TWI517558B - 具有主動式單端轉差分訊號轉換之互補式低雜訊轉導器 - Google Patents

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TWI517558B
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Description

具有主動式單端轉差分訊號轉換之互補式低雜訊轉導器
本發明之標的大致與無線接收器有關。
近年消費者對於無線通訊產品與服務上需求的顯著成長，特別是對於可攜式無線通訊裝置的需求，已驅使業界去開發更低成本、小尺寸規格、低功率的無線(射頻)收發機。此外，最先進的無線應用發展亦鼓舞消費者期待擴充性連線的便利性與加強性服務兩者所能帶來的好處。由於發展的結果，現今的無線收發器可以盛行的無線規格標準在不同的地理區域中運作以滿足消費者的期待。由不同的無線通訊系統與地理區域會有不同相關的規格、需求條件、及協定，故並非所有的無線收發機都是可以相容的。因此，可在多種頻率模式與頻帶下運作的自適性無線收發器(adaptive transceiver)有很大的需求量。此外，這類自適性無線收發器通常會設計來涵蓋最大的頻帶範圍。
本發明提供可將單端訊號轉換為差分訊號的系統及方法。從一低雜訊放大器的輸入端接收一單端電壓訊號。該單端電壓訊號可耦合至一第一輸入區間來將該單端電壓訊號的來源阻抗與一預定的輸出阻抗作匹配。具有預定的輸出阻抗的該單端電壓訊號可作為一第一電壓訊號輸出至一第一轉換區間。提供一輸入偏壓至該第一轉換區間以偏壓該第一電壓訊號。已偏壓的該第一電壓訊號可作為一第一差分端電流訊號輸出至該低雜訊放大器的一輸出端。
在一些實施例中可提供一裝置，其包含：一輸入接收區間(stage)，用以接收一單端電壓訊號；一第一轉換區間，用以將該單端電壓訊號轉換為一第一單端電流訊號；一第二轉換區間，用以將該單端電壓訊號轉換為一第二單端電流訊號；以及一輸出區間，用以輸出一差分輸出，其中包含了該第一單端電流訊號及該第二單端電流訊號。
在一些實施例中可提供一系統，其包含：一天線，用以接收一單端電壓訊號；一低雜訊放大器，用以接收該單端電壓訊號及將該單端電壓訊號轉換為差分電流訊號；以及一或多個混合器，用以接收該差分電流訊號及降轉該差分電流訊號以回復原始資料。
本發明所揭露的系統與技術可達到不同的優點。如降低無線通訊裝置中自適性無線收發機(adaptive transceiver)的整體成本。自適性無線收發器一般係設計來達到最大的頻率涵蓋範圍，本發明可藉由如降低或去除來自其他頻帶的雜訊與訊號干擾之方式來改善其效能。可因此改善無線區域網路(Wireless LAN,WLAN)的佈局及增加其在下一世代多功能裝置(如利用全球化定位系統(GPS)接收器或藍芽(Bluetooth)裝置的可攜式或手持式裝置等)中的適用性。
此外，發明中所揭露的系統與技術可利用一具有共閘極共源極連接設置的主動裝置來進行主動式的單端轉差分訊號(active single-ended-to-differential)轉換。因此，不需使用被動元件，可顯著節省電路面積，且不會造成效益降低及功率消耗方面相關的缺點。
再者，發明中所揭露的系統與技術可利用一窄頻帶的輸入匹配區間(例如，利用電感負回授inductive degeneration)與一互補式輸入區間(例如，採用PMOS(P型金氧半場效電晶體)及/或NMOS(N型金氧半場效電晶體)元件)來提供改良的輸入阻抗匹配(impedance matching)、最佳化的雜訊指數、高轉導值、以及降低電流消耗。此外，該互補式輸入區間可用來去除一輸出負載(例如，電阻或電感)的需求，如此一來，本發明所揭露的系統與技術將可適合後續處理區間的電流驅動(例如，電流模式的被動式混合器)。
本發明的一或多個具體實施例將由下面所附圖式及說明書來更進行更詳細的說明。由說明書、圖式及申請專利範圍將可清楚瞭解本發明其他特徵、目的與優點。
 接收器概述
若一無線裝置要參與無線通訊之運作，該無線裝置可能會含有一內建的接收器。視其無線訊號交換所透過的媒介而定，該接收器可接收(在該接收器實施作為收發機的一部份的場合中則為傳送)一特定形式的訊號(如在一射頻媒介中的射頻(RF)訊號或在一光媒介的光訊號)。所接收的訊號之後可被解調(demodulated，例如透過一或多個中頻(IF)區段來產生一基頻(baseband)或IF訊號)，並可進一步根據一特定的無線通訊標準來回復原始資料。
第一圖表示了一接收器100的範例。如第一圖所示，該接收器100可與一或多個無線(或有線)通訊裝置110a，110b及110c進行通訊。該接收器100可包含一天線102及一低雜訊放大器104。該低雜訊放大器104可為一自偏壓CMOS電路，其可於放大傳入訊號的同時降低放大過程中所引進的額外雜訊且避免該傳入訊號非線性相關的訊號損壞。
運作期間，該接收器100的天線102可偵測及接收來自該等無線通訊裝置110a-110c的RF訊號。天線102可為一產生單端輸入訊號(例如一單端RF訊號)的單端天線，其內含從該等無線通訊裝置110a-110c所接收到之資料。低雜訊放大器104可用來放大該單端輸入訊號，且隨後將該單端輸入訊號饋入一混合區段以進行訊號降頻轉換(down-conversion)。
此技術領域之技藝人士可輕易瞭解到接收器100可為類比及數位兩領域中的單端或差分端結構。單端結構可含有一終端(例如，輸入或是輸出端)，而差分端結構可包含一個以上的終端(例如，輸入或輸出端)。
從低雜訊放大器104接收單端輸入訊號的混合區段可包含一對被動式混合器106a/106b。在一些實施例中，每個被動式混合器106a/106b可被實施作為一差分端輸入雙平衡式混合器。在這些實施例中，因為由天線102所產生之輸入訊號為單端式的訊號，因此該單端輸入訊號可在該被動式混合器106a/106b進行訊號降頻轉換前就先被轉換為差分端訊號。儘管該被動式混合器106a/106b可被實施作為一單端轉差分端結構(single-end to differential-ended)，這類的設計會遇到直流偏移(DC offset)、甚至排列非線性失真等問題，因此該被動式混合器106a/106b在射頻、局部震盪、及中頻訊號間一般需要高度的隔離。
因此，在一些實施例中，該低雜訊放大器104可包含一轉換電路(如同將在第三圖中進一步詳細討論者)來將從該天線102所接收的該單端輸入訊號轉換為一差分端訊號。例如，該低雜訊放大器104可放大該單端輸入訊號，且該轉換電路接著會將該放大後的單端輸入訊號轉換為一差分端輸出訊號以被該等被動式混合器106a/106b進行降頻轉換處理。如同下文中將進一步詳細討論者，轉換電路所產生的差分端輸出訊號可包含一差分端輸出電流來驅動該等被動式混合器106a/106b。
在一些實施例中，被動式混合器106a可為一同相路徑(I-path)混合器，被動式混合器106b可為一正相路徑(Q-path)混合器。或者，該被動式混合器106a可為一正相路徑混合器，而該被動式混合器106b可為一同相路徑混合器。為了進行該差分端輸出訊號之降頻轉換，每一個被動式混合器106a/106b都可接收一參考震盪訊號。一般來說，I-Q混合器106a/106b可被同一震盪器兩個呈90°的相對相位所驅動。該I-Q混合器106a/106b可為正交降頻器(quadrature downconverter)，使得其局部震盪器訊號會有90度的相位偏移。局部震盪訊號或參考震盪訊號可由一震盪器108所提供。如果需要的話，該每個被動式混合器106a/106b還可從一個不同的震盪器處接收一參考震盪訊號。
在一些實施例中，正交相位的局部震盪器訊號可被提取(例如，從一局部器震盪訊號中)來驅動該I-Q混合器106a/106b。例中可利用由一雙頻局部震盪器訊號所驅動的分頻器112。該分頻器112可用來分離該局部震盪器訊號的頻率並對該I-Q混合器106a/106b產生同相(I)及異相(Q)相位。例如，該分頻器112可為一1/2分頻器，其設置來將該參考震盪訊號分成兩個具有相同頻率但不同相位的震盪訊號(如分隔90度的相位差)。
接著，該差分端輸出訊號可由該被動式混合器106a/106b進行降頻轉換(例如，藉由將該差分端輸出訊號與該震盪器108所產生的震盪訊號混頻)。已降轉的訊號可進一步由轉阻放大器(transimpedance amplifier)114a/116a來放大。每一轉阻放大器114a/116a可包含一回授電阻114b/116b來將輸出端連接至該轉阻放大器114a/116a的輸入端。在一些實施例中，該回授電阻114b/116b可用來在該轉阻放大器114a/116a的增益(gain)高時讓所有的電流流經該回授電阻114b/116b。回授電容114c/116c亦可選擇性地用來提供穩定性及頻寬。
在一些實施例中，所產生的電壓訊號可被包含濾波器118a/118b的一過濾區段所過濾。濾波器118a/118b可操作來降低該電壓訊號中不樂見的干擾或阻斷。已過濾的訊號接著可由下流端的處理模組所處理，其可包含(但不限於)可變增益放大器(variable gain amplifier,VGA)120a/120b、數位處理器(例如用以解碼、解擾descramble、解圖demap及/或解調demodulate等)、類比轉數位轉換器、以及一根據特定無線通訊標準或協定來回復原始資料的資料回復區段。
在一些實施例中，低雜訊放大器104可為一基頻處理器(baseband processor)所控制。該基頻處理器可包含合適的邏輯、電路系統、程式碼，其適用來處理由該接收器100所接收的基頻訊號。該基頻處理器亦可包含一或多個微處理器，其可用來監控或控制該接收器100及該基頻處理器中組件及處理元件相關的多種可程式化參數及數值。
該基頻處理器也可從連接至該接收器100的其它無線通訊裝置(如裝置110a-110c)接收其他控制與資料訊息。該基頻處理器可利用已接收的控制或資料訊息來決定該接收器100的運作模式。例如，基於已接收的控制資料，基頻處理器可根據不同的通訊標準及協定為低雜訊放大器104選擇一特定增益、設定該震盪器108的震盪頻率、或設定該低雜訊放大器104之運作等。
在一些實施例中，阻抗網路可用來匹配該天線102與該接收器100之間的輸入阻抗，以確保達到最大的功率轉換及最小的功率損耗(如在某一運作頻率上)。舉例來說，天線102可能在某一運作頻率下具有50歐姆的阻抗，而一阻抗網路可被用來對應地匹配該相同頻率下接收器100的輸入阻抗(如50歐姆)。
本技術領域的技藝人士將輕易地瞭解，接收器100可利用一或多個整合電路來實施，且該一或多個整合電路可實施在相同或不同晶片或晶粒上。至於在另一例中，該接收器100與該基頻處理器可為實施在單一整合電路上的一共同的處理裝置。
以一被動式巴倫(Balun)來施行的低雜訊放大器
第二圖表示一具有巴倫(Balun)之低雜訊放大器範例。如第二圖所示，低雜訊放大器200可包含一巴倫202。在一些實施例中，該巴倫202可為一平衡式/非平衡式轉換器。例如，巴倫202可將一非平衡訊號轉換為一平衡訊號，或將一平衡訊號轉換為一非平衡的訊號。巴倫202亦可運作來將該單端輸入訊號(例如，透過一RF輸入端210接收)轉換為輸出端208a/208b處的一差分端訊號。具體而言，該巴倫202的主繞線204可與該RF輸入端210耦接，而其次繞線206可被中間抽頭(center tapped)處理以在輸出端208a/208b處從透過該RF輸入端210所接收的該單端輸入訊號產生該差分端訊號。例如，具有180度相位差的一訊號係從該主繞線204及該次繞線206兩處產生來放大訊號並在每一輸出端208a及208b產生一高頻訊號。
巴倫202可含有額外的被動或主動元件。然而，當含有被動元件時，該被動式巴倫202的尺寸會變大，因此要將巴倫202整合在一單一晶片上會有困難。此外，該被動式巴倫202不僅會增加實行一低雜訊放大器的成本，亦會增加該接收器100的雜訊指數(noise figure)，因為該巴倫202的功率損耗會造成雜訊指數增加。由該被動式巴倫202所產生的雜訊會降低訊號雜訊比(signal-to-noise ratio)，且會降低該低雜訊放大器200的整體效能。再者，被動式巴倫202無法與目前減縮尺寸與晶粒成本最小化方面相關的技術相容，使得被動式巴倫202之使用不受歡迎。
具有主動式單端轉差分(single-ended to differential)訊號轉換的互補式低雜訊轉導器(transconductor)
因此，在一些實施例中，互補式低雜訊放大器300可用來取代接收器100中的低雜訊放大器200。第三圖表示了一互補式低雜訊放大器300範例。如同將在下面進行更詳細的討論者，該互補式低雜訊放大器300並未搭配被動式巴倫來使用，且可在低電源供應時達成高增益、低雜訊指數(如小於3dB)、高線性度等需求。
如第三圖所示，互補式低雜訊放大器300可包含一或多個互補區段。在一些實施例中，低雜訊放大器300可包含一輸入接收區段301。該輸入接收區段301可包含一輸入端302(如一RF輸入)來接收一單端輸入訊號(如一單端RF訊號)以及包含一第一電感LG 304。該輸入端302可與該第一電感LG 304的其中一端耦接，且一第一輸入區段306與一第二輸入區段308可耦接該第一電感LG 304的另一端。該第一輸入區段306可耦接至一單端轉差分電流轉換區段。本例中的單端轉差分電流轉換區段可包含一第一轉換區段310與一第二轉換區段312。該第一輸入區段306與該第二輸入區段308可與一具有預定轉導值的第一電感LG 304的其中一端耦接。
如同將在下面作更詳細的討論者，該第一輸入區段306與該第二輸入區段308可用來將一傳入的單端電壓訊號轉換為一單端電流訊號，且該第一轉換區段310與該第二轉換區段312可用來將該單端電流訊號為轉換一對差分訊號。
該第一輸入區段306可包含一第一MOSFET(金氧半場效電晶體)電晶體MN1、一電容C1、與一第二電感LS_N。該電容C1可耦接在該第一電感LG 304與該電晶體MN1的閘級(gate)之間。在一些實施例中，該電容C1可為一交流耦合電容。
該電晶體MN1的源極(source)可連接至該第二電感LS_N 320，而該電晶體MN1的汲極(drain)可連接至一第一級聯式(cascaded)電晶體MNCASC1的源極與電容C3(如經由節點324)。當該第二電感LS_N 320的其中一端與該電晶體MN1的源極耦接時，該第二電感LS_N 320的另一端可連接至一接地端VSS 316(及一電晶體MN2的源極)。
在一些實施例中，電容C3可用來在節點324與電晶體MN2的閘極之間提供高頻耦合。當該節點324與電晶體MN2的閘極間有高頻耦合時，該電晶體MN2閘極的直流電壓在節點324處並不一定要是直流電壓，此舉使得第一轉換區段310在設計上更具彈性。
在一些實施例中，該第一輸入區段306可用來作為一阻抗匹配網路。例如，第一電感LG 304、第二電感LS_N 320、電晶體MN1、及連接至電晶體MN1閘極的電容C1在所關注的頻帶上將可容許一50歐姆的阻抗來與輸入端302(例如，一連接至第一圖所示天線102之輸入端)匹配。該第一輸入區段306亦可用來將該輸入區段的雜訊指數(例如，<1.0dB)降至最低。例如，透過第二電感LS_N 320將可提供源極回授電感(source degeneration inductance)來在不增加電阻熱雜訊的前提下呈現一50歐姆的輸入電阻。此外，該第一輸入區段306可提供該輸入區段轉導值的高反應性增幅。
一般來說，該互補式低雜訊放大器300的輸入阻抗可視該第二電感LS_N 320的電感值、該第一電感LG 304的電感值、該電晶體MN1的轉導值及其閘極至源極的電容值(Cgs)而定。在一特定的共振運作頻率下，該第二電感LS_N 320的電感值可選來提供一個所要的實際輸入電阻，該電阻可適用來進行該互補式低雜訊放大器300的輸入阻抗匹配。該第一電感LG 304亦可選來使該電晶體MN1的電容部分(例如，閘極至源極電容Cgs)值變為零(如藉由共振掉之方式)。
同樣地，該第二輸入區段308可包含一電晶體MP1與一電容C2。具體而言，該電容C2的一端可與該第一電感LG 304耦接(例如經由節點318)，而該電容C2的另一端可與該電晶體MP1的閘極耦接。電晶體MP1的源極可與供應電壓VDD 314耦接，且該電晶體MP1的汲極可與該第二轉換區段312耦接(例如，經由節點322)。
在一些實施例中，第一輸入區段306與該第二輸入區段308方面的負回授(degeneration)可以加以使用。例如，如第三圖所示，該第一輸入區段306的電感LS_N 320與該第二輸入區段的電感LS_P 338可作為回授電感來提供電感回授(inductive degeneration)給傳入的單端訊號。
在其他的實施例中，只有該第一輸入區段306與該第二輸入區段308的其中一者會提供傳入的單端訊號電感回授。例如，該第二輸入區段308不須含有電感LS_P 338(如在該電晶體MP1的源極或閘極處)。在這些實施例中，第二輸入區段308可作用來降低在一給定增益與線性度範圍內該互補式低雜訊放大器300的功率損耗(例如，因為在該第二輸入區段並不需要回授)。而在另一例中，第二輸入區段308可透過電感LS_P 338提供電感回授，且該第一輸入區段306不須包含電感LS-N 320。
當利用負回授機制時，共振下的該第二輸入區段308會表現出一輸入阻抗的實數部分，其與該第一輸入區段306所表現者並聯。當負回授被省略時，該第二輸入區段308可被視為是一電容，其電容效應在共振頻率下會被消除。此外，移除該第一輸入區段306或該第二輸入區段308上的負回授部位可幫助降低該低雜訊放大器300的面積。一般來說，因為該第二輸入區段308相關的電流增益(轉導值)會並聯加入該第一輸入區段306相關的電流增益中，故該第二輸入區段308(有回授的或未回授的)可用來增加該低雜訊放大器300的整體增益。
此外，偏壓電流可以再利用來進一步將該互補式低雜訊放大器300的轉導值最大化，同時將一給定電流損耗下的雜訊指數降至最低。例如，該第二輸入區段308可利用與該第一輸入區段306所用相同的直流電流。如此一來，該第一輸入區段306與該第二輸入區段308可以相同的偏壓電流來施以偏壓，讓電流再利用。
在一些實施例中，第一轉換區段310可包含一第一聯級電晶體MNCASC1、一第二聯級電晶體MNCASC2、及一電晶體MN2。在一些實施例中，其建立了一共閘極、共源極結構，其中該第一聯級電晶體MNCASC1可用來作為一共閘極電晶體，而該電晶體MN2則可用來作為一共源極電晶體。該第二聯級電晶體MNCASC2的源極可與該電晶體MN2的汲極耦接。該電晶體MN2的源極可與接地端VSS 316耦接，而該電晶體MN2的閘極則可與該電容C3的其中一端耦接。該電容C3的另一端可與一節點324耦接，該節點復與該第一聯級電晶體MNCASC1的源極與該電晶體MN1的汲極連接。
在一些實施例中，為了偏壓目的，第一聯級電晶體MNCASC1的閘極可以連接至第二聯級電晶體MNCASC2的閘極上。在這些實施例中，該第一堆疊電晶體MNCASC1的閘極與該第二堆疊電晶體MNCASC2的閘極兩者皆會透過節點326所提供的偏壓來驅動。該偏壓326可為一固定偏壓或可變偏壓。
基於該偏壓，該第一轉換區段310的第一聯級電晶體MNCASC1可將該偏壓轉換成一第一電流流至節點330。輸出節點334處的輸出電流可為一流經該第一轉換區段310第一聯級電晶體MNCASC1與該第一輸入區段306電晶體MN2的電流產物。
同樣地，該第二聯級電晶體MNCASC2亦可將該偏壓轉換為一第二電流流至節點332。輸出節點336處的輸出電流可為一流經該第二聯級電晶體MNCASC2與該電晶體MN2的電流產物。在一些實施例中，輸出節點336處的訊號輸出電流可能取決於(例如僅取決於)該電晶體MN2的轉導增益。輸出節點334/336處的總電流值之後可定義為由該第一轉換區段310與該第二轉換區段312所產生的電流總和。
該第二轉換區段312可與該第二輸入區段308及該第一轉換區段310耦接。與該第一轉換區段310類似，在一些實施例中，該第二轉換級312可採用一共閘極、共源極配置，使得該低雜訊放大器300的增益線性度可獲得進一步的改善。
該第二轉換區段312可包含一第一聯級電晶體MPCASC1、一第二聯級電晶體MPCASC2、及一電晶體MP2。該第一聯級電晶體MPCASC1的閘極可連接至該第二聯級電晶體MPCASC2的閘極上。該第一堆疊電晶體MPCASC1的閘極與該第二堆疊電晶體MPCASC2的閘極兩者皆透過節點328所供應的一偏壓來驅動。該偏壓可為一固定或可變電壓。在一些實施例中，該透過節點328供應的偏壓可用來控制節點330與節點332處的阻抗(且因此為輸出電流通道)。
該第二聯級電晶體MPCASC2的源極可與該電晶體MP2的汲極耦接。該電晶體MP2的源極可與供應電壓VDD 314耦接，而該電晶體MP2的閘極可與該電容C4的其中一端耦接。該電容C4的另一端則可與節點322耦接，其中該節點復與第一聯級電晶體MPCASC1的源極與該電晶體MP1的汲極連接。
該第二轉換區段312的第一聯級電晶體MPCASC1可將節點328處的偏壓轉換為一電流流至節點330。除了流經該第一轉換區段310第一聯級電晶體MNCASC1與該第一輸入區段306電晶體MN1的電流外，輸出節點330處的輸出電流亦可為一流經該第二轉換區段312第一聯級電晶體MPCASC1與該第二輸入區段308電晶體MP1的電流產物。
如同上面所討論的，輸出節點334/336處的總電流可為該第一轉換區段310與該第二轉換區段312所產生電流的總和。藉由結合該第一轉換區段310與該第二轉換區段312所產生之電流，輸出端處之電流增益在一特定的電流消耗下會增至最高。之後節點334與336處的輸出電流可被用來驅動接收器組件後續的區段(例如，第一圖中所示的被動式混合器106a/106b)。
在一些實施例中，該第一輸入區段306的電晶體MN1、該第一轉換區段310的第一聯級電晶體MNCASC1、該第二聯級電晶體MNCASC2、及該電晶體MN2可為N型MOSFET元件，而該第二輸入區段308的電晶體MP1、該第二轉換區段312的第一堆疊電晶體MPCASC1、該第二堆疊電晶體MPCASC2、及該電晶體MP2可為P型MOSFET元件。藉由利用該第一輸入區段306與該第一轉換區段310中的N型元件及該第二輸入區段308與該第二轉換區段312中的P型元件，低雜訊放大器300可提供改良的匹配特性(matching)。再者，當使用MOSFET元件時，該接N型及P型元件可製作在一單一晶粒或晶片上以進一步達成一單一晶片型接收器設置。
此外，當該第一轉換區段310與該第二轉換區段312採用一共閘極、共源極的配置時，雜訊指數的高頻匹配與低雜訊放大器300的增益會比傳統的低雜訊放大器更為精準，且該低雜訊放大器300的設計複雜度亦比傳統的低雜訊放大器來的小。例如，忽略有限輸出阻抗的影響，該第一轉換區段310在節點324處的阻抗會具有如下列方程式[1]所示之特徵：
ZP=1/gm＿MNcasc2　[1]
其中gm_MNcasc2表示該第二聯級電晶體MNCASC2的轉導值。假設將流進該第一輸入區段306電晶體MN1汲極的訊號電流定義為Iin+，流出該第一轉換區段310第二聯級電晶體MNCASC2汲極的訊號電流定義為Iin-，則該第一轉換區段310的Iin+與Iin-之間的電流增益平衡可被定義為如下列方程式[2]所示：
Iin-=Iin+‧mod(gm_MN2/gm＿MNcasc2)[2]
從[2]可知，共閘極、共源極轉導區段可藉由將Iin+與Iin-設為相等來達成所要的訊號電流增益平衡，如此一來，該第二聯級電晶體MNCASC2與該電晶體MN2的轉導值間的轉導值關係可由如下列方程式[3]所示來給定：
gm_MN2=gm＿MNcasc2　[3]
因此，第一轉換區段310可藉由將該第二聯級電晶體MNCASC2與該電晶體MN2的轉導值設成相等來達成一最大電流增益平衡。
簡言之，低雜訊放大器300可藉由利用在共閘極、共源極設計下的主動元件來提供一主動式的單端至差分端轉換。有別於傳統習知的低雜訊放大器，低雜訊放大器300不須包含被動組件(如巴倫)。因此，可顯著減少所需的電路面積，且不會引起任何效能或功率損耗方面的訊號代價。再者，因為低雜訊放大器300可利用電感負回授(例如，透過第二電感LS_N320)與互補式輸入區段一起(例如，該第一輸入區段306與該第一轉換區段310，及該第二輸入區段308與該第二轉換區段312)，所以可由一晶片型(on-chip)接收器來達成輸入阻抗的精確匹配、雜訊指數降低的最佳化、最小的電流損耗、高轉導值、及最大的電流增益。更進一步地，該互補式輸入區段無輸出負載之需求(如電阻或電感)，如此一來該低雜訊放大器300亦適合電流驅動一或多個後續區段中的任何被動元件(例如，電流模式被動式混合器)。
接收器100可用來結合不同的裝置與系統，例如，個人化電腦(PC)、桌上型電腦、行動式電腦、膝上型電腦、筆記型電腦、平板電腦、伺服器電腦、手持式電腦、手持式裝置、個人數位助理(PDA)裝置、手持PDA裝置、板載(on-board)裝置、非板載(off-board)裝置、混合式裝置、車輛裝置、非車輛型裝置、行動式或可攜式裝置、非行動式或非可攜式裝置、無線通訊站、無線通訊裝置、無線存取點(AP)、有線或無線路由器、有線或無線數據機、有線或無線網路、區域網路(LAN)、無線區域網路(WLAN)、都會網路(MAN)、無線都會網路(WMAN)、廣域網路(WAN)、無線廣域網路(WWAN)、個人區域網路(PAN)、無線個人區域網路(WPAN)、根據IEEE 802標準運作的裝置及/或網路、單向及/或雙向無線電通訊系統、手機、無線電-電話通訊系統、手機電話、無線電話、個人通訊系統(PCS)裝置、含有無線通訊裝置的PDA裝置、行動式或可攜式全球化定位系統(GPS)裝置、含有GPS接收器、收發器、或晶片的裝置、含有RFID元件或晶片的裝置、多重輸入多重輸出(MIMO)的收發器或裝置、單一輸入多重輸出(SIMO)的收發器或裝置、多重輸入單一輸出(MISO)的收發器或裝置、具有一或多個內部天線及/或外部天線的裝置、有線或無線手持式裝置(例如，,Palm )、無線應用協定(WAP)裝置等。
接收器100(或該低雜訊放大器200)亦可用來結合一或多種類型的無線通訊訊號及/或系統，例如，射頻(RF)、分頻多工(FDM)、正交分頻多工(OFDM)、分時多工(TDM)、分時多工存取(TDMA)、擴充型分時多工存取(E-TDMA)、整合封包無線電服務(GPRS)、擴充型GPRS、分碼多工存取(CDMA)、寬頻CDMA(WCDMA)、CDMA 2000、多載波調變(MDM)、離散多載波(DMT)、藍芽(Bluetooth)、全球化定位系統(GPS)、Wi-Fi、Wi-Max、超寬頻(UWB)、行動通訊全球系統(GSM)、2G、2.5G、3G、3.5G等。
同樣地，該低雜訊放大器300可應用在數位或類比傳送器或接收器的情境中，其可適用來遵行特定的無線通訊標準，例如(但不限於)，GSM、藍芽、WLAN等。本領域之技藝人士亦將瞭解，該低雜訊放大器300並不限定與任何特定的無線通訊標準或電路一起使用，且其可用在例如光學、有線、無線、及控制系統應用中。低雜訊放大器300亦可應用在接收器100被實施作為一非晶片型裝置。
第四圖表示了一接收器400的示意圖範例。如第四圖所示，接收器400可包含一低雜訊放大區段402、一混合區段404、及一轉阻放大器406。第五圖表示了一低雜訊放大器500的示意圖範例。如第五圖所示，低雜訊放大器500包含一NMOS轉導區段502與一PMOS轉導區段504。
第六圖為將一單端訊號轉換成一差分訊號的流程範例。流程600可由低雜訊放大器200來執行，且為了清楚表達，後續描述使用該低雜訊放大器200作為範例基礎來描述流程600。然而，其他的系統，或系統的組合，亦可用來執行流程600。
流程600一開始會從一低雜訊放大器的輸入端接收一單端電壓訊號(602)。該單端電壓訊號可耦接至一第一輸入區段以將該單端電壓訊號的一來源阻抗與一預定的輸出阻抗(604)匹配。具有該預定輸出阻抗的單端電壓訊號可作為一第一電壓訊號輸出至一第一轉導區段(606)。提供一輸入偏壓至該第一轉導區段以偏壓該第一電壓訊號(608)。已偏壓的該第一電壓訊號可作為一第一差分端電流訊號輸出至一低雜訊放大器的輸出端(610)。
在一些實施例中，該單端電壓訊號亦可耦接至一第二輸入區段以將該單端電壓訊號相關的線性增益最大化。具有該最大化增益的單端電壓訊號可作為一第二電壓訊號輸出至一第二轉導區段。一輸入偏壓會被提至該第二轉導區段來偏壓該第二電壓訊號。已偏壓的該第二電壓訊號可作為一第二差分端電流訊號輸出至該低雜訊放大器的輸出端。
在一些實施例中，運作步驟602-610可照所列順序執行或者並行(例如，藉由實質上相同或不同的流程，或是非連續性的流程)來達成相同的結果。在其他實施例中，運作步驟602-610可依所示順序執行。運作步驟602-610亦可由相同或不同的實體或系統來執行。
如同文中可能使用的，「大體上」或「大概地」等詞係指其對應之詞在業界公認的容限度。這樣的業界公認容限度範圍可能介於一個百分比至兩十個百分比之間，且可對應至(但不限於)組件數值、整合電路的流程變動、溫度變動、上升與下降時間、及/或熱雜訊等。同時，如同文中可能使用的，「運作上耦合」、「與...耦接」、「耦接至」等詞包含了直接耦接及透過其他組件、元件、電路或模組的間接耦合，其中對於間接耦合而言，介於其間的組件、元件、電路、或模組並不會改變訊號的資訊，但可能調整其電流大小、電壓大小、及/或功率大小。再者，推論出的耦合(例如，一個元件被推斷出與另一個元件耦合)包含了兩元件間以相同方式所作的直接與間接耦合，作為「運作上的耦合」。最後，如文中可能使用的，「比較」一詞係指兩個或多個元件、項目、訊號等之間的比較，以提供其所欲之關係。
100．．．接收器
102．．．天線
104．．．低雜訊放大器
106a,106b．．．被動式混合器
108．．．震盪器
110a,110b,110c．．．通訊裝置
112．．．分頻器
114a,116a．．．轉阻放大器
114b,116b．．．回授電阻
114c,116c．．．回授電容
118a,118b．．．濾波器
120a,120b．．．可變增益放大器
200．．．低雜訊放大器
202．．．巴倫
204．．．主繞線
206．．．次繞線
208a,208b．．．輸出端
210．．．輸入端
300．．．互補式低雜訊放大器
301．．．輸入接收區段
302．．．輸入端
304．．．第一電感
306．．．第一輸入區段
308．．．第二輸入區段
310．．．第一轉換區段
312．．．第二轉換區段
314．．．供應電壓
316．．．接地端
318．．．節點
320．．．第二電感
322．．．節點
324．．．節點
326．．．節點
328．．．節點
330．．．節點
332．．．節點
334．．．節點
336．．．節點
338．．．電感
400．．．接收器
402．．．低雜訊放大區段
404．．．混合區段
406．．．轉阻放大器
500．．．低雜訊放大器
502．．．NMOS轉導區段
504．．．PMOS轉導區段
600．．．流程
602．．．步驟
604．．．步驟
606．．．步驟
608．．．步驟
610．．．步驟
第一圖為一接收器之範例。
第二圖為具有巴倫之低雜訊放大器的範例。
第三圖為互補式低雜訊放大器之範例。
第四圖為一接收器的示意圖。
第五圖為一低雜訊放大器的示意圖。
第六圖為將一單端訊號轉換成一差分訊號之流程圖範例。
相同的參考編號可代表不同圖式中相同的元件。
300．．．互補式低雜訊放大器
301．．．輸入接收區段
302．．．輸入端
304．．．第一電感
306．．．第一輸入區段
308．．．第二輸入區段
310．．．第一轉換區段
312．．．第二轉換區段
314．．．供應電壓
316．．．接地端
318．．．節點
320．．．第二電感
322．．．節點
324．．．節點
326．．．節點
328．．．節點
330．．．節點
332．．．節點
334．．．節點
336．．．節點
338．．．電感

Claims (21)

  1. 一種接收器，包含：一輸入接收區段，用以接收一單端電壓訊號；一輸入區段，係與該輸入接收區段耦合，該輸入區段包含一第一輸入區段與一第二輸入區段，其中該第一輸入區段或該第二輸入區段之至少一者係配置以提供電感負回授至該單端電壓訊號；一第一轉換區段，係與該第一輸入區段耦合，用以將該單端電壓訊號轉換為一第一單端電流訊號，該第一輸入區段耦合於該輸入接收區段與該第一轉換區段之間；一第二轉換區段，係與該第二輸入區段耦合，用以將該單端電壓訊號轉換為一第二單端電流訊號，該第二輸入區段耦合於該輸入接收區段與該第二轉換區段之間；以及一輸出區段，用以輸出一差分輸出，該差分輸出包含該第一單端電流訊號及該第二單端電流訊號。
  2. 如申請專利範圍第1項之接收器，其中該第一輸入區段包含：一第一電晶體，其與該第一轉換區段耦接；一第一電感，其與該第一電晶體的源極耦接；以及一第一電容，其與該第一電晶體的閘極耦接。
  3. 如申請專利範圍第2項之接收器，其中該輸入接收區段包含一輸入電感，該輸入電感透過該第一電容與該第一電晶體的閘極耦接，該輸入電感係設置來使與該第一電晶體的閘極與源極有關聯的一電容變零。
  4. 如申請專利範圍第2項之接收器，其中該第一輸入區 段與該第一轉換區段係設置來將該單端電壓訊號轉換為第一單端電流訊號。
  5. 如申請專利範圍第2項之接收器，其中該第一輸入區段係設置來提供阻抗匹配至該單端電壓訊號。
  6. 如申請專利範圍第1項之接收器，其中該第一轉換區段包含：一第一電晶體，其與該輸出區段耦接；一第二電晶體，其與該輸出區段耦接；以及一第三電晶體，其與該第二電晶體耦接。
  7. 如申請專利範圍第6項之接收器，其中：該第一電晶體的汲極與該第二電晶體的汲極係與該輸出區段耦接；該第二電晶體的源極與該第三電晶體的汲極耦接；以及該第一電晶體的閘極與該第二電晶體的閘極係與一偏壓源耦接以接收一偏壓。
  8. 如申請專利範圍第6項之接收器，其中該第一電晶體為一共閘極電晶體且該第三電晶體為一共源極電晶體。
  9. 如申請專利範圍第1項之接收器，其中該第二輸入區段包含：一第一電晶體，其與該第二轉換區段耦接；以及一第一電容，其與該第二輸入區段的該第一電晶體耦接，其中該第二輸入區段與該第二轉換區段係設置來將該單端電壓訊號轉換為該第二單端電流訊號。
  10. 如申請專利範圍第9項之接收器，更包含一第二電感，其與該第二輸入區段的該第一電晶體的源極耦 合，該第二電感設置來提供一輸入阻抗的實數部分，用以阻抗匹配該單端電壓訊號。
  11. 如申請專利範圍第1項之接收器，其中該第二轉換區段包含：一第一電晶體，其與該輸出區段耦接；一第二電晶體，其與該輸出區段耦接；以及一第三電晶體，其與該第二電晶體耦接。
  12. 如申請專利範圍第11項之接收器，其中：該第一電晶體的汲極與該第二電晶體的汲極係與該輸出級耦接；該第二電晶體的源極與該第三電晶體的汲極耦接；以及該第一電晶體的閘極與該第二電晶體的閘極係與一偏壓源耦接以接收一偏壓。
  13. 如申請專利範圍第12項之接收器，其中該第一電晶體為一共閘極電晶體且該第三電晶體為一共源極電晶體。
  14. 如申請專利範圍第1項之接收器，其中：該輸入接收區段包含一第一電晶體，該第一電晶體與該第一轉換區段的一第一電晶體及該第一轉換區段的一第二電晶體耦合；該差分輸出包含一第一輸出來接收一第一輸出電流訊號以及一第二輸出來接收一第二輸出電流訊號；該第一輸出電流訊號的大小係取決於該輸入接收區段的該第一電晶體的轉導增益；該第二輸出電流訊號的大小係取決於該第一轉換區段的該第二電晶體的轉導增益。
  15. 如申請專利範圍第1項之接收器，其中該第一輸入區段之一輸入節點與該第二輸入區段之一輸入節點係連接至該輸入接收區段之一輸出節點。
  16. 一種接收系統，包含：一天線，用以接收一單端電壓訊號；一低雜訊放大器，用以接收該單端電壓訊號及將該單端電壓訊號轉換為差分電流訊號；該低雜訊放大器包含：一窄頻帶輸入匹配區段，以接收該單端電壓訊號並根據該單端電壓訊號產生一輸入阻抗匹配訊號；以及一互補主動區段，以接收該單端電壓訊號及電感式回授該輸入阻抗匹配訊號以產生一回授的訊號；以及一或多個混合器，用以接收該差分電流訊號及降轉該差分電流訊號以回復原始資料。
  17. 如申請專利範圍第16項之接收系統，其中該窄頻帶輸入匹配區段包含：一阻抗匹配電路，基於該輸入阻抗匹配訊號以在該天線與該低雜訊放大器之間提供阻抗匹配。
  18. 如申請專利範圍第16項之接收系統，其中該低雜訊放大器包含：一轉換區段，以將該輸入阻抗匹配訊號與該回授的訊號轉換為差分電流訊號；以及一輸出區段，以輸出該差分電流訊號。
  19. 如申請專利範圍第18項之接收系統，其中該轉換區段包含一第一主動元件及一第二主動元件，該第一主動元件為一共閘極元件且該第二主動元件為一共源 極元件。
  20. 一種接收方法，包含：從一低雜訊放大器的一輸入端接收一單端電壓訊號；藉由一第一輸入區段提供該單端電壓訊號的來源阻抗匹配至一預定的輸出阻抗；將來自該第一輸入區段之一輸出轉換為一第一單端電流訊號；以及藉由一輸出區段輸出包含該第一單端電流訊號之一差分輸出。
  21. 如申請專利範圍第20項之接收方法，更包含：藉由一第二輸入區段提供該單端電壓訊號的一最大化線性化增益；將來自該第二輸入區段之一輸出轉換為一第二單端電流訊號；以及藉由該輸出區段輸出包含該第一單端電流訊號與該第二單端電流訊號之該差分輸出。
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