該第二電流信號通過。
  3. 如申請專利範圍第2項所述之混頻器，其中該第一電晶體之汲極耦接至該第一開關與該第三開關，該第二電晶體之汲極耦接至該第二開關與該第四開關。
  4. 如申請專利範圍第2項所述之混頻器，其中該第一開關、該第二開關、該第三開關及該第四開關為電晶體。
  5. 如申請專利範圍第1項所述之混頻器，其中該差動電流信號包含一第一電流信號及一第二電流信號，該第二開關電路包含一第五開關、一第六開關、一第七開關及一第八開關，該第五開關與該第六開關係用以控制是否讓該第二電流信號通過；該第七開關與該第八開關係用以控制是否讓該第一電流信號通過。
  6. 如申請專利範圍第5項所述之混頻器，其中該第三電晶體之汲極耦接至該第五開關與該第七開關，該第四電晶體之汲極耦接至該第六開關與該 第八開關。
  7. 如申請專利範圍第5項所述之混頻器，其中該第五開關、該第六開關、該第七開關及該第八開關為電晶體。
  8. 如申請專利範圍第1項所述之混頻器，其中該第一本地振盪信號與該第二本地振盪信號之一相位差為90度。
  9. 如申請專利範圍第1項所述之混頻器，其中該轉導電路包含一第一偏壓電路，用以對該轉導電路提供偏壓；該混頻器更包含一第二偏壓電路，用以對該第一開關電路與該第二開關電路提供偏壓。
  10. 如申請專利範圍第9項所述之混頻器，更包含：一電容單元，耦接於該轉導電路、該第一開關電路及該第二開關電路之間，用以使該第一偏壓電路與該第二偏壓電路所提供之偏壓相互獨立。
TW098106350A 2009-02-27 2009-02-27 可提高信號品質之混頻器 TWI392222B (zh)

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