JP5118685B2 - 周波数変換回路 - Google Patents

Description

本発明は主に無線通信用途に用いられ、高周波の信号からベースバンド周波数の信号に周波数変換を行う周波数変換回路に関する。

無線通信用途での受信機においては、一般に高周波の信号をベースバンド周波数の信号に周波数変換を行い、信号処理を行う。
周波数変換の目的は、周波数変換によって高周波の信号のうちの信号帯域のみを取り出し、いわゆるベースバンド復調を行う以外にも、高周波の信号の信号強度を低い周波数に周波数変換して行う目的もある。
このどちらの目的の場合も、受信システムの通信精度を良くするため、周波数変換回路の変換利得はばらつかずに一定であることが望まれる。ここで言うばらつきとは、製造において個体間での変換利得が異なる場合と、１個体において温度や電源電圧などで変換利得が変動する場合の両方が含まれる。

従来、製造上の個体間でのばらつきを抑制して変換利得を一定とする手段として、製造後に各個体の変換利得を調整したり、キャリブレーションを行うなどしていた。しかし、製造後の個体調整は製造コストを増大させ、またキャリブレーションを行うには複雑な回路を要するため、回路規模の増大を招く。
従って、製造コストと回路規模を抑えるためには個体調整が必要なく、温度や電源電圧で変換利得が変動しない受信回路が求められる。特に、受信回路における周波数変換回路は、高周波を扱う回路のため変換利得のばらつきを抑えることが難しいことから、変換利得のばらつきが小さい周波数変換回路を実現することが極めて重要となる。

一方、ＧＭアンプ（トランスコンダクタンス増幅器）の相互コンダクタンス特性を一定にする技術には、特許第３９７７０７５号の図７に記述があるようなバイアス回路を用いてＧＭアンプを駆動する例が挙げられる。これは、信号パスに使用するＧＭアンプに対してトランジスタのサイズあたりの相互コンダクタンスを同一としたトランジスタを用いたレプリカアンプを利用して、レプリカアンプの相互コンダクタンス値を内部の一定電流および抵抗で生成した電圧で制御し、レプリカアンプの相互コンダクタンス値とバイアス回路内部抵抗値の積が一定になるものである。レプリカアンプで生成した電圧バイアスを信号パスのＧＭアンプに使用することによって、個体間のトランジスタの製造上のばらつきに由来するＧＭアンプの相互コンダクタンスの変動に対処し、相互コンダクタンスとバイアス回路内部抵抗値の積を一定にすることによって、種々応用回路上の特性を一定に保つものである。ただし、この技術は抵抗のばらつきに対しては、例えば集積回路として形成した場合、製造上のばらつきによって生じる抵抗値の変動を抑えることはできない。

特許第３９７７０７５号公報

周波数変換回路として、図６の構成のものがある。図６の差動入力ポート１１、１２から回路に入力されたＲＦ周波数の受信信号は、ＧＭアンプ１００により、電圧電流変換され、受信電流信号として出力される。
ＧＭアンプ１００はトランジスタＴｒ１〜Ｔｒ４を含んで構成され、ＮＭＯＳトランジスタであるＴｒ１およびＴｒ２はそれらの各ソースがグラウンドに接続され、それらの各ゲートは容量Ｃａ１およびＣａ２を介して差動入力ポート１１、１２に接続され、且つ、各対応する抵抗Ｒａ１およびＲａ２を介して図示のＸ点から電圧バイアスが供給される。

トランジスタＴｒ１およびＴｒ２の各ドレインはＰＭＯＳトランジスタＴｒ３およびＴｒ４の各対応するドレインにそれぞれ接続され、該接続による両接続部が出力端となる。
トランジスタＴｒ３およびＴｒ４はそれらの各ソースが電源に接続され、それらの各ゲートには電圧バイアスが印加される。
ＧＭアンプ１００から出力された電流信号は、スイッチング回路部２００に入力される。スイッチング回路部２００は、容量Ｃｂ１および抵抗Ｒｂ１によるＨＰＦ（ハイパスフィルタ。以下同様）１、容量Ｃｂ２および抵抗Ｒｂ２によるＨＰＦ２により低周波成分が除去される。

上述のように低周波成分が除去された後、各ゲートに正極性及び負極性のローカル信号がこの順に各対応して入力される各ＭＯＳトランジスタＴｒ５およびＴｒ６によるスイッチング回路２１、および、各ゲートに負極性及び正極性のローカル信号がこの順に各対応して入力される各ＭＯＳトランジスタＴｒ７およびＴｒ８によるスイッチング回路２２により、ローカル周波数でスイッチングされることによって周波数変換が施され、ダウンコンバートされる。

ダウンコンバートされた受信電流信号は、差動間に挿入された容量Ｃｃによりその高周波成分が除去される。そして、受信電流信号はＩＶ変換部３００で電流-電圧変換され、最終的に周波数変換が行われた電圧信号として出力される。
この構成では、まずＧＭアンプ１００の相互コンダクタンス値がばらつくことによって、周波数変換回路全体の変換利得が変動する。このＧＭアンプ１００の相互コンダクタンスを、特許第３９７７０７５号公報の図７に記述があるようなバイアス回路をもちいて補正を行った場合でも、バイアス回路が持つ抵抗のばらつきにより、周波数変換回路全体の変換利得を十分に抑えることができない。
本発明はこの点に鑑みて考案されたものであり、変換利得のばらつきを極めて小さく抑える周波数変換回路を提供することを目的とするものである。

上記目的を達成するために、下記の技術を提案する。
入力電圧信号を相互コンダクタンスにより該入力電圧信号の電圧値と相互コンダクタンスの積に相当する電流信号に変換するＧＭアンプと、
前記ＧＭアンプによって当該入力電圧信号を変換して得られた電流信号をローカル信号でミキシングして周波数変換を行うミキサと、
前記ミキサでの周波数変換によって得られた電流信号を電圧信号に変換するＩＶ変換アンプと、
前記ＧＭアンプへバイアス電圧を供給するＧＭ校正回路と、
を備える周波数変換回路において、
該ＧＭ校正回路は、
前記ＧＭアンプに用いるトランジスタとそのサイズあたりの相互コンダクタンスを同一としたトランジスタを用いたレプリカアンプを内部に有し、
前記レプリカアンプに、抵抗と第１電流源からの電流との積に相当するＤＣ電圧を入力し、前記レプリカアンプからの電流出力を所定の電流値になるように、該レプリカアンプの電圧バイアスを設定し、前記抵抗の分割点の電圧を前記ＧＭアンプに供給し、
前記ＧＭ校正回路に用いる該抵抗をＲ１、第１電流源からの電流値をＩ１、前記レプリカアンプからの電流出力の電流値をＩ２とし、前記ＩＶ変換アンプのＩＶ変換に用いる抵抗値がＲ０のとき、周波数変換の変換利得が（Ｒ０／Ｒ１）×（Ｉ２／Ｉ１）の定数倍となることを特徴とする周波数変換回路。

本発明により変換利得が一定でばらつかない周波数変換回路が実現できる。特に半導体集積回路に用いた場合、製造プロセス上のばらつきによる個体間の信号ゲインのばらつきおよび温度、電源電圧変化による信号ゲインの変動が極めて小さい周波数変換回路を提供することができる。

本発明の一つの実施の形態としての周波数変換回路を表す図である。 図１におけるバイアス回路の構成例を示す回路図である。 図１におけるＩＶ変換部の構成例を示す回路図である。 本発明の他の実施の形態としての周波数変換回路の構成を表す回路図である。 本発明の更に他の実施の形態としての周波数変換回路の構成を表す回路図である。 周波数変換回路の一例を示す図である。

以下、図面を参照して本発明の実施の形態につき詳述することにより本発明を明らかにする。
図１は、本発明の一つの実施の形態としての周波数変換回路を表す図である。
図１における周波数変換回路は、ＧＭアンプ１０、スイッチング回路部２０、ＩＶ変換部３０および、バイアス回路４０を含んで構成される。
この周波数変換回路の入力端でありＧＭアンプ１０の入力端である差動入力ポート１１、１２から入力されたＲＦ周波数の受信信号は、ＧＭアンプ１０により、電圧電流変換され、受信電流信号として次段のスイッチング回路２０に向けて出力される。

ＧＭアンプ１０はトランジスタＴｒ１〜Ｔｒ４を含んで構成され、ＮＭＯＳトランジスタであるＴｒ１およびＴｒ２はそれらの各ソースがグラウンドに接続され、それらの各ゲートは容量Ｃａ１およびＣａ２を介して差動入力ポート１１、１２に接続され、各対応する抵抗Ｒａ１およびＲａ２を介して図示のＸ点に接続されたバイアス回路４０から電圧バイアスが供給される。
トランジスタＴｒ１およびＴｒ２の各ドレインはＰＭＯＳトランジスタＴｒ３およびＴｒ４の各対応するドレインに接続されて、該接続による両接続部がＧＭアンプ１０の出力端となる。

トランジスタＴｒ３およびＴｒ４はそれらの各ソースが電源に接続され、それらの各ゲートには電圧バイアス（電圧バイアス１）が印加される。
ＧＭアンプ１０から出力された電流信号は、スイッチング回路部２０に入力される。スイッチング回路部２０は、容量Ｃｂ１および抵抗Ｒｂ１によるＨＰＦ１、容量Ｃｂ２および抵抗Ｒｂ２によるＨＰＦ２により低周波成分が除去される。

上述のように低周波成分が除去された後、各ゲートに正極性及び負極性のローカル信号がこの順に各対応して入力される各ＭＯＳトランジスタＴｒ５およびＴｒ６によるスイッチング回路２１、および、各ゲートに負極性及び正極性のローカル信号がこの順に各対応して入力される各ＭＯＳトランジスタＴｒ７およびＴｒ８によるスイッチング回路２２により、ローカル周波数でスイッチングされることによって周波数変換が施され、ダウンコンバートされる。
即ち、スイッチング回路部２０は、受信された信号をＧＭアンプ１０により電圧電流変換して得た電流信号をローカル信号でミキシングして周波数変換を行うミキサを構成している。

ダウンコンバートされた受信電流信号は、差動間に挿入された容量Ｃｃによりその高周波成分が除去される。そして、受信電流信号はＩＶ変換アンプで構成されるＩＶ変換部３０で電流-電圧変換され、最終的に周波数変換が行われた電圧信号として出力される。
上述の構成において、バイアス回路４０からＸ点に与える電圧バイアスは、より高い電圧を与える程、ＧＭアンプ１０の相互コンダクタンスが増加する傾向を呈し、この結果、周波数変換回路全体の変換利得が増加するように作用する。
即ち、バイアス回路４０は、ＧＭアンプ１０へ上述のようなバイアス電圧を供給するＧＭ校正回路を構成している。

尚、上述の構成例ではスイッチング回路部２０に、敢て、容量Ｃｂ１および抵抗Ｒｂ１によるＨＰＦ１、容量Ｃｂ２および抵抗Ｒｂ２によるＨＰＦ２を設け、これにより低周波成分を除去するように構成しているが、これらＨＰＦ１およびＨＰＦ２を設けることは必ずしも必須の要件ではない。設計上の要求仕様によっては、これらＨＰＦ１およびＨＰＦ２を設けない構成を採る方が要請に適っている場合もあり得る。
また、上述の差動間に挿入された容量Ｃｃについても、これを設けることは必ずしも必須の要件ではなく、設計上の要求仕様に応じて適宜設けられ、或いは、用いない。

図１の周波数変換回路では、上述の作用を利用して、バイアス回路４０として、特許第３９７７０７５号公報（特にその図７およびその関連記載）に開示されているようなバイアス回路を用いる。
図２は、上述のバイアス回路４０の構成例を示す回路図である。
図２において、トランジスタＴｒ２１〜Ｔｒ２４は、図１におけるＴｒ１〜Ｔｒ４と同じ種類で、トランジスタのサイズあたりの相互コンダクタンスを同一としている。より詳細には、一般にトランジスタのゲート長Ｌとゲート幅Ｗに対し、Ｗ／Ｌが同じトランジスタを使用する。これをレプリカアンプと呼ぶこととする。
抵抗Ｒ２０（抵抗値Ｒ1）は、その抵抗値を半分に分割できるように、２つ以上の抵抗（図示の例では、抵抗値が等しくＲ20／２である抵抗Ｒ１１およびＲ１２）を直列に接続して実現する。Ｔｒ２５はＴｒ２４（Ｔｒ４）と同じ種類でサイズあたりの相互コンダクタンスを同一とするトランジスタを使用する。

以下、図２に示した回路の動作を説明する。
電流源２１により生成された電流Ｉ1により、図２の点線枠で囲まれた抵抗Ｒ２０の両端であるＡ点およびＢ点の間には、
Ｖ_A-B＝Ｒ1×Ｉ1
で表される電圧差が生じる。この電圧差がトランジスタＴｒ２１およびトランジスタＴｒ２２のゲート電圧として印加され、トランジスタＴｒ２１〜Ｔｒ２４で構成されるレプリカアンプの相互コンダクタンス値に応じた電流がトランジスタＴｒ２２およびトランジスタＴｒ２４の接続点から出力され電流源２２へと注入される。

図２のＣ点は抵抗Ｒ２０を２つに分割した点であり、ＡＣ間、ＢＣ間の抵抗値はそれぞれＲ20／２である。
Ｃ点の電圧はレプリカアンプに入力される電圧のコモン電圧となる。この点Ｃの電圧はレプリカアンプの出力電流と電流源２２が生成する電流値Ｉ2が等しくなるようにフィードバックがかかるようにする。フィードバックにより定常となったレプリカアンプの出力電流が電流源２２が生成する電流値Ｉ2と等しくなったときのレプリカアンプの相互コンダクタンス値は
ｇｍ＝Ｉ2／Ｖ_A-B＝（１／Ｒ1）×（Ｉ2／Ｉ1）
で示される。

この点Ｃをそのまま図１のＸ点に接続して使用するか、もしくは図２に示されているようにトランジスタＴｒ２６〜Ｔｒ２９で構成されるカレントミラー回路により複製した点Ｄを図１のＸ点に接続して使用することにより、図１のＧＭアンプ１０を図２のレプリカアンプと等しいコモン電圧で動作させることができ、その結果、図１のＧＭアンプ１０の相互コンダクタンス値ｇｍを図２のレプリカアンプの相互コンダクタンスと等しくすることができる。

図３は、図１におけるＩＶ変換部３０の構成例を示す回路図である。
図３のＩＶ変換部３０は、ＩＶ変換アンプであり、オペアンプ３１と抵抗Ｒ３１およびＲ３２（何れも、抵抗値Ｒ0）で構成される。この抵抗Ｒ３１およびＲ３２は図２に示す抵抗Ｒ２１と同じ素材、同じサイズの抵抗を用いて構成し、Ｒ0とＲ1の抵抗比が精度良く設定可能であるようにする。
このときの周波数変換回路全体の変換利得Ｇは、スイッチング回路部２０の利得が十分１倍すなわち０ｄＢに近いとすると、
Ｇ＝ｇｍ×Ｒ0＝（Ｒ0／Ｒ1）×（Ｉ2／Ｉ1）
で表される。
この式に示されるように、周波数変換回路の変換利得は抵抗Ｒ0とＲ1の比と、電流源２１および電流源２２の電流比のみで決められる一定値となり、変換利得はばらつかない。

特に半導体集積回路に応用した場合、プロセスばらつきや温度変化によって抵抗Ｒ0およびＲ1の絶対値や個々のトランジスタの相互コンダクタンス値が変化するようなことがあっても、Ｒ0／Ｒ1の比が一定でありさえすれば製造上の個体間ばらつきも抑えられ、本発明における周波数変換回路全体の変換利得は一定に維持される。
なお、本実施の形態の周波数変換回路における変換利得が一定である前提として、スイッチング回路部２０の利得が十分１倍に近いと記述したが、通常十分なローカル信号強度がスイッチのゲートに供給された場合、十分１倍に近い同一の利得が各スイッチで得られることが知られている。

以上、図１ないし図３を参照して説明した周波数変換回路の構成および作用は、次のように要約することができる。
図１のＧＭアンプ１０はバイアス回路４０から供給される電圧バイアスの大きさに応じてその相互コンダクタンスが調整可能なアンプである。
図２にその回路構成が示されたバイアス回路４０は、ＧＭアンプ１０とサイズあたりの相互コンダクタンスが同一となるトランジスタを用いて構成されたレプリカアンプを内部に持つ。

このレプリカアンプには、内部の電流源２１の電流Ｉ1と抵抗値Ｒ1により生成した電圧差が入力され、レプリカアンプの出力電流を電流源２２の電流Ｉ2と一致するようにフィードバックをかけることで、レプリカアンプの相互コンダクタンスと抵抗R1との積が一定となるように収束する。
図２における抵抗Ｒ1を半分に分割したＣ点をＧＭアンプ１０のバイアスとして用いることにより、ＧＭアンプ１０の相互コンダクタンスとバイアス回路４０の内部抵抗Ｒ1との積が一定となるＧＭアンプ１０を実現することができる。

ＧＭアンプ１０はローカル信号でミキシングして周波数変換を行うミキサ（既述の例ではスイッチング回路部２００）に接続される。
周波数変換されたミキサ出力は、図３に示すＩＶ変換部３０でその抵抗Ｒ３１およびＲ３２の抵抗値Ｒ0により電流信号から電圧信号に変換され出力される。
これにより、周波数変換回路全体の変換利得はＩＶ変換部３０の抵抗Ｒ３１およびＲ３２の抵抗値Ｒ0とバイアス回路４０内の抵抗Ｒ２０の抵抗値Ｒ1との比で決まる一定値となるため、変換利得のばらつきが極めて小さく抑制された周波数変換回路を実現することができる。

図４は、本発明の他の実施の形態としての周波数変換回路の構成を表す回路図である。
図１の実施の形態ではＧＭアンプ１０に差動回路を適用したが、図４の実施の形態では、図１のＧＭアンプ１０に替えて、図示のように、入力および出力をシングルエンドで行うように構成したＧＭアンプ１０ａを適用している。
ＧＭアンプ１０ａはトランジスタＴｒ１〜Ｔｒ４を含んで構成され、ＮＭＯＳトランジスタであるＴｒ１およびＴｒ２はそれらの各ソースがグラウンドに接続され、トランジスタのＴｒ１のゲートが容量Ｃａ４１を介してシングル入力ポート４１に接続されると共に、抵抗Ｒａ１を介して図示のＸ点に接続されたバイアス回路４０から電圧バイアスが供給される。

またトランジスタＴｒ２のゲートは抵抗Ｒａ２を介して図示のＸ点に接続されたバイアス回路４０から電圧バイアスが供給される。
上述の構成において、バイアス回路４０からＸ点に与える電圧バイアスは、より高い電圧を与える程、ＧＭアンプ１０の相互コンダクタンスが増加する傾向を呈し、この結果、周波数変換回路全体の変換利得が増加するように作用する。
即ち、バイアス回路４０は、ＧＭアンプ１０へ上述のようなバイアス電圧を供給するＧＭ校正回路を構成している。

トランジスタＴｒ１およびＴｒ２の各ドレインはＰＭＯＳトランジスタＴｒ３およびＴｒ４の各対応するドレインに接続され、該接続による両接続部のうちトランジスタＴｒ３とトランジスタＴｒ１との接続部がＧＭアンプ１０ａの出力端となる。
そして、このＧＭアンプ１０ａの後段に、スイッチング回路部２０ａを接続している。
シングル入力ポート４１への入力信号はこのスイッチング回路部２０ａでローカル周波数によってスイッチングされることによって周波数変換が施され、ダウンコンバートされる。

即ち、スイッチング回路部２０ａは、受信された信号をＧＭアンプ１０ａにより電圧電流変換して得た電流信号をローカル信号でミキシングして周波数変換を行うミキサを構成している。
図示のように、スイッチング回路部２０ａは、各ゲートに正極性及び負極性のローカル信号がこの順に各対応して入力される各ＭＯＳトランジスタＴｒ４５およびＴｒ４６によるスイッチング回路４１が接続され、更にその後段に、既述のようなＩＶ変換部３０が接続されている。
そして、上述のようにしてダウンコンバートされた受信電流信号は、ＩＶ変換部３０で電流-電圧変換され、最終的に周波数変換が行われた電圧信号として出力される。

以上、図４を参照して説明したような回路でも変換利得が一定に保たれる周波数変換回路を実現することができる。
図５は、本発明の更に他の実施の形態としての周波数変換回路の構成を表す回路図である。この実施の形態では、ＧＭアンプ１０ａとして図４におけるものと同様の回路を適用し、更に、図示のように、スイッチ回路部２０ｂおよびＩＶ変換部３０ｂも、何れもシングルエンドで行う回路を適用している。

即ち、図５の実施の形態における周波数変換回路でも、ＧＭアンプ１０ａは、ＧＭ校正回路を構成するバイアス回路４０から上述のようなバイアス電圧の供給を受ける。
即ち、スイッチング回路部２０ｂはＭＯＳトランジスタＴｒ５５によって構成され、シングル入力ポート４１への入力信号はこのスイッチング回路部２０ｂでローカル周波数によってスイッチングされることによって周波数変換が施され、ダウンコンバートされる。

即ち、スイッチング回路部２０ｂは、受信された信号をＧＭアンプ１０ａにより電圧電流変換して得た電流信号をローカル信号でミキシングして周波数変換を行うミキサを構成している。
そして、上述のようにしてダウンコンバートされた受信電流信号は、シングルエンドで行うＩＶ変換アンプであるＩＶ変換部３０ｂで電流-電圧変換され、最終的に周波数変換が行われた電圧信号として出力される。
以上、図５を参照して説明したような回路でも同様に変換利得が一定に保たれる周波数変換回路を実現することができる。

１０，１０ａ，１００……………ＧＭアンプ
２０，２０ａ，２０ｂ，２００…スイッチング回路部
３０，３０ｂ………………………ＩＶ変換部
４０…………………………………バイアス回路

Claims (1)

1. 入力電圧信号を相互コンダクタンスにより該入力電圧信号の電圧値と相互コンダクタンスの積に相当する電流信号に変換するＧＭアンプと、
   前記ＧＭアンプによって当該入力電圧信号を変換して得られた電流信号をローカル信号でミキシングして周波数変換を行うミキサと、
   前記ミキサでの周波数変換によって得られた電流信号を電圧信号に変換するＩＶ変換アンプと、
   前記ＧＭアンプへバイアス電圧を供給するＧＭ校正回路と、
   を備える周波数変換回路において、
   該ＧＭ校正回路は、
   前記ＧＭアンプに用いるトランジスタとそのサイズあたりの相互コンダクタンスを同一としたトランジスタを用いたレプリカアンプを内部に有し、
   前記レプリカアンプに、抵抗と第１電流源からの電流との積に相当するＤＣ電圧を入力し、前記レプリカアンプからの電流出力を所定の電流値になるように、該レプリカアンプの電圧バイアスを設定し、前記抵抗の分割点の電圧を前記ＧＭアンプに供給し、
   前記ＧＭ校正回路に用いる該抵抗をＲ１、第１電流源からの電流値をＩ１、前記レプリカアンプからの電流出力の電流値をＩ２とし、前記ＩＶ変換アンプのＩＶ変換に用いる抵抗値がＲ０のとき、周波数変換の変換利得が（Ｒ０／Ｒ１）×（Ｉ２／Ｉ１）の定数倍となることを特徴とする周波数変換回路。

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