JP5880284B2 - 差動増幅器 - Google Patents

Description

本発明は、差動増幅器に関する。

従来、数ＧＨｚの高周波信号を増幅する場合、インダクタを有する高周波増幅器が用いられることが知られている。また、無線通信システムなどにおいて高周波信号を増幅するために、ＣＭＯＳ（Complementary Metal Oxide Semiconductor）のプロセスによって製造される高周波増幅器が用いられることが知られている。

例えば、特許文献１には、ＣＭＯＳプロセスで構成され、コモンモード電圧を所定の基準電圧に収束させるための負帰還ループ手段が設けられた差動増幅回路が開示されている。また、非特許文献１には、ＵＷＢ（Ultra Wide Band）の無線技術に対し、インダクタを有しないＣＭＯＳの高周波回路技術が開示されている。

しかしながら、高周波信号を増幅することと、同相信号除去比を変更可能にすることとを両立させることができないという問題があった。

本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、高周波信号を増幅することと、同相信号除去比を変更可能にすることとを両立させることができる差動増幅器を提供することを目的とする。

上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明は、利得可変にされた増幅部と、前記増幅部にカスケード接続された差動増幅部と、前記差動増幅部の出力振幅を検出する検出部と、前記検出部の検出結果に応じて、前記増幅部の利得を変更する変更部と、を有し、前記差動増幅部は、コモンソース増幅部と、前記コモンソース増幅部の増幅動作における同相利得を低減可能にされた複数のＮチャネル電界効果トランジスタを備えるドレイン接地増幅段と、を有し、前記ドレイン接地増幅段は、前記Ｎチャネル電界効果トランジスタの少なくとも一部がオン又はオフに設定可能にされていることを特徴とする。

本発明によれば、高周波信号を増幅することと、同相信号除去比を変更可能にすることとを両立させることができるという効果を奏する。

図１は、実施の形態にかかる差動増幅器の構成例を示す構成図である。 図２は、増幅部の詳細を示す回路図である。 図３は、増幅部の変形例を示す回路図である。 図４は、同相信号除去比が固定される差動増幅部の詳細を示す回路図である。 図５は、可変の同相信号除去機能つき差動増幅部の詳細を示す回路図である。 図６は、検出部の詳細を示す回路図である。 図７は、変更部の動作を示すフローチャートである。 図８は、差動増幅器の変形例の構成例を示す構成図である。 図９は、通信装置の構成を示す構成図である。

実施の形態にかかる差動増幅器を説明するにあたって、まず背景について説明する。例えば、ＵＷＢでは信号帯域として３〜１０ＧＨｚの高周波、広帯域を利用することが特徴となっている。しかし、差動増幅器をＣＭＯＳプロセスで製造する場合、高周波においては、容量性負荷による負荷インピーダンスが低下するため、十分な利得を得ることが難しいという問題がある。

一般的には、数ＧＨｚの高周波増幅器は、負荷としてオンチップのスパイラルインダクタを用い、容量との共振によって高いインピーダンスを作り出すことにより、高い利得を得ている。しかしながら、スパイラルインダクタは、トランジスタなどの能動素子に比べて極端に大きく、チップ面積の拡大と製造コストの上昇の原因となるという問題がある。さらに、共振によって高いインピーダンスが得られる周波数範囲は狭く、ＵＷＢのような広帯域の信号を扱う用途には一般に不向きである。

一方、ＵＷＢで扱う高周波信号を増幅することができる増幅器として、負荷にインダクタを用いないプッシュ−プル型増幅器が知られている（非特許文献１参照）。

一般的に、ＩＣ（Integrated Circuit）内では、アナログ信号は差動で扱われることが多い。差動信号は、雑音への耐性が強く、ダイナミックレンジが広く、偶数次高調波歪が低減できるといった利点があるためである。このため、差動増幅器では、差動信号を増幅し、一方で同相信号を除去することが重要である。３〜１０ＧＨｚなどの高周波信号を扱う差動増幅器では、インピーダンス低下、利得低下の要因となる負荷容量を低減するために、ゲート長の短い電界効果トランジスタ（ＦＥＴ：Field effect transistor）が用いられることが好ましい。以下、電界効果トランジスタを単に「トランジスタ」と略記することがある。

しかし、ゲート長の短いトランジスタは、製造時のばらつきが大きく、また、配線や素子のレイアウトを完全に対称に作ることが難しいため、増幅器において差動の対称性が崩れやすいことが問題となる。差動の対称性が崩れると、同相信号が差動信号に混入するため、先述の利点が損なわれてしまう。

また、高周波増幅器においては、一般的な差動増幅器でよくみられる、テール電流源で差動信号の電流の和を一定に保つことによって同相信号を除去する機能が、容量によるインピーダンス低下によって無効化されてしまうという問題がある。このため、３〜１０ＧＨｚで動作する従来の高周波増幅器では、同相信号除去比の高い差動増幅回路の実現が困難であるという問題があった。また、従来の差動増幅器では、必要な同相信号の除去特性は、デバイスの個体ごと、使用環境ごとに異なるものの、同相信号除去特性を変更することができないため、経験的に決めた高い同相信号除去比を常に実現できるようにしておく必要があり、消費電力が大きくなるという問題があった。そこで、本発明は、特に上記点に鑑みてなされたものである。

次に、実施の形態にかかる差動増幅器について説明する。図１は、実施の形態にかかる差動増幅器１の構成例を示す構成図である。差動増幅器１は、利得可変にされた増幅部１０，２０、可変の同相信号除去機能つき差動増幅部３０、検出部４０、及び変更部５０を有する。

増幅部１０は、例えばプッシュ−プル型のシングルエンド増幅器である。増幅部１０は、スパイラルインダクタを含まず、例えば３〜１０ＧＨｚなどの高周波でも利得がある。増幅部２０は、増幅部１０と同様の構成を有する。なお、増幅部１０，２０は、それぞれ１段に限定されることなく、設定される利得に応じて複数段のカスケード接続をされた構成であってもよい。

差動増幅部３０は、図１に示すように、増幅部１０，２０それぞれに対してカスケード接続され、差動信号を数ｄＢの利得で増幅させるとともに、同相信号の除去を行う。また、差動増幅部３０は、同相信号の除去比が小さくてもよい場合には、同相信号除去比を小さくし、差動信号の利得を大きくすることができるようにされている（図５等を用いて後述）。

検出部４０は、差動増幅部３０が出力する出力差動信号の振幅を検出し、検出結果を変更部５０に対して出力する。変更部５０は、検出部４０から受入れた検出結果に応じて、増幅部１０，２０の利得を変更する。

なお、増幅部１０，２０は、利得が大きいほど消費電流も大きくなる。即ち、増幅部１０，２０は、変更部５０によって利得を下げるように変更されると、消費電流が少なくなる。

また、差動増幅部３０は、同相信号除去比を大きくするか、又は小さくするかが、複数の方法によって決定される。差動増幅部３０の同相信号除去比を決定する方法の一つとして、例えばチップ（差動増幅器１）製造後の試験において、同相信号除去比を切り換えて差動増幅器１の特性を測定することにより同相信号除去比を決定する方法がある。

また、差動増幅部３０は、同相信号を検出する同相信号検出部が設けられ、同相信号除去比を切り換えて同相信号が検出されるかどうかを判定するように構成されてもよい。

次に、差動増幅器１を構成する各部の詳細について説明する。図２は、増幅部１０，２０の詳細を示す回路図である。なお、上述したように、増幅部２０は、増幅部１０と同様に構成されている。よって、増幅部１０を構成する各部に対応する増幅部２０の各部には、増幅部１０を構成する各部と同一の符号が付してある。

増幅部１０，２０は、電源電圧及びバイアスが共通にされているが、それぞれ独立して構成されている。以下、増幅部２０は増幅部１０と同様に構成されているため、増幅部１０について説明する。

増幅部１０は、Ｎｃｈトランジスタ（Ｎチャネル電界効果トランジスタ）１００と、Ｐｃｈトランジスタ（Ｐチャネル電界効果トランジスタ）１０２とを有するプッシュ−プル型の構成となっている。増幅部１０の入力ノード１１２は、容量（コンデンサ）１０６を介してＮｃｈトランジスタ１００のゲートにＡＣ結合され、容量（コンデンサ）１１０を介してＰｃｈトランジスタ１０２のゲートにＡＣ結合されている。Ｎｃｈトランジスタ１００のバイアスは、抵抗１０４を介してＤＣ結合されたノード１１８の電位により決定される。Ｐｃｈトランジスタ１０２のバイアスは、抵抗１０８を介してＤＣ結合されたノード１１６の電位により決定される。

また、増幅部１０は、可変電流源１２０の電流値が変更されると、Ｎｃｈトランジスタ１２２のバイアスが変更され、ノード１１８の電位が変更されるように構成されている。また、増幅部１０は、可変電流源１２４の電流値が変更されると、Ｐｃｈトランジスタ１２６のバイアスが変更され、ノード１１６の電位が変更されるように構成されている。なお、可変電流源１２０，１２４は、変更部５０によって電流値が変更されるように構成されている。

そして、変更部５０及び可変電流源１２０，１２４は、ノード１１８の電位を高くし、ノード１１６の電位を低くすることにより、Ｎｃｈトランジスタ１００及びＰｃｈトランジスタ１０２のトランスコンダクタ（電圧−電流変換利得）を大きくすることができるように構成されている。つまり、増幅部１０，２０は、入力ノード１１２のＤＣ電圧、Ｎｃｈトランジスタ１００のバイアス、及びＰｃｈトランジスタ１０２のバイアスをそれぞれ独立に設定することが可能にされており、消費電流さえ増やせば、大きな利得を得て出力ノード１１４から出力することができるように構成されている（非特許文献１参照）。

（増幅部１０，２０の変形例）
図３は、増幅部１０，２０の変形例を示す回路図である。なお、図３に示した増幅部１０，２０の変形例において、図２に示した増幅部１０，２０と実質的に同一のものには、同一の符号が付してある。増幅部１０，２０の変形例において、Ｎｃｈトランジスタ１００は、抵抗１２８によってバイアスが安定的に決定されている。

次に、差動増幅部３０の詳細について説明する。差動増幅部３０の詳細を説明するにあたって、まず、同相信号除去比が固定される（可変にされる構成がない）差動増幅部３２について説明する。

図４は、差動増幅部３２の詳細を示す回路図である。差動増幅部３２は、例えば差動入力ノード３１２，３１４と、出力ノード３１６，３１８とを有する。差動増幅部３２は、コモンソース増幅段３００と、ソースフォロワ増幅段３０２とを有する。コモンソース増幅段３００のＮｃｈトランジスタ３３０と、ソースフォロワ増幅段３０２のＮｃｈトランジスタ３３２とがともに同サイズにされて飽和状態で動作していれば、それぞれのドレイン−ソース間のＤＣ電流が等しいため、それぞれのトランスコンダクタも等しくなる。なお、Ｎｃｈトランジスタ３３０（，３３４）のバイアスは、抵抗３０４を介してＤＣ結合されたノード３２０の電位により決定される。また、Ｎｃｈトランジスタ３３２（，３３６）のバイアスは、抵抗３０６を介してＤＣ結合されたノード３２２の電位により決定される。

ここで、差動入力ノード３１２に小信号電圧＋Ｖｉｎが入力され、差動入力ノード３１４に小信号電圧−Ｖｉｎが入力される差動信号の場合を考える。Ｎｃｈトランジスタ３３０，３３２のトランスコンダクタがそれぞれＧｍであるとする。Ｎｃｈトランジスタ３３０の小信号電流は、下式１により表される。

Ｖｉｎ×Ｇｍ ・・・（１）

一方、出力ノード３１６の電圧をＶｏｕｔとすると、Ｎｃｈトランジスタ３３２の小信号電流は、下式２により表される。

（−Ｖｉｎ−Ｖｏｕｔ）×Ｇｍ ・・・（２）

ノード３１６につく負荷に流れる電流が無視できるとするとＮｃｈトランジスタ３３０とＮｃｈトランジスタ３３２の電流は等しいことから、上式１と上式２とは等しい。よって、下式３が成り立ち、下式３を解くと下式４が得られる。

Ｖｉｎ×Ｇｍ＝（−Ｖｉｎ−Ｖｏｕｔ）×Ｇｍ ・・・（３）
Ｖｏｕｔ＝−２×Ｖｉｎ ・・・（４）

よって、差動信号に対する差動増幅部３２の電圧利得は約６ｄＢとなる。

次に、差動入力ノード３１２に小信号電圧＋Ｖｉｎが入力され、差動入力ノード３１４に同じく小信号電圧＋Ｖｉｎの同相信号が入力された場合を考える。Ｎｃｈトランジスタ３３０，３３２のトランスコンダクタがそれぞれＧｍであるとして、Ｎｃｈトランジスタ３３０の小信号電流は、下式５により表される。

Ｖｉｎ×Ｇｍ ・・・（５）

一方、出力ノード３１６の電圧をＶｏｕｔとすると、Ｎｃｈトランジスタ３３２の小信号電流は、下式６により表される。

（＋Ｖｉｎ−Ｖｏｕｔ）×Ｇｍ ・・・（６）

Ｎｃｈトランジスタ３３０とＮｃｈトランジスタ３３２の電流は等しいことから、上式５と上式６とは等しい。よって、下式７が成り立ち、下式７を解くと下式８が得られる。

Ｖｉｎ×Ｇｍ＝（＋Ｖｉｎ−Ｖｏｕｔ）×Ｇｍ ・・・（７）
Ｖｏｕｔ＝０ ・・・（８）

よって、同相信号は、理想的には出力されない。現実的には、Ｎｃｈトランジスタ３３０，３３２それぞれのトランスコンダクタが同一にはならないため、同相信号が完全に除去されるわけではない。

次に、図４に示した差動増幅部３２を基にして、可変の同相信号除去機能つき差動増幅部３０について説明する。図５は、差動増幅部３０の詳細を示す回路図である。なお、図５に示した差動増幅部３０において、図４に示した差動増幅部３２と実質的に同一のものには、同一の符号が付してある。

差動増幅部３０は、コモンソース増幅段３００と、ソースフォロワ増幅段３０３とを有する。差動増幅部３０において、コモンソース増幅段３００のＮｃｈトランジスタ３３０は、差動増幅部３２と同じである。

差動増幅部３０は、ソースフォロワ増幅段３０３にＮｃｈトランジスタ３３８，３４０を有する。Ｎｃｈトランジスタ３３８は、バイアスを与えるノード３４４が設けられている。Ｎｃｈトランジスタ３４０は、バイアスを与えるノード３４６が設けられている。また、差動増幅部３０には、コモンソース増幅段３００とともに増幅動作を行うＰｃｈトランジスタ３４２が設けられている。Ｐｃｈトランジスタ３４２には、バイアスを与えるノード３４８が設けられている。

差動増幅部３０は、同相信号除去比を最大にする動作モードにおいては、Ｎｃｈトランジスタ３３８，３４０が飽和状態で動作するようにノード３４４，３４６が設定され、Ｐｃｈトランジスタ３４２がオフするようにノード３４８を電源電圧につりあげる。

差動増幅部３０のこの状態は、図４に示した差動増幅部３２と同様の状態であり、Ｎｃｈトランジスタ３３８，３４０のトランスコンダクタの合計がＮｃｈトランジスタ３３０のトランスコンダクタに等しい場合、同相信号は理想的には除去される。

一方、ノード３４６の電位が下げられてＮｃｈトランジスタ３４０がオフにされ、Ｐｃｈトランジスタ３４２が飽和状態で動作するようにノード３４８の電位が設定された場合には、差動増幅部３０は、Ｎｃｈトランジスタ３３８の働きによる同相信号を除去する機能が残され、Ｐｃｈトランジスタ３４２の働きによって差動信号に対する利得が大きくされる。つまり、差動増幅部３０は、ノード３４６，３４８に対する設定に応じて、同相信号除去比が大きくされるか、差動利得が大きくされるかが変更可能に設定される。

次に、検出部４０ついて説明する。図６は、検出部４０の詳細を示す回路図である。ノード４０２は、容量（コンデンサ）４０９を介してＮｃｈトランジスタ４００のゲートにＡＣ結合されている。ノード４０３は、容量（コンデンサ）４０９を介してＮｃｈトランジスタ４０１のゲートにＡＣ結合されている。また、Ｎｃｈトランジスタ４００，４０１のバイアスは、それぞれ抵抗４０８を介してＤＣ結合されたノード４１０の電位により決定される。

まず、検出部４０は、ノード４０２，４０３から、入力として差動の高周波信号を受入れる。検出部４０においては、Ｎｃｈトランジスタ４００，４０１の電圧−電流変換特性の非線形性により、Ｎｃｈトランジスタ４００，４０１のドレイン電流の和は、入力差動信号振幅に比例する。また、検出部４０は、Ｎｃｈトランジスタ４００，４０１のドレイン電流の和と、電流源４０４の電流値との差により、ノード４０５の電圧の大小が決定される。バッファ４０６は、ノード４０５の電圧に応じて、ノード４０７からＨ又はＬのデジタル出力を行う。つまり、検出部４０は、差動増幅部３０の出力の振幅が予め定められた値（閾値）を超えるか否かを判定（２値判定）し、デジタル化した判定結果を変更部５０に対して出力する。

次に、変更部５０について説明する。変更部５０は、例えばＣＭＯＳプロセスによるデジタル回路として構成される。なお、差動増幅部３０の同相信号除去比は、先に決定されるものとする。図７は、変更部５０の動作を示すフローチャートである。図７に示すように、ステップ１００（Ｓ１００）において、変更部５０は、検出部４０の検出結果（判定結果）を取得する。

ステップ１０２（Ｓ１０２）において、変更部５０は、検出部４０の検出結果に応じて、差動増幅部３０の出力の振幅を変更する必要があるか否かを判定する。例えば、変更部５０は、検出部４０の検出結果に変化がない場合（検出結果がＬから変化しない場合など）、差動増幅部３０の出力の振幅を変更する必要があると判定する。また、変更部５０は、検出部４０の検出結果に変化がある場合（検出結果がＬからＨに反転した場合など）、差動増幅部３０の出力の振幅を変更する必要がないと判定する。変更部５０は、差動増幅部３０の出力の振幅を変更する必要があると判定した場合（Ｓ１０２：Ｙｅｓ）には、Ｓ１０４の処理に進む。また、変更部５０は、差動増幅部３０の出力の振幅を変更する必要がないと判定した場合（Ｓ１０２：Ｎｏ）には、処理を終了する。つまり、変更部５０は、差動増幅部３０の出力の振幅を変更する必要がない場合には、差動増幅部３０の出力の振幅を維持（設定を保存）することになる。

具体例としては、最初に変更部５０は、増幅部１０，２０それぞれの利得を最小に設定（可変電流源１２０，１２４の電流値を最小に設定）しておく。次に、変更部５０は、検出部４０の検出結果に応じて、差動増幅部３０の出力の振幅を変更する必要があるか否かを判定する。そして、変更部５０は、検出部４０の検出結果がＬからＨに反転した場合に、差動増幅部３０の出力の振幅を変更する必要がないと判定する。変更部５０は、差動増幅部３０の出力の振幅を変更する必要がない場合には、差動増幅部３０の出力の振幅を維持する。

ステップ１０４（Ｓ１０４）において、変更部５０は、検出部４０の検出結果に応じて、差動増幅部３０の出力の振幅が予め定められた大きさになるように、増幅部１０，２０の利得を変更し、Ｓ１００の処理に進む。

具体例としては、変更部５０は、増幅部１０，２０それぞれの利得を少しずつ大きくしていき（可変電流源１２０，１２４の電流値を徐々に増加させる設定を行い）、Ｓ１００の処理に進む。

（差動増幅器１の変形例）
次に、差動増幅器１の変形例について説明する。図８は、差動増幅器１の変形例の構成例を示す構成図である。なお、図８に示した差動増幅器１の変形例において、図１に示した差動増幅器１を構成する各部と実質的に同一の各部には、同一の符号が付してある。

差動増幅器１の変形例は、複数（例えば３つずつ）の増幅部１０，２０がそれぞれカスケード接続され、図１に示した差動増幅器１よりも利得が大きくなるようにされている。検出部４０の検出結果は、変更部６０に対して出力される。変更部６０は、検出部４０の検出結果に応じて、差動増幅部３０の出力の振幅が予め定められた大きさになるように、複数の増幅部１０，２０それぞれの利得を変更する。

このように、実施の形態にかかる差動増幅器１は、高周波、広帯域において、同相信号を除去することができ、同相信号除去比を変更可能にされており、最適な利得と同相信号除去比が設定されることにより、消費電力が低く抑えられる。また、差動増幅器１は、差動増幅部３０の利得が大きくされる場合には、増幅部１０，２０の利得を下げることができ、消費電力が低く抑えられる。また、差動増幅器１は、差動増幅部３０に同相信号を検出する同相信号検出部が設けられ、同相信号除去比を切り換えて同相信号が検出されるかどうかが判定され、判定結果に応じて同相信号除去比を大きくするか、又は小さくするかが決定されてもよい。つまり、差動増幅器１は、動的に同相信号除去比が変更可能にされてもよい。

（実施例）
次に、実施の形態にかかる差動増幅器１を用いた通信装置７０について説明する。通信装置７０は、ＵＷＢ技術を用いた無線通信システムを実現する通信装置である。図９は、通信装置７０の構成を示す構成図である。通信装置７０は、アンテナ７０１、スイッチ７０２、アナログ・フロント・エンド７１２及びベースバンド７１３を有する。

アンテナ７０１は、ＵＷＢの電波を送受信するアンテナである。スイッチ７０２は、送信と受信とを切り換える。アナログ・フロント・エンド７１２は、送受信のアナログ信号処理を行う。例えば、アナログ・フロント・エンド７１２は、低雑音増幅器７０３、ダウンコンバートミキサ７０４、フィルタ７０５、可変利得増幅器７０６、増幅器７０７、アップコンバートミキサ７０８、フィルタ７０９、発振器７１０、増幅器７１１を有する。

発振器７１０は、ＵＷＢの通信に用いる無線周波数に対応する所定の周波数の信号を発振し、増幅器７１１に対して出力する。増幅器７１１は、発振器７１０が発振した信号を増幅し、ダウンコンバートミキサ７０４及びアップコンバートミキサ７０８に対して出力する。

低雑音増幅器７０３は、アンテナ７０１を介して受信した信号を増幅し、ダウンコンバートミキサ７０４に対して出力する。ダウンコンバートミキサ７０４は、低雑音増幅器７０３が増幅した信号と、増幅器７１１が増幅した信号とを混合させることにより、ＵＷＢの信号をベースバンド信号（又は中間周波数信号）に変換する。フィルタ７０５は、ダウンコンバートミキサ７０４が変換した信号から予め定められた帯域の信号を取り出し、可変利得増幅器７０６に対して出力する。可変利得増幅器７０６は、フィルタ７０５から受入れた信号を予め定められた振幅に増幅し、ベースバンド７１３に対して出力する。ベースバンド７１３は、アナログ・フロント・エンド７１２との間でベースバンド信号（又は中間周波数信号）の入出力を行い、ベースバンド信号の変復調などを行う。

フィルタ７０９は、ベースバンド７１３から受入れた信号から予め定められた帯域の信号を取り出し、アップコンバートミキサ７０８に対して出力する。アップコンバートミキサ７０８は、フィルタ７０９から受入れた信号と、増幅器７１１が増幅した信号とを混合させることにより、ベースバンド信号（又は中間周波数信号）をＵＷＢの信号に変換する。増幅器７０７は、アップコンバートミキサ７０８が変換した信号を増幅し、スイッチ７０２に対して出力する。

ここで、実施の形態にかかる差動増幅器１は、上述した低雑音増幅器７０３、増幅器７０７及び増幅器７１１などに適用される。低雑音増幅器７０３、増幅器７０７及び増幅器７１１が増幅する信号は、３〜１０ＧＨｚの高周波となっている。また、通信装置７０において、低雑音増幅器７０３、増幅器７０７及び増幅器７１１（差動増幅器１）の消費電力が占める割合は大きい。つまり、差動増幅器１に対して最適な利得と同相信号除去比が設定されることにより、差動増幅器１の消費電力が低く抑えられるので、通信装置７０は、低消費電力の通信装置となる。

１ 差動増幅器
１０，２０ 増幅部
３０ 差動増幅部
３２ 差動増幅部
４０ 検出部
５０ 変更部
６０ 変更部
７０ 通信装置
１００，１２２，３３０，３３２，３３４，３３６，３３８，３４０ Ｎｃｈトランジスタ
１０２，１２６，３４２ Ｐｃｈトランジスタ
１０４，１０８，１２８，３０４，３０６ 抵抗
１０６，１１０，３０８，３１０ 容量（コンデンサ）
１１２ 入力ノード
１１４ 出力ノード
１１６，１１８，３２０，３２２，３４４，３４６，３４８，４０２，４０３ ノード
１２０，１２４ 可変電流源
３００ コモンソース増幅段
３０２ ソースフォロワ増幅段
３０３ ソースフォロワ増幅段
３１２，３１４ 差動入力ノード
３１６，３１８ 出力ノード

特開２００８−６７１５７号公報

Domine Leenaerts et al.，"A 65nm CMOS Inductorless Triple Band Group WiMedia UWB PHY，" in IEEE J. Solid-State Circuits， vol.44， no.12， pp.3499-3509

Claims (3)

1. 利得可変にされた増幅部と、
   前記増幅部にカスケード接続された差動増幅部と、
   前記差動増幅部の出力振幅を検出する検出部と、
   前記検出部の検出結果に応じて、前記増幅部の利得を変更する変更部と、
   を有し、
   前記差動増幅部は、
   コモンソース増幅部と、
   前記コモンソース増幅部の増幅動作における同相利得を低減可能にされた複数のＮチャネル電界効果トランジスタを備えるドレイン接地増幅段と、
   を有し、
   前記ドレイン接地増幅段は、
   前記Ｎチャネル電界効果トランジスタの少なくとも一部がオン又はオフに設定可能にされていること
   を特徴とする差動増幅器。
2. 前記差動増幅部は、
   オン又はオフに設定可能にされ、オンの場合に前記コモンソース増幅部が増幅させた信号に対して増幅動作を行うＰチャネル電界効果トランジスタをさらに有すること
   を特徴とする請求項１に記載の差動増幅器。
3. 前記変更部は、
   前記Ｎチャネル電界効果トランジスタの少なくとも一部がオフにされ、且つ前記Ｐチャネル電界効果トランジスタがオンにされた場合には、前記Ｐチャネル電界効果トランジスタがオフにされた場合よりも前記増幅部の利得を下げるように変更すること
   を特徴とする請求項２に記載の差動増幅器。

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