JP5355366B2

JP5355366B2 - 差動増幅回路および無線受信機

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Publication number: JP5355366B2
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Inventors: 陽介小笠原
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Description

本発明は差動増幅回路および無線受信機に関し、特に、ソース接地回路とソースフォロア回路とが組み合わされた差動増幅回路に適用して好適なものである。

増幅回路では、利得を確保する場合にはソース接地回路またはゲート接地回路、線形性を確保する場合にはソースフォロア回路が一般的に用いられている。
また、例えば、特許文献１には、ソース接地回路を初段に有する前段の増幅回路と、この前段の増幅回路の出力に接続されたソースフォロア回路からなる出力段の増幅回路とからなる増幅器において、前段の増幅回路の出力と出力段の増幅回路の入力との間に、ソース側の負荷を可変にしたソースフォロア回路からなる中間段の増幅回路を設ける方法が開示されている。

特開平４−９０２０７号公報

しかしながら、ソース接地回路およびゲート接地回路では線形性が悪く、ソースフォロア回路では利得が低いという問題があった。また、ソース接地回路では、線形性を確保するために、ソースディジェネレーションをかけると、低電圧動作が難しくなるという問題もあった。
また、特許文献１に開示された方法では、ソースフォロア回路とソース接地回路とが多段接続されているため、それぞれに別個にバイアス電流が流れ、消費電流の増大を招くという問題があった。

本発明の目的は、消費電流の増大を抑制しつつ、線形性と利得の両立を図ることが可能な差動増幅回路および無線受信機を提供することである。

本発明の一態様によれば、差動信号の一方が入力されるソースフォロア回路と、前記ソースフォロア回路に直列接続され、前記差動信号の他方が入力されるソース接地回路とを備え、前記ソースフォロア回路は、前記差動信号の一方が入力される第１のトランジスタと、前記差動信号の他方が入力される第２のトランジスタとを備え、前記ソース接地回路は、第１のトランジスタに直列接続され、前記差動信号の他方が入力される第３のトランジスタと、第２のトランジスタに直列接続され、前記差動信号の一方が入力される第４のトランジスタとを備え、前記第３のトランジスタに並列接続され、前記第３のトランジスタのコンダクタンスを調整する第５のトランジスタと、前記第４のトランジスタに並列接続され、前記第４のトランジスタのコンダクタンスを調整する第６のトランジスタとを備えることを特徴とする差動増幅回路を提供する。

本発明の一態様によれば、空間を伝播する無線周波数信号を受信する受信アンテナと、前記受信アンテナにて受信された無線周波数信号を増幅するローノイズアンプと、前記ローノイズアンプにて増幅された無線周波数信号をベースバンド信号または中間周波信号に変換するミキサと、前記ローノイズアンプと前記ミキサとの間に接続され、ソース接地回路とソースフォロア回路とが直列接続された増幅回路からなるバッファと、前記ミキサにて変換されたベースバンド信号または中間周波信号から不要な高周波成分を減衰させるローパスフィルタとを備え、前記ソースフォロア回路は、前記差動信号の一方が入力される第１のトランジスタと、前記差動信号の他方が入力される第２のトランジスタとを備え、
前記ソース接地回路は、第１のトランジスタに直列接続され、前記差動信号の他方が入力される第３のトランジスタと、第２のトランジスタに直列接続され、前記差動信号の一方が入力される第４のトランジスタとを備え、前記増幅回路は、前記第３のトランジスタに並列接続され、前記第３のトランジスタのコンダクタンスを調整する第５のトランジスタと、前記第４のトランジスタに並列接続され、前記第４のトランジスタのコンダクタンスを調整する第６のトランジスタとを備えることを特徴とする無線受信機を提供する。

本発明によれば、消費電流の増大を抑制しつつ、差動増幅回路の線形性と利得の両立を図ることが可能となる。

図１は、本発明の第１実施形態に係る差動増幅回路の概略構成を示す回路図。図２は、図１の差動増幅回路の差動対の片側を簡略化して示す回路図。図３は、図２の増幅回路を簡略化し、後段の負荷を追記して示す等価回路図。図４（ａ）は、図２の増幅回路の入力電圧と出力電圧との関係をソース接地回路およびソースフォロア回路と比較して示す図、図４（ｂ）は、図２の増幅回路の入力電圧と電圧利得との関係をソース接地回路およびソースフォロア回路と比較して示す図。図５は、本発明の第２実施形態に係る差動増幅回路の概略構成を示す回路図。図６は、本発明の第３実施形態に係る差動増幅回路に適用されるバイアス電圧設定回路の概略構成を示す回路図。図７は、本発明の第４実施形態に係る差動増幅回路に適用されるバイアス電流設定回路の概略構成を示す回路図。図８は、本発明の第５実施形態に係る差動増幅回路が適用される受信機の概略構成を示すブロック図。

以下、本発明の実施形態に係る差動増幅回路について図面を参照しながら説明する。

（第１実施形態）
図１は、本発明の第１実施形態に係る差動増幅回路の概略構成を示す回路図である。
図１において、この差動増幅回路にはＮチャンネル電界効果トランジスタＭ１〜Ｍ６が設けられている。そして、電界効果トランジスタＭ１、Ｍ４は互いに直列接続され、電界効果トランジスタＭ２、Ｍ３は互いに直列接続されている。また、電界効果トランジスタＭ４には電界効果トランジスタＭ６が並列接続され、電界効果トランジスタＭ３には電界効果トランジスタＭ５が並列接続されている。また、回路動作のために、電界効果トランジスタＭ１、Ｍ２には電源電圧（以下ＶＤＤと称する）が接続されている。電界効果トランジスタＭ３、Ｍ４、Ｍ５、及びＭ６には電源電圧より低い電圧（以下ＶＳＳと称する）が接続されている。本実施形態では、ＶＳＳは接地電圧である。尚、このＶＤＤやＶＳＳは図２以降も同様の構成である。また、Ｍ１〜Ｍ６はＮチャンネル電界効果トランジスタである例を示したが、Ｐチャンネル電界効果トランジスタに加えて、ＮＰＮトランジスタやＰＮＰトランジスタで構成することも可能である。

ここで、電界効果トランジスタＭ１、Ｍ２はソースフォロア回路として動作し、電界効果トランジスタＭ３、Ｍ４はソースフォロア回路に直列接続されたソース接地回路として動作することができる。また、電界効果トランジスタＭ６は、電界効果トランジスタＭ１の電流（すなわち、トランスコンダクタンス）を一定にしたままで電界効果トランジスタＭ４のコンダクタンスを調整する電流源として動作し、電界効果トランジスタＭ５は、電界効果トランジスタＭ２の電流（すなわち、トランスコンダクタンス）を一定にしたままで電界効果トランジスタＭ３のコンダクタンスを調整する電流源として動作することができる。

そして、電界効果トランジスタＭ１、Ｍ３のゲートには差動信号Ｖｉｎが入力され、電界効果トランジスタＭ２、Ｍ４のゲートには差動信号Ｖｉｎｂが入力される。なお、差動信号Ｖｉｎは差動信号Ｖｉｎ、Ｖｉｎｂの一方に対応し、差動信号Ｖｉｎｂは差動信号Ｖｉｎ、Ｖｉｎｂの他方に対応することができる。

また、電界効果トランジスタＭ１、Ｍ２のゲートにはバイアス電圧Ｖｂｉａｓ１が印加され、電界効果トランジスタＭ３、Ｍ４のゲートにはバイアス電圧Ｖｂｉａｓ２が印加され、電界効果トランジスタＭ５、Ｍ６のゲートにはバイアス電圧Ｖｂｉａｓ３が印加される。なお、バイアス電圧Ｖｂｉａｓ２、Ｖｂｉａｓ３は可変させることができる。
そして、電界効果トランジスタＭ１、Ｍ４の接続点からは差動信号Ｖｏｕｔが出力され、電界効果トランジスタＭ２、Ｍ３の接続点からは差動信号Ｖｏｕｔｂが出力される。なお、差動信号Ｖｏｕｔ、Ｖｏｕｔｂは、差動出力の差動対に対応することができる。

ここで、ソースフォロア回路にソース接地回路を直列接続することで、ソースフォロア回路にて線形性を確保しつつ、ソースフォロア回路による利得の不足分をソース接地回路にて補わせることが可能となるとともに、ソースフォロア回路に流れるバイアス電流をソース接地回路にて再利用させることができる。このため、消費電流の増大を抑制しつつ、差動増幅回路の線形性と利得の両立を図ることが可能となる。

また、差動増幅回路の線形性と利得の両立を図るために、電源電位とグランド電位との間に直列接続される素子数の増大を抑制することができ、低電圧動作に対応することができる。

さらに、電界効果トランジスタＭ３、Ｍ４に電界効果トランジスタＭ５、Ｍ６をそれぞれ並列接続することにより、電界効果トランジスタＭ３、Ｍ４のコンダクタンスを調整することが可能となる。このため、差動増幅回路の線形性と利得の両立を図りつつ、差動増幅回路の線形性を高めたり、差動増幅回路の利得を高めたりすることができ、差動増幅回路の線形性と利得のバランスを最適化することができる。

図２は、図１の差動増幅回路の差動対の片側を簡略化して示す回路図である。
図２において、この回路にはＮチャンネル電界効果トランジスタＭ１１〜Ｍ１３が設けられている。そして、電界効果トランジスタＭ１１、Ｍ１２は互いに直列接続され、電界効果トランジスタＭ１２には電界効果トランジスタＭ１３が並列接続されている。ここで、電界効果トランジスタＭ１１はソースフォロア回路として動作し、電界効果トランジスタＭ１２はソースフォロア回路に直列接続されたソース接地回路として動作することができる。また、電界効果トランジスタＭ１３は、電界効果トランジスタＭ１１の電流（すなわち、トランスコンダクタンス）を一定にしたままで電界効果トランジスタＭ１２のコンダクタンスを調整する電流源として動作することができる。また、Ｍ１１〜Ｍ１３はＮチャンネル電界効果トランジスタである例を示したが、Ｐチャンネル電界効果トランジスタに加えて、ＮＰＮトランジスタやＰＮＰトランジスタで構成することも可能である。

そして、電界効果トランジスタＭ１１のゲートには差動信号Ｖｉｎが入力され、電界効果トランジスタＭ１２のゲートには差動信号Ｖｉｎｂが入力される。また、電界効果トランジスタＭ１１のゲートにはバイアス電圧Ｖｂｉａｓ１が印加され、電界効果トランジスタＭ１２のゲートにはバイアス電圧Ｖｂｉａｓ２が印加され、電界効果トランジスタＭ１３のゲートにはバイアス電圧Ｖｂｉａｓ３が印加される。そして、電界効果トランジスタＭ１１、Ｍ１２の接続点からは差動信号Ｖｏｕｔが出力される。

図３は、図２の増幅回路を簡略化して示す等価回路図である。
図３において、図２の電界効果トランジスタＭ１３は等価的に電流源Ｇ１で表すことができる。ここで、図３の増幅回路のコンダクタンスＧｍは、電界効果トランジスタＭ１１、Ｍ１２のドレインコンダクタンスｇｄｓを無視すれば、以下の（１）式で与えることができる。
Ｇｍ＝Ｉｏｕｔ／Ｖｉｎ＝（ｇｍ１＋ｇｍ２）／（Ｚｍｉｘ×ｇｍ１＋１）・・（１）ただし、Ｚｍｉｘは出力インピーダンス、Ｉｏｕｔは出力電流、ｇｍ１は電界効果トランジスタＭ１１のコンダクタンス、ｇｍ２は電界効果トランジスタＭ１２のコンダクタンスである。

図３の等価回路は、電界効果トランジスタＭ１２がなければ、単なるソースフォロア回路である。ソースフォロア回路は、ＤＣ的に飽和せず、コンダクタンスｇｍ１が十分に大きければ線形動作することができる。ただし、ソースフォロア回路だけでは十分な利得が得られないため、電界効果トランジスタＭ１２を電界効果トランジスタＭ１１に直列接続し、電界効果トランジスタＭ１２をソース接地回路として動作させることで、十分な利得を得ることができる。

ここで、ソース接地回路自体のコンダクタンスＧｍ´は、電界効果トランジスタＭ１１を抵抗Ｒで等価的に表すと、以下の（２）式で与えることができる。
Ｇｍ´＝Ｉｏｕｔ／Ｖｉｎ＝ｇｍ２／（Ｚｍｉｘ／Ｒ＋１）・・・（２）
ソース接地回路は、コンダクタンスｇｍ２を大きくすることで十分な利得を得ることができる。ただし、コンダクタンスｇｍ２は差動信号Ｖｉｎによって大きく変化するため、線形性が悪い。

ここで、コンダクタンスｇｍ２が差動信号Ｖｉｎによって大きく変化すると、図３の等価回路の線形性も劣化する。このため、電界効果トランジスタＭ１２に電流源Ｇ１を並列接続し、電流源Ｇ１の電流値を調整することにより、コンダクタンスｇｍ２を調整することができる。このため、ヘッドルーム（最大入力時の余裕度）を減少させることなく、図３の等価回路の線形性と利得のバランスを最適化することができる。

図４（ａ）は、図２の増幅回路の入力電圧と出力電圧との関係をソース接地回路およびソースフォロア回路と比較して示す図、図４（ｂ）は、図２の増幅回路の入力電圧と電圧利得との関係をソース接地回路およびソースフォロア回路と比較して示す図である。なお、Ｌ１はソース接地回路の特性、Ｌ２はソースフォロア回路の特性、Ｌ３は図２の増幅回路の特性を示す。
図４において、ソース接地回路では高い利得が得られるものの線形性が悪い。ソースフォロア回路では良好な線形性が得られるものの利得が低い。これに対して、図２の増幅回路では、良好な線形性を確保しつつ十分な利得を得ることができる。

（第２実施形態）
図５は、本発明の第２実施形態に係る差動増幅回路の概略構成を示す回路図である。
図５において、この差動増幅回路にはＮチャンネル電界効果トランジスタＭ２１〜Ｍ２６、コンデンサＣ２１〜Ｃ２４および抵抗Ｒ２１〜Ｒ２６が設けられている。コンデンサＣ２１〜Ｃ２４は、入力される信号から直流成分を除去し、変化分を通すコンデンサである。そして、電界効果トランジスタＭ２１、Ｍ２４は互いに直列接続され、電界効果トランジスタＭ２２、Ｍ２３は互いに直列接続されている。また、電界効果トランジスタＭ２４には電界効果トランジスタＭ２６が並列接続され、電界効果トランジスタＭ２３には電界効果トランジスタＭ２５が並列接続されている。また、Ｍ２１〜Ｍ２６はＮチャンネル電界効果トランジスタである例を示したが、Ｐチャンネル電界効果トランジスタに加えて、ＮＰＮトランジスタやＰＮＰトランジスタで構成することも可能である。

ここで、電界効果トランジスタＭ２１、Ｍ２２はソースフォロア回路として動作し、電界効果トランジスタＭ２３、Ｍ２４はソースフォロア回路に直列接続されたソース接地回路として動作することができる。また、電界効果トランジスタＭ２６は電界効果トランジスタＭ２４のコンダクタンスを調整する電流源として動作し、電界効果トランジスタＭ２５は電界効果トランジスタＭ２３のコンダクタンスを調整する電流源として動作することができる。

そして、電界効果トランジスタＭ２１、Ｍ２３のゲートにはコンデンサＣ２１、Ｃ２３をそれぞれ介して差動信号Ｖｉｎｐが入力され、電界効果トランジスタＭ２２、Ｍ２４のゲートにはコンデンサＣ２２、Ｃ２４をそれぞれ介して差動信号Ｖｉｎｎが入力される。なお、差動信号Ｖｉｎｐは差動信号Ｖｉｎｐ、Ｖｉｎｎの一方に対応し、差動信号Ｖｉｎｎは差動信号Ｖｉｎｐ、Ｖｉｎｎの他方に対応することができる。

また、電界効果トランジスタＭ２１、Ｍ２２のゲートには抵抗Ｒ２１、Ｒ２２をそれぞれ介してバイアス電圧Ｖｂｉａｓ１が印加され、電界効果トランジスタＭ２３、Ｍ２４のゲートには抵抗Ｒ２３、Ｒ２４をそれぞれ介してバイアス電圧Ｖｂｉａｓ２が印加され、電界効果トランジスタＭ２５、Ｍ２６のゲートには抵抗Ｒ２５、Ｒ２６をそれぞれ介してバイアス電圧Ｖｂｉａｓ３が印加される。なお、バイアス電圧Ｖｂｉａｓ２、Ｖｂｉａｓ３は、制御信号ＳＣに基づいて可変させることができる。ここで、バイアス電圧Ｖｂｉａｓ２、Ｖｂｉａｓ３を変化させることにより、差動増幅回路の線形性と利得のバランスを動的に調整することができる。
そして、電界効果トランジスタＭ２１、Ｍ２４の接続点からは差動信号Ｖｏｕｔｐが出力され、電界効果トランジスタＭ２２、Ｍ２３の接続点からは差動信号Ｖｏｕｔｎが出力される。

（第３実施形態）
図６は、本発明の第３実施形態に係る差動増幅回路に適用されるバイアス電圧設定回路の概略構成を示す回路図である。
図６において、このバイアス電圧設定回路には、Ｎチャンネル電界効果トランジスタＭ３１〜Ｍ３５、可変電流源Ｇ２およびコンパレータＣＰが設けられている。そして、電界効果トランジスタＭ３１、Ｍ３２のゲートは電界効果トランジスタＭ３１のドレインに接続され、電界効果トランジスタＭ３１のドレインには可変電流源Ｇ２が接続されている。また、電界効果トランジスタＭ３２、Ｍ３３は互いに直列接続され、電界効果トランジスタＭ３５、Ｍ３４は互いに直列接続されている。また、電界効果トランジスタＭ３２、Ｍ３３の接続点はコンパレータＣＰの一方の入力端子に接続され、電界効果トランジスタＭ３５、Ｍ３４の接続点はコンパレータＣＰの他方の入力端子に接続されている。また、コンパレータＣＰの出力端子は電界効果トランジスタＭ３５のゲートに接続され、電界効果トランジスタＭ３３、Ｍ３４のゲートにはバイアス電圧Ｖｂｉａｓ１が印加される。また、Ｍ３１〜Ｍ３６はＮチャンネル電界効果トランジスタである例を示したが、Ｐチャンネル電界効果トランジスタに加えて、ＮＰＮトランジスタやＰＮＰトランジスタで構成することも可能である。

なお、電界効果トランジスタＭ３３、Ｍ３４のサイズは、図５の電界効果トランジスタＭ２１、Ｍ２２のサイズと同一にすることが好ましい。また、電界効果トランジスタＭ３４、Ｍ３５のサイズの比は、電界効果トランジスタＭ２１、Ｍ２４のサイズの比と同一にすることが好ましい。

そして、可変電流源Ｇ２にて発生されたバイアス電流Ｉｂｉａｓ２が電界効果トランジスタＭ３１のドレインに供給されると、電界効果トランジスタＭ３１、Ｍ３２のカレントミラー動作により、バイアス電流Ｉｂｉａｓ２に対応した電界効果トランジスタＭ３２のドレインに流れる。そして、電界効果トランジスタＭ３２のドレイン電圧と電界効果トランジスタＭ３５のドレイン電圧とがコンパレータＣＰにて比較され、電界効果トランジスタＭ３２のドレイン電圧と電界効果トランジスタＭ３５のドレイン電圧とが一致するように電界効果トランジスタＭ３５のゲート電圧がコンパレータＣＰにて制御されながら、コンパレータＣＰからバイアス電圧Ｖｂｉａｓ２が出力される。

ここで、電界効果トランジスタＭ３２のドレイン電圧と電界効果トランジスタＭ３５のドレイン電圧とが一致されることで、電界効果トランジスタＭ３２のドレインに流れる電流に相当する電流が電界効果トランジスタＭ３５のドレインに流れ、バイアス電圧Ｖｂｉａｓ２を電界効果トランジスタＭ３１のゲート電圧に精度よく対応させることが可能となることから、バイアス電圧Ｖｂｉａｓ２をバイアス電流Ｉｂｉａｓ２に精度よく追従させることができる。

なお、図６の例では、バイアス電圧Ｖｂｉａｓ２を設定するバイアス電圧設定回路について説明したが、バイアス電圧Ｖｂｉａｓ３を設定するバイアス電圧設定回路についても図６と同様に構成することができる。

（第４実施形態）
図７は、本発明の第４実施形態に係る差動増幅回路に適用されるバイアス電流設定回路の概略構成を示す回路図である。本実施形態は、図６に示された第３実施形態に係る回路のＩｂｉａｓ２を供給する回路である。
図７において、このバイアス電流設定回路には、バイアス電流切替回路１１およびｇｍ一定バイアス回路１２が設けられている。

ここで、バイアス電流切替回路１１には、Ｎチャンネル電界効果トランジスタＭ４１〜Ｍ４６が設けられている。なお、例えば、電界効果トランジスタＭ４２のサイズは、電界効果トランジスタＭ４１のサイズの２倍、電界効果トランジスタＭ４３のサイズは、電界効果トランジスタＭ４１のサイズの４倍に設定することができる。そして、電界効果トランジスタＭ４１、Ｍ４４は互いに直列接続され、電界効果トランジスタＭ４２、Ｍ４５は互いに直列接続され、電界効果トランジスタＭ４３、Ｍ４６は互いに直列接続されている。また、電界効果トランジスタＭ４４〜Ｍ４６のソースは共通に接続され、電界効果トランジスタＭ４４〜Ｍ４６のゲートには制御信号ＳＤが入力される。また、電界効果トランジスタＭ４１〜Ｍ４３のゲートにはｇｍ一定バイアス回路１２の出力が入力される。なお、電界効果トランジスタＭ４１〜Ｍ４３はＰチャンネル電界効果トランジスタ、電界効果トランジスタＭ４４〜Ｍ４６はＮチャンネル電界効果トランジスタを用いることができる。

一方、ｇｍ一定バイアス回路１２には、Ｎチャンネル電界効果トランジスタＭ５１〜Ｍ５４および抵抗Ｒ５１が設けられている。そして、電界効果トランジスタＭ５１、Ｍ５２のゲートは電界効果トランジスタＭ５１のドレインに接続され、電界効果トランジスタＭ５３、Ｍ５４のゲートは電界効果トランジスタＭ５４のドレインに接続されている。また、電界効果トランジスタＭ５１、Ｍ５３は互いに直列接続され、電界効果トランジスタＭ５２、Ｍ５４は互いに直列接続されている。また、電界効果トランジスタＭ５２のソースには抵抗Ｒ５１が接続されている。

なお、電界効果トランジスタＭ５３、Ｍ５４はＰチャンネル電界効果トランジスタ、電界効果トランジスタＭ５１、Ｍ５２はＮチャンネル電界効果トランジスタを用いることができる。また、電界効果トランジスタＭ５３、Ｍ５４のゲート幅は同一に設定され、電界効果トランジスタＭ５２のゲート幅は、電界効果トランジスタＭ５１のゲート幅より大きくなるように設定されている。

そして、電界効果トランジスタＭ５２のドレインには、電界効果トランジスタＭ５１、Ｍ５２のゲート幅および抵抗Ｒ５１の値で決まる電流が流れる。そして、電界効果トランジスタＭ５２のドレイン電流は電界効果トランジスタＭ５４に流れ、電界効果トランジスタＭ５３、Ｍ５４のカレントミラー動作により、電界効果トランジスタＭ５２のドレイン電流に対応した電流が電界効果トランジスタＭ５３のドレインに流れる。そして、電界効果トランジスタＭ５３のドレイン電流は電界効果トランジスタＭ５１に流れ、電界効果トランジスタＭ５１、Ｍ５２のカレントミラー動作により、電界効果トランジスタＭ５３のドレイン電流に対応した電流が電界効果トランジスタＭ５２のドレインに流れる。

この結果、電界効果トランジスタＭ５２のドレイン電流から電界効果トランジスタＭ５３のドレイン電流が決定され、電界効果トランジスタＭ５３のドレイン電流から電界効果トランジスタＭ５２のドレイン電流が決定されることから、カレントミラー動作させる基準電流がセルフバイアスにて生成される。

そして、電界効果トランジスタＭ５４、Ｍ４１〜Ｍ４３のカレントミラー動作により、電界効果トランジスタＭ５２のドレイン電流に対応した電流が電界効果トランジスタＭ４１〜Ｍ４３のドレインに流れる。ここで、電界効果トランジスタＭ４２、Ｍ４３のサイズを電界効果トランジスタＭ４１のサイズの２倍、４倍にそれぞれ設定することにより、電界効果トランジスタＭ４２、Ｍ４３のドレイン電流を電界効果トランジスタＭ４１のドレイン電流の２倍、４倍にそれぞれ設定することができる。

そして、制御信号ＳＤに応じて電界効果トランジスタＭ４４〜Ｍ４６のいずれかをオンさせることにより、電界効果トランジスタＭ４１〜Ｍ４３のいずれかのドレイン電流をバイアス電流Ｉｂｉａｓ_ｏｕｔとして出力させることができる。

ここで、ｇｍ一定バイアス回路１２を用いることにより、電界効果トランジスタの特性のバラツキや温度変動が発生した場合においても、増幅回路のコンダクタンスを一定に保持することができる。

なお、図７の例では、バイアス電流Ｉｂｉａｓ_ｏｕｔを８段階に可変する構成について説明したが、８段階以外に可変するようにしてもよい。可変にする場合は、電界効果トランジスタＭ４１〜Ｍ４３に至るサイズ設定に応じて、トランジスタを追加、減少させる。例えば、１つ追加する場合は、電界効果トランジスタＭ４１の８倍のサイズが望ましい。以降、１６倍、３２倍、というように追加していくのが望ましい。また、サイズを変えたトランジスタに対応して電界効果トランジスタを直列に接続していく。

（第５実施形態）
図８は、本発明の第５実施形態に係る差動増幅回路が適用される受信機の概略構成を示すブロック図である。
図８において、この無線受信機には、空間を伝播する無線周波数信号を受信する受信アンテナ１０１、受信アンテナ１０１にて受信された無線周波数信号から所望の周波数成分を選択するバンドパスフィルタ１０２、バンドパスフィルタ１０２にて選択された無線周波数信号を増幅するローノイズアンプ１０３、ローノイズアンプ１０３にて増幅された無線周波数信号をベースバンド信号または中間周波信号に変換するミキサ１０５、ローノイズアンプ１０３とミキサ１０５との間の電気的な干渉を抑制するバッファ１０４、ミキサ１０５から出力された信号から不要な高域成分を除去するローパスフィルタ１０６、ローパスフィルタ１０６を通過した信号を増幅する利得可変アンプ１０７、利得可変アンプ１０７から出力された信号をデジタル値に変換するＡＤコンバータ１０８およびＯＦＤＭ（ＯｒｔｈｏｇｏｎａｌＦｒｅｑｕｅｎｃｙ−ＤｉｖｉｓｉｏｎＭｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ：直交周波数分割多重方式）復調処理を行うＯＦＤＭ復調部１０９が設けられている。

なお、バンドパスフィルタ１０２からＡＤコンバータ１０８まで伝送される信号は差動信号を用いることができる。また、バッファ１０４としては、図１または図５の構成を用いることができる。

また、ローパスフィルタ１０６には、オペアンプＡＰ、抵抗Ｒ１１、Ｒ１２およびコンデンサＣ１１、Ｃ１２が設けられている。ここで、オペアンプＡＰには、反転入力端子および非反転入力端子が設けられるとともに、反転出力端子および非反転出力端子が設けられている。そして、オペアンプＡＰの反転出力端子は、抵抗ＦＲ１１を介してオペアンプＡＰの反転入力端子に接続されている。また、抵抗ＦＲ１１には、コンデンサＣ１１が並列接続されている。また、オペアンプＡＰの非反転出力端子は、抵抗ＦＲ１２を介してオペアンプＡＰの非反転入力端子に接続されている。また、抵抗ＦＲ１２には、コンデンサＣ１２が並列接続されている。

ここで、オペアンプＡＰから出力された電圧が、抵抗ＦＲ１１、ＦＲ１２をそれぞれ介して反転入力端子および非反転入力端子に帰還されることで、トランスインピーダンスアンプとしてオペアンプＡＰを動作させることができ、ＩＶ変換を行わせることができる。また、抵抗ＦＲ１１、ＦＲ１２にコンデンサＣ１１、Ｃ１２をそれぞれ並列接続することで、ローパスフィルタとしても動作させることができる。

そして、受信アンテナ１０１にて受信された無線周波数信号は、バンドパスフィルタ１０２にて所望の周波数成分が選択され、ローノイズアンプ１０３にて増幅された後、バッファ１０４を介してミキサ１０５に入力される。そして、ミキサ１０５において、ローノイズアンプ１０３にて増幅された無線周波数信号が局部発振信号ＬＩ、ＬＱと混合されることでダウンコンバートされ、ベースバンド信号の同相成分および直交成分が生成される。

そして、ミキサ１０５にて生成されたベースバンド信号は、ローパスフィルタ１０６にて不要な高域成分が除去された後、利得可変アンプ１０７にて増幅され、ＡＤコンバータ１０８にてデジタル値に変換された後、ＯＦＤＭ復調部１０９にてＯＦＤＭ復調処理が行われる。

ここで、ローノイズアンプ１０３とミキサ１０５との間にバッファ１０４を接続することにより、ローノイズアンプ１０３とミキサ１０５との間の電気的な干渉を抑制することができ、ローノイズアンプ１０３の特性がミキサ１０５の動作に影響を与えたり、ミキサ１０５の特性がローノイズアンプ１０３の動作に影響を与えたりするのを防止することができる。

なお、図８の実施形態では、ダイレクトコンバート方式の無線受信機に図１または図５の差動増幅回路を適用する方法について説明したが、無線周波数信号を中間周波信号に一旦変換してからベースバンド信号に変換する無線受信機に図１または図５の差動増幅回路を適用するようにしてもよい。

Ｍ１〜Ｍ６、Ｍ１１〜Ｍ１３、Ｍ２１〜Ｍ２６、Ｍ３１〜Ｍ３５、Ｍ４１〜Ｍ４６、Ｍ５１〜Ｍ５４電界効果トランジスタ、Ｇ１電流源、Ｇ２可変電流源、Ｚｍｉｘ出力インピーダンス、Ｃ１１、Ｃ１２、Ｃ２１〜Ｃ２４コンデンサ、Ｒ１１、Ｒ１２、Ｒ２１〜Ｒ２６、Ｒ５１抵抗、ＣＰコンパレータ、１１バイアス電流切替回路、１２ｇｍ一定バイアス回路、１０１受信アンテナ、１０２バンドパスフィルタ、１０３ローノイズアンプ、１０４バッファ、１０５ミキサ、１０６ローパスフィルタ、１０７利得可変アンプ、１０８ＡＤコンバータ、１０９ＯＦＤＭ復調部、ＡＰオペアンプ

Claims

差動信号の一方が入力されるソースフォロア回路と、
前記ソースフォロア回路に直列接続され、前記差動信号の他方が入力されるソース接地回路とを備え、
前記ソースフォロア回路は、
前記差動信号の一方が入力される第１のトランジスタと、
前記差動信号の他方が入力される第２のトランジスタとを備え、
前記ソース接地回路は、
第１のトランジスタに直列接続され、前記差動信号の他方が入力される第３のトランジスタと、
第２のトランジスタに直列接続され、前記差動信号の一方が入力される第４のトランジスタとを備え、
前記第３のトランジスタに並列接続され、前記第３のトランジスタのコンダクタンスを調整する第５のトランジスタと、
前記第４のトランジスタに並列接続され、前記第４のトランジスタのコンダクタンスを調整する第６のトランジスタとを備えることを特徴とする差動増幅回路。
前記第１および第２のトランジスタのバイアス電圧を設定する第１のバイアス電圧設定回路と、
前記第３および第４のトランジスタのバイアス電圧を設定する第２のバイアス電圧設定回路と、
前記第５および第６のトランジスタのバイアス電圧を設定する第３のバイアス電圧設定回路とを備えることを特徴とする請求項１に記載の差動増幅回路。
空間を伝播する無線周波数信号を受信する受信アンテナと、
前記受信アンテナにて受信された無線周波数信号を増幅するローノイズアンプと、
前記ローノイズアンプにて増幅された無線周波数信号をベースバンド信号または中間周波信号に変換するミキサと、
前記ローノイズアンプと前記ミキサとの間に接続され、ソース接地回路とソースフォロア回路とが直列接続された増幅回路からなるバッファと、
前記ミキサにて変換されたベースバンド信号または中間周波信号から不要な高周波成分を減衰させるローパスフィルタとを備え、
前記ソースフォロア回路は、
前記差動信号の一方が入力される第１のトランジスタと、
前記差動信号の他方が入力される第２のトランジスタとを備え、
前記ソース接地回路は、
第１のトランジスタに直列接続され、前記差動信号の他方が入力される第３のトランジスタと、
第２のトランジスタに直列接続され、前記差動信号の一方が入力される第４のトランジスタとを備え、
前記増幅回路は、
前記第３のトランジスタに並列接続され、前記第３のトランジスタのコンダクタンスを調整する第５のトランジスタと、
前記第４のトランジスタに並列接続され、前記第４のトランジスタのコンダクタンスを調整する第６のトランジスタとを備えることを特徴とする無線受信機。