JP2004207874A - 周波数変換器及び無線通信端末装置 - Google Patents
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Abstract
【課題】トランジスタ差動対回路を用いた周波数変換器の雑音特性を向上させる。
【解決手段】トランジスタ１０１、１０２による差動対回路の入力端子ＩＮ1 、ＩＮ2 間に、ＲＦ信号とＬＯ信号の和信号ＶRF ＋ＶLO を入力する。このとき、差動対回路の奇関数特性により、出力端子ＯＵＴ1 、ＯＵＴ2 間にはｆOUT ＝ｆRF ±２×ｆLO の周波数成分を有する信号ＶOUT が現れる。差動対回路を駆動する電流源回路１０３は、直流電流の他に雑音電流を発生し、この雑音電流の周波数成分が差動対回路に混入されてしまう。そこで、差動対回路の共通エミッタと電流源回路１０３の電流供給端との間に周波数成分抑圧回路１０４を介在させ、この回路１０６で出力周波数に影響する周波数成分を抑圧する。これにより、電流源回路１０３からの雑音が差動対回路の出力に与える影響を低減することができる。
【選択図】 図２
【解決手段】トランジスタ１０１、１０２による差動対回路の入力端子ＩＮ1 、ＩＮ2 間に、ＲＦ信号とＬＯ信号の和信号ＶRF ＋ＶLO を入力する。このとき、差動対回路の奇関数特性により、出力端子ＯＵＴ1 、ＯＵＴ2 間にはｆOUT ＝ｆRF ±２×ｆLO の周波数成分を有する信号ＶOUT が現れる。差動対回路を駆動する電流源回路１０３は、直流電流の他に雑音電流を発生し、この雑音電流の周波数成分が差動対回路に混入されてしまう。そこで、差動対回路の共通エミッタと電流源回路１０３の電流供給端との間に周波数成分抑圧回路１０４を介在させ、この回路１０６で出力周波数に影響する周波数成分を抑圧する。これにより、電流源回路１０３からの雑音が差動対回路の出力に与える影響を低減することができる。
【選択図】 図２
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、例えばダイレクトコンバージョン受信方式の無線通信端末装置に用いて好適な周波数変換器と、この周波数変換器を用いた無線通信端末装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
携帯電話などの無線通信端末装置においては、ダイレクトコンバージョン受信方式が注目されている。このダイレクトコンバージョン受信方式は、アンテナで受信した信号（以下、ＲＦ信号）の周波数とほぼ同じ周波数の局部発振信号（以下、ＬＯ信号）を用いて周波数変換を行うもので、部品点数が少なくて済み、小型化に適している。但し、この方式には、ＬＯ信号が漏洩して受信信号経路に混入し、妨害信号になるという自己混合の問題がある。
【０００３】
上記の問題を解決するため、原理上、差動対回路による偶高調波の混合処理により自己混合が起こらないようにした周波数変換器が提案されている（例えば、非特許文献１参照。）。
【０００４】
この周波数変換器は、一対のトランジスタのエミッタ間を共通接続し、共通エミッタに定電流を流すようにした、トランジスタ差動対回路で構成される。この構成によれば、一方のトランジスタのベースにＲＦ信号（周波数ｆRF）を入力し、他方のトランジスタのベースにＲＦ信号のほぼ半分の周波数のＬＯ信号（周波数ｆLO＝ｆRF／２）を入力することで、トランジスタ差動対回路の持つ奇関数の入出力特性により、一方のトランジスタのコレクタから周波数ｆRF−２ｆLOのベースバンド信号を取り出すことができる。このことから、上記構成による周波数変換器は、ＬＯ信号周波数がＲＦ信号周波数と異なるため、ＬＯ信号が受信信号経路に混入した場合も原理的に感度が無いというダイレクトコンバージョンに適した特性を有している。
【０００５】
一方、無線通信端末装置に用いられる周波数変換器には低雑音特性が要求される。
【０００６】
上記周波数変換器に与える雑音として、差動対回路を構成するトランジスタ自身が発生する雑音がある。この雑音は信号増幅及び周波数変換に用いるデバイスからの雑音であるため、この雑音を除去することはできない。
【０００７】
もう一つの雑音源として、差動対回路を駆動するための電流源回路から混入する雑音がある。電流源回路は一定の直流電流を供給する回路である。ところが、実際の電流源回路はトランジスタなどの能動素子を用いた回路であるため、その出力には所望の直流電流成分以外に雑音成分が含まれる。
【０００８】
電流源回路からの雑音成分のうち、ベースバンド信号成分の雑音は、差動出力とすることにより除去することが可能である。しかしながら、周波数変換を受けてベースバンド帯域、特にＬＯ信号周波数付近の帯域に発生する雑音は、差動対回路に入力されるＬＯ信号との混合により、大きな雑音となって出力されてしまう。これらの雑音に対し、所定の信号対雑音比（Ｓ／Ｎ比）を得るためには、差動対回路の利得（ｇm ）を大きくしなくてはならない。利得を大きくするためには、駆動電流を増やさなくてはならないため、消費電流が増大してしまう。
【０００９】
【非特許文献１】
T. Yamaji, H. Tanimoto and H. Kokatsu “An I/Q active BalancedHarmonic Mixer with IM2 Cancelers and a 45° Phase Shifter”, IEEE JSSCVOL. 33, NO. 12, Dec. 1998
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】
以上のように、従来の周波数変換器では、電流源回路からの雑音成分も含めて所定のＳ／Ｎ比を確保しなくてはならないため、消費電流が増えてしまうという問題があった。この結果、無線通信端末装置に利用した場合に、小型化に寄与することは可能となるが、消費電流の増大によってその効果が半減されてしまう。
【００１１】
本発明の目的は、消費電流を増やすことなく低雑音化を実現する周波数変換器を提供し、この周波数変換器を用いることで小型化、省電力化を実現する無線通信端末装置を提供することにある。
【００１２】
【課題を解決するための手段】
上記の目的を達成するために、本発明に係る周波数変換器は、一対のトランジスタそれぞれの第１被制御電極を共通に接続して差動対回路を構成し、各トランジスタの制御電極を一対の信号入力端とし、一方の第２被制御電極またはそれぞれの第２被制御電極間を信号出力端とし、電流源回路により前記一対のトランジスタの共通接続電極に直流電流を供給して、前記差動対回路に奇関数の入出力特性を持たせるようにし、前記一対のトランジスタの共通接続電極と前記電流源回路の電流供給端との間に、前記差動対回路の出力周波数成分に関与する周波数成分を抑圧する周波数成分抑圧回路を介在させるようにしたことを特徴とする。
【００１３】
特に、上記構成において、前記差動対回路が、前記一対の信号入力端間に第１の周波数成分ｆ1 を持つ第１の信号と第２の周波数成分ｆ2 を持つ第２の信号との和または差信号が供給されたとき、前記信号出力端からｍ×ｆ1 ±ｎ×ｆ2 （但し、ｍ，ｎ：任意の自然数、ｍ＋ｎ：奇数）の周波数成分ｆOUT を持つ信号を出力する特性を有する場合に、前記周波数成分抑圧回路が、前記差動対回路の出力周波数成分ｆOUT と前記第１の周波数成分に基づく成分ｍ×ｆ1 との和または差の周波数成分ｆOUT ±ｍ×ｆ1 、前記差動対回路の出力周波数成分ｆOUT と前記第２の周波数成分に基づく成分ｎ×ｆ2 との和または差の周波数成分ｆOUT ±ｎ×ｆ2 のうち、少なくともいずれかの周波数成分を抑圧することを特徴とする。
【００１４】
上記構成によれば、差動対回路の持つ奇関数の入出力特性を利用して周波数変換を行う場合に、抑圧回路が抑圧する周波数成分を、電流源回路から出力される雑音成分のうち、差動対回路の出力周波数成分に寄与する周波数成分とすることにより、電流源回路で発生する雑音成分が差動対回路に混入しないように阻止することができ、これによって所定のＳ／Ｎ比を確保し、消費電流の増大を抑制することが可能となる。
【００１５】
上記構成による周波数変換器は、無線通信端末装置に利用した場合に、消費電流を増やすことなく低雑音化が実現され、小型化のみならず省電力化をも実現することが可能となる。
【００１６】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態について図面を参照しながら説明する。
【００１７】
図１は本発明に係る周波数変換器が適用される、ダイレクトコンバージョン受信方式の無線通信端末装置の構成を示すブロック図である。図１において、アンテナ１１で受けたＲＦ信号は、低雑音増幅器１２によって増幅された後、本発明に係る周波数変換器１３に供給される。この周波数変換器１３は、増幅器１２から供給される周波数ｆRF の受信信号（ＲＦ信号）と共に、局部発振器１４で発生される局部発振信号（ＬＯ信号）を入力し、両信号を混合してベースバンド信号に変換する。具体的には、ＬＯ信号をＲＦ信号のほぼ半分の周波数ｆLO ＝ｆRF／２の信号とし、周波数ｆOUT ＝ｆRF −２×ｆLO の出力信号を取り出す。この周波数変換器１３で得られたベースバンド信号はフィルタ１５によって不要な高調波成分が除去された後、復調器１６に供給され、元の伝送信号が復調検波される。
【００１８】
一方、ベースバンド周波数（ｆIN ）の伝送信号を送信する場合、この送信信号は、変調器１７により所定の変調方式で変調された後、本発明に係る周波数変換器１８に供給される。この場合の周波数変換器１８は、受信系とは逆に、局部発振器１９で発生されるＬＯ信号を変調信号に混合してＲＦ信号に変換する。具体的には、ＬＯ信号を出力ＲＦ信号のほぼ半分の周波数ｆLO ＝ｆRF／２とし、ｆOUT ＝ｆRF ＝ｆIN ＋２ｆLO の出力信号を取り出す。このようにして生成されたＲＦ信号はフィルタ２０によって不要な周波数成分が除去された後、電力増幅器２１で電力増幅されてアンテナ１１から空間に送出される。
【００１９】
以下、上記無線通信端末装置に用いられる周波数変換器１３、１８の実施形態を説明する。
【００２０】
（第１の実施形態）
図２は、本発明の第１の実施形態に係る周波数変換器の構成を示す回路図である。
【００２１】
図２に示す周波数変換器１００は、一対のバイポーラトランジスタ１０１、１０２の各エミッタを共通に接続したトランジスタ差動対回路を備える。このトランジスタ差動対回路の共通エミッタは電流源回路１０３の電流供給端に接続される。これにより、トランジスタ差動対回路には、電流源回路１０３から駆動電流が与えられる。上記トランジスタ１０１、１０２の各ベースはそれぞれ入力端子ＩＮ1 、ＩＮ2 に接続され、各コレクタはそれぞれ出力端子ＯＵＴ1 、ＯＵＴ2 に接続される。また、上記トランジスタ差動対回路の共通エミッタと電流源回路１０３の電流供給端との間には周波数成分抑圧回路１０４が介在される。この周波数成分抑圧回路１０４は特定周波数成分を抑圧する特性を有する。
【００２２】
上記構成において、以下にその動作を説明する。
【００２３】
上記入力端子ＩＮ1 、ＩＮ2 間に、ＲＦ信号とＬＯ信号の和信号ＶRF ＋ＶLO を入力する。このとき、トランジスタ差動対回路の奇関数特性により、出力端子ＯＵＴ1 、ＯＵＴ2 間にはｆOUT ＝ｆRF ±２×ｆLO の周波数成分を有する信号ＶOUT が現れる。
【００２４】
一方、電流源回路１０３は、直流電流の他に雑音電流を発生してしまう。この雑音電流の周波数成分をｆN としたとき、そのままでは雑音電流の周波数成分がトランジスタ差動対回路に混入し、その入力信号（ｆRF 、ｆLO ）と混合されてしまう。その結果、トランジスタ差動対回路の出力には、｜ｆN ±ｆLO ｜や｜ｆN ±ｆRF ｜といった帯域に雑音成分が現れる。
【００２５】
そこで、本実施形態では、トランジスタ差動対回路の共通エミッタと電流源回路１０３の電流供給端との間に周波数成分抑圧回路１０４を介在させ、この回路１０６でｆN ＝ｆLO±ｆOUT 、ｆRF±ｆOUT の周波数成分を抑圧する。これにより、電流源回路１０３からの雑音が出力に与える影響を少なくすることができる。
【００２６】
（第２の実施形態）
図３は、本発明の第２の実施形態に係る周波数変換器の構成を示す回路図である。尚、図３において、図２と同一部分には同一符号を付して、重複する説明を省略する。
【００２７】
図３と図２の相違点は差動対回路を構成するトランジスタが電界効果トランジスタ（図３ではＭＯＳＦＥＴ）２０１、２０２であることのみである。電界効果トランジスタのゲート、ドレイン、ソースは、それぞれバイポーラトランジスタのベース、コレクタ、ドレインに相当する。このように電界効果トランジスタ２０１、２０２による差動対回路は、バイポーラトランジスタを用いた場合と同様に差動対の入出力特性が奇関数であるため、その動作に関してはバイポーラトランジスタ１０１、１０２を用いた第１の実施形態と同様である。
【００２８】
（第３の実施形態）
図４は、本発明の第３の実施形態に係る周波数変換器の構成を示す回路図である。尚、図４において、図２と同一部分には同一符号を付して示し、ここでは重複する説明を省略する。
【００２９】
本実施形態は、図４に示すように、周波数成分抑圧回路１０４をインダクタ３０１及びキャパシタ３０２を含む構成としたことを特徴とする。
【００３０】
インダクタは、そのインピーダンスが周波数とともに大きくなる。そこで、周波数成分抑圧回路１０４において、抑圧する雑音が特定の高周波成分及びその高調波成分である場合、図４に示すように、周波数成分抑圧回路１０４内にインダクタ３０１をトランジスタ差動対回路の共通エミッタと電流源回路１０３の電流供給端との間に直列に挿入する。これにより、雑音電流が共通エミッタからトランジスタ差動対回路に入力されるにくくなる。但し、インダクタ３０１は直流でのインピーダンスが０である。このため、上記のように周波数成分抑圧回路１０４内にインダクタ３０１を挿入しても、回路の直流動作点には影響を与えない。
【００３１】
一方、キャパシタは、そのインピーダンスが周波数とともに小さくなる。そこで、周波数成分抑圧回路１０４において、抑圧する雑音が特定の高周波成分及びその高調波成分である場合、図４に示すように、周波数成分抑圧回路１０４内にキャパシタ３０２を電流源回路１０３の電流供給端とＡＣグランドとの間に挿入する。これにより、雑音電流が共通エミッタからトランジスタ差動対回路に入力されるにくくなる。但し、キャパシタ３０２の直流でのインピーダンスは無限大であるため、上記のように周波数成分抑圧回路１０４にキャパシタを挿入しても、回路の直流動作点には影響を与えない。
【００３２】
尚、上記実施形態の構成では、インダクタ３０１とキャパシタ３０２を併用しているが、いずれも単独使用が可能である。
【００３３】
（第４の実施形態）
図５は、本発明の第４の実施形態に係る周波数変換器の構成を示す回路図である。尚、図５において、図２と同一部分には同一符号を付して示し、ここでは重複する説明を省略する。
【００３４】
本実施形態は、図５に示すように、周波数成分抑圧回路１０４を少なくとも一つ以上の共振器（ここでは二つ）を含む構成としたことを特徴とする。
【００３５】
共振器のインピーダンスは、その共振周波数において、理想的には０（直列共振：Ｚs ）もしくは無限大（並列共振：Ｚp ）となる。そこで、図５に示すように、並列共振器４０１をトランジスタ差動対回路の共通エミッタと電流源回路１０３の電流供給端との間に直列に挿入する。この場合、電流源回路１０３から出力される雑音のうち、並列共振器４０１の共振周波数成分はトランジスタ差動対回路に入力されにくくなり、共振周波数成分の抑圧が可能となる。また、直列共振器４０２を電流源回路１０３の電流供給端とＡＣグランドとの間に挿入する。この場合も、直列共振器４０２の共振周波数成分はトランジスタ差動対回路に入力されにくくなり、共振周波数成分の抑圧が可能となる。
【００３６】
尚、図５に示すように並列共振器４０１と直列共振器４０２を同時に用いる場合には、その共振周波数を等しくして特定の周波数の抑圧効果を高めてもよい。勿論、各共振器４０１、４０２は単独での使用が可能である。
【００３７】
図６に、並列共振器４０１の一例として、インダクタ５０１及びキャパシタ５０２の並列接続によるＬＣ並列型共振回路の構成を示す。この場合、インダクタ５０１のインダクタンスをＬp とし、キャパシタ５０２のキャパシタンスをＣp とすると、角周波数ωp ＝１／（Ｌp ×Ｃp ）1/2で並列共振し、周波数ｆp ＝２×π×ωp でインピーダンスＺp が無限大となる。このようなＬＣ並列型共振回路では、直流の電圧降下がないため、周波数成分抑圧回路１０４中において、トランジスタ差動対回路の共通エミッタと電流源回路１０３の電流供給端との間に多段に直列接続することが可能である。
【００３８】
図７に、直列共振器４０２の一例として、インダクタ６０１及びキャパシタ６０２の直列接続によるＬＣ直列型共振回路の構成を示す。この場合、インダクタ６０１のインダクタンスをＬs とし、キャパシタ６０２のキャパシタンスをＣs とすると、角周波数ωs ＝１／（Ｌs ×Ｃs ）1/2で直列共振し、周波数ｆs ＝２×π×ωs でインピーダンスＺs が０となる。このようなＬＣ直列型共振回路では直流電流が流れないため、周波数成分抑圧回路１０４中において、電流源回路１０３の電流供給端とＡＣグランドとの間に多岐に並列接続することが可能である。
【００３９】
尚、本実施形態のようにＺp ，Ｚs を併用するだけではなく、本発明はＺp とＣ、Ｚs とＬを組み合わせて用いることも可能である。
【００４０】
（第５の実施形態）
図８は、本発明の第５の実施形態に係る周波数変換器の構成を示す回路図である。尚、図８において、図２、図４、図５と同一部分には同一符号を付して示し、ここでは重複する説明を省略する。
【００４１】
本実施形態は、図８に示すように、周波数成分抑圧回路１０４を図５に示した並列共振器４０１と図４に示したキャパシタ３０２を含む構成としたことを特徴とする。すなわち、並列共振器４０１はトランジスタ差動対回路の共通エミッタと電流源回路１０３の電流供給端との間に接続され、キャパシタ３０２は電流源回路１０３の電流供給端とＡＣグランドとの間に接続される。
【００４２】
第３の実施形態で説明したように、キャパシタ３０２を用いることにより雑音の低減が可能であるが、キャパシタ３０２のみを使用すると、トランジスタ差動対回路の共通エミッタにおいて、高周波帯域のインピーダンスが低下してしまう。そこで、所望の周波数についてはインピーダンスが高くなるように、図８に示すようにトランジスタ差動対回路の共通エミッタと電流源回路１０３の電流供給端との間に並列共振器４０１を挿入する。これにより所望の回路動作を実現しつつ、低雑音化が可能となる。
【００４３】
（第６の実施形態）
図９は、本発明の第６の実施形態に係る周波数変換器の構成を示す回路図である。尚、図９において、図２、図４、図５と同一部分には同一符号を付して示し、ここでは重複する説明を省略する。
【００４４】
本実施形態は、図９に示すように、周波数成分抑圧回路１０４を図４に示したインダクタ３０１と図５に示した直列共振器４０２とを含む構成としたことを特徴とする。すなわち、直列共振器４０２は電流源回路１０３の電流供給端とＡＣグランドとの間に接続され、インダクタ３０１はトランジスタ差動対回路の共通エミッタと電流源回路１０３の電流供給端との間に接続される。
【００４５】
不要周波数成分のさらなる抑圧のため、図９に示すように電流源回路１０３の電流供給端とＡＣグランドとの間に直列共振器４０２を挿入する。これにより所望の回路動作を実現しつつ、低雑音化が可能となる。
【００４６】
（第７の実施形態）
図１０は、本発明の第７の実施形態に係る周波数変換器の構成を示す回路図である。尚、図１０において、図２、図４、図５、図６と同一部分には同一符号を付して示し、ここでは重複する説明を省略する。
【００４７】
本実施形態は、第６の実施形態の応用例であり、ダイレクトコンバージョン受信機に用いる場合に、周波数成分抑圧回路１０４において、図４に示したキャパシタ３０２と図６に示したインダクタ５０１及びキャパシタ５０２の並列接続による並列共振器４０１とを組み合わせたことを特徴とする。
【００４８】
ダイレクトコンバージョン受信機に適用した場合、ＬＯ信号周波数はＲＦ信号周波数の約半分の周波数に設定され、その出力周波数は直流に近いベースバンド帯の周波数となる。トランジスタ差動対回路に入力される信号のうち、一番成分の大きい信号は一般にＬＯ信号であるため、電流源回路１０３から出力される雑音電流のうち、ＬＯ信号周波数付近の成分がＬＯ信号周波数との混合によりベースバンド帯に周波数変換されやすい。そこで、図１０において、周波数成分抑圧回路１０４中の並列共振器４０１の共振周波数をＬＯ信号周波数付近に設定する。これにより、最も大きなＳ／Ｎ比劣化の要因となるＬＯ信号周波数付近を低雑音化することができる。
【００４９】
このとき、電流源回路１０３の電流供給端における電圧を安定化させるため、図１０に示すように、キャパシタ６０２をＡＣグランドに対して挿入する。本周波数変換器に入力されるＬＯ信号には、一般にその高調波成分も含まれるため、さらなる低雑音化のために、共振周波数をＬＯ信号の高調波周波数付近とした共振器を併用すると効果的である。
【００５０】
（第８の実施形態）
以上の説明において、周波数変換器を一つのトランジスタ差動対回路で構成した例を挙げたが、差動対回路を２つもしくはそれ以上用いて並列に接続し、入力信号に対してバランス構成としてもよい。また、信号の入力方法も、差動対の一方にＲＦ信号、他方にＬＯ信号を入力してもよい。
【００５１】
図１１は本発明に係る第８の実施形態として、２つのトランジスタ差動対回路を並列に接続し、バランス構成とした場合の周波数変換器の構成を示す回路図である。尚、図１１において、図２と同一部分には同一符号を付して示し、ここでは重複する説明を省略する。
【００５２】
図１１に示す周波数変換器では、トランジスタ１０１、１０２が第１のトランジスタ差動対回路を構成し、トランジスタ１０５、１０６が第２のトランジスタ差動対回路を構成している。
【００５３】
トランジスタ１０５のコレクタはトランジスタ１０２のコレクタに接続され、トランジスタ１０６のコレクタはトランジスタ１０１のコレクタに接続され、トランジスタ１０５、１０６のエミッタは共通に接続されて、周波数成分抑圧回路１０７を介して電流源回路１０８の電流供給端に接続される。
【００５４】
トランジスタ１０１のベースは第１入力端子ＩＮ1 に接続され、トランジスタ１０６のベースはトランジスタ１０５のベースに共通に接続されて第２入力端子ＩＮ2 に接続され、トランジスタ１０７のベースは第３入力端子ＩＮ3 に接続される。ここでは、第１入力端子ＩＮ1 にＲＦ信号ＶRF+ が供給され、第２入力端子ＩＮ2 にＲＦ信号の略半分の周波数成分を持つＬＯ信号が供給され、第３入力端子ＩＮ3 にＲＦ信号とは逆相の信号ＶRF- が供給されるものとする。
【００５５】
上記構成による周波数変換器では、第１及び第２入力端子ＩＮ1 、ＩＮ2 端子間にＶRF+ とＶLO の和信号が入力され、第２及び第３入力端子ＩＮ2 、ＩＮ3 間にＶRF- とＶLO の和信号が入力されるため、第１及び第２のトランジスタ差動対回路の奇関数特性により、出力端子ＯＵＴ1 、ＯＵＴ2 間にはｆOUT ＝ｆRF+ ＋ｆRF- ±２×ｆLO ＝２×ｆRF ±２×ｆLO の周波数成分を有する信号ＶOUT
が現れる。
【００５６】
このようにバランス構成のトランジスタ差動対回路を用いた場合でも、周波数成分抑圧回路１０４によって出力周波数ｆOUT に関与する周波数成分を抑圧することで、電流源回路１０３で発生する雑音成分による出力信号のＳ／Ｎ比低減を大幅に抑制することができる。
【００５７】
（その他の実施形態）
以上述べた実施形態では、受信系に用いられる周波数変換器を前提に説明したが、本発明は送信系にも適用できる。この場合、周波数変換器に入力される信号は、例えば音声信号などのアナログ信号をデジタル信号に変換した変調信号であり、この変調信号はＬＯ信号周波数の２以上の偶数倍（例えば２倍）との和の周波数に変換され、この変換された信号がＲＦ信号として出力される。このＲＦ信号は図示しないアンテナを経由して送信されることになる。このような送信系に上述の各実施形態の周波数変換器を適用することにより、電流源回路１０３で発生される雑音の送信信号への混入を抑圧することができ、不要な周波数電波の送出を抑制することができる。
【００５８】
【発明の効果】
以上のように本発明によれば、消費電流を増やすことなく低雑音化を実現する周波数変換器を提供し、この周波数変換器を用いることで小型化、省電力化を実現する無線通信端末装置を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に係る周波数変換器が適用されるダイレクトコンバージョン受信方式の無線通信端末装置の構成を示すブロック図。
【図２】本発明の第１の実施形態に係る周波数変換器の構成を示す回路図。
【図３】本発明の第２の実施形態に係る周波数変換器の構成を示す回路図。
【図４】本発明の第３の実施形態に係る周波数変換器の構成を示す回路図。
【図５】本発明の第４の実施形態に係る周波数変換器の構成を示す回路図。
【図６】第４の実施形態に用いる並列共振器の構成例を示す回路図。
【図７】第４の実施形態に用いる直列共振器の構成例を示す回路図。
【図８】本発明の第５の実施形態に係る周波数変換器の構成を示す回路図。
【図９】本発明の第６の実施形態に係る周波数変換器の構成を示す回路図。
【図１０】本発明の第７の実施形態に係る周波数変換器の構成を示す回路図。
【図１１】本発明の第８の実施形態に係る周波数変換器の構成を示す回路図。
【符号の説明】
１１…アンテナ
１２…低雑音増幅器
１３…周波数変換器
１４…局部発振器
１５…フィルタ
１６…復調器
１７…変調器
１８…周波数変換器
１９…局部発振器
２０…フィルタ
２１…電力増幅器
１００…周波数変換器
１０１、１０２、１０５、１０６…バイポーラトランジスタ
１０３、１０８…電流源回路
１０４、１０７…周波数成分抑圧回路
２０１、２０２…電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）
３０１、５０１、６０１…インダクタ
３０２、５０２、６０２…キャパシタ
４０１…並列共振器
４０２…直列共振器
【発明の属する技術分野】
本発明は、例えばダイレクトコンバージョン受信方式の無線通信端末装置に用いて好適な周波数変換器と、この周波数変換器を用いた無線通信端末装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
携帯電話などの無線通信端末装置においては、ダイレクトコンバージョン受信方式が注目されている。このダイレクトコンバージョン受信方式は、アンテナで受信した信号（以下、ＲＦ信号）の周波数とほぼ同じ周波数の局部発振信号（以下、ＬＯ信号）を用いて周波数変換を行うもので、部品点数が少なくて済み、小型化に適している。但し、この方式には、ＬＯ信号が漏洩して受信信号経路に混入し、妨害信号になるという自己混合の問題がある。
【０００３】
上記の問題を解決するため、原理上、差動対回路による偶高調波の混合処理により自己混合が起こらないようにした周波数変換器が提案されている（例えば、非特許文献１参照。）。
【０００４】
この周波数変換器は、一対のトランジスタのエミッタ間を共通接続し、共通エミッタに定電流を流すようにした、トランジスタ差動対回路で構成される。この構成によれば、一方のトランジスタのベースにＲＦ信号（周波数ｆRF）を入力し、他方のトランジスタのベースにＲＦ信号のほぼ半分の周波数のＬＯ信号（周波数ｆLO＝ｆRF／２）を入力することで、トランジスタ差動対回路の持つ奇関数の入出力特性により、一方のトランジスタのコレクタから周波数ｆRF−２ｆLOのベースバンド信号を取り出すことができる。このことから、上記構成による周波数変換器は、ＬＯ信号周波数がＲＦ信号周波数と異なるため、ＬＯ信号が受信信号経路に混入した場合も原理的に感度が無いというダイレクトコンバージョンに適した特性を有している。
【０００５】
一方、無線通信端末装置に用いられる周波数変換器には低雑音特性が要求される。
【０００６】
上記周波数変換器に与える雑音として、差動対回路を構成するトランジスタ自身が発生する雑音がある。この雑音は信号増幅及び周波数変換に用いるデバイスからの雑音であるため、この雑音を除去することはできない。
【０００７】
もう一つの雑音源として、差動対回路を駆動するための電流源回路から混入する雑音がある。電流源回路は一定の直流電流を供給する回路である。ところが、実際の電流源回路はトランジスタなどの能動素子を用いた回路であるため、その出力には所望の直流電流成分以外に雑音成分が含まれる。
【０００８】
電流源回路からの雑音成分のうち、ベースバンド信号成分の雑音は、差動出力とすることにより除去することが可能である。しかしながら、周波数変換を受けてベースバンド帯域、特にＬＯ信号周波数付近の帯域に発生する雑音は、差動対回路に入力されるＬＯ信号との混合により、大きな雑音となって出力されてしまう。これらの雑音に対し、所定の信号対雑音比（Ｓ／Ｎ比）を得るためには、差動対回路の利得（ｇm ）を大きくしなくてはならない。利得を大きくするためには、駆動電流を増やさなくてはならないため、消費電流が増大してしまう。
【０００９】
【非特許文献１】
T. Yamaji, H. Tanimoto and H. Kokatsu “An I/Q active BalancedHarmonic Mixer with IM2 Cancelers and a 45° Phase Shifter”, IEEE JSSCVOL. 33, NO. 12, Dec. 1998
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】
以上のように、従来の周波数変換器では、電流源回路からの雑音成分も含めて所定のＳ／Ｎ比を確保しなくてはならないため、消費電流が増えてしまうという問題があった。この結果、無線通信端末装置に利用した場合に、小型化に寄与することは可能となるが、消費電流の増大によってその効果が半減されてしまう。
【００１１】
本発明の目的は、消費電流を増やすことなく低雑音化を実現する周波数変換器を提供し、この周波数変換器を用いることで小型化、省電力化を実現する無線通信端末装置を提供することにある。
【００１２】
【課題を解決するための手段】
上記の目的を達成するために、本発明に係る周波数変換器は、一対のトランジスタそれぞれの第１被制御電極を共通に接続して差動対回路を構成し、各トランジスタの制御電極を一対の信号入力端とし、一方の第２被制御電極またはそれぞれの第２被制御電極間を信号出力端とし、電流源回路により前記一対のトランジスタの共通接続電極に直流電流を供給して、前記差動対回路に奇関数の入出力特性を持たせるようにし、前記一対のトランジスタの共通接続電極と前記電流源回路の電流供給端との間に、前記差動対回路の出力周波数成分に関与する周波数成分を抑圧する周波数成分抑圧回路を介在させるようにしたことを特徴とする。
【００１３】
特に、上記構成において、前記差動対回路が、前記一対の信号入力端間に第１の周波数成分ｆ1 を持つ第１の信号と第２の周波数成分ｆ2 を持つ第２の信号との和または差信号が供給されたとき、前記信号出力端からｍ×ｆ1 ±ｎ×ｆ2 （但し、ｍ，ｎ：任意の自然数、ｍ＋ｎ：奇数）の周波数成分ｆOUT を持つ信号を出力する特性を有する場合に、前記周波数成分抑圧回路が、前記差動対回路の出力周波数成分ｆOUT と前記第１の周波数成分に基づく成分ｍ×ｆ1 との和または差の周波数成分ｆOUT ±ｍ×ｆ1 、前記差動対回路の出力周波数成分ｆOUT と前記第２の周波数成分に基づく成分ｎ×ｆ2 との和または差の周波数成分ｆOUT ±ｎ×ｆ2 のうち、少なくともいずれかの周波数成分を抑圧することを特徴とする。
【００１４】
上記構成によれば、差動対回路の持つ奇関数の入出力特性を利用して周波数変換を行う場合に、抑圧回路が抑圧する周波数成分を、電流源回路から出力される雑音成分のうち、差動対回路の出力周波数成分に寄与する周波数成分とすることにより、電流源回路で発生する雑音成分が差動対回路に混入しないように阻止することができ、これによって所定のＳ／Ｎ比を確保し、消費電流の増大を抑制することが可能となる。
【００１５】
上記構成による周波数変換器は、無線通信端末装置に利用した場合に、消費電流を増やすことなく低雑音化が実現され、小型化のみならず省電力化をも実現することが可能となる。
【００１６】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態について図面を参照しながら説明する。
【００１７】
図１は本発明に係る周波数変換器が適用される、ダイレクトコンバージョン受信方式の無線通信端末装置の構成を示すブロック図である。図１において、アンテナ１１で受けたＲＦ信号は、低雑音増幅器１２によって増幅された後、本発明に係る周波数変換器１３に供給される。この周波数変換器１３は、増幅器１２から供給される周波数ｆRF の受信信号（ＲＦ信号）と共に、局部発振器１４で発生される局部発振信号（ＬＯ信号）を入力し、両信号を混合してベースバンド信号に変換する。具体的には、ＬＯ信号をＲＦ信号のほぼ半分の周波数ｆLO ＝ｆRF／２の信号とし、周波数ｆOUT ＝ｆRF −２×ｆLO の出力信号を取り出す。この周波数変換器１３で得られたベースバンド信号はフィルタ１５によって不要な高調波成分が除去された後、復調器１６に供給され、元の伝送信号が復調検波される。
【００１８】
一方、ベースバンド周波数（ｆIN ）の伝送信号を送信する場合、この送信信号は、変調器１７により所定の変調方式で変調された後、本発明に係る周波数変換器１８に供給される。この場合の周波数変換器１８は、受信系とは逆に、局部発振器１９で発生されるＬＯ信号を変調信号に混合してＲＦ信号に変換する。具体的には、ＬＯ信号を出力ＲＦ信号のほぼ半分の周波数ｆLO ＝ｆRF／２とし、ｆOUT ＝ｆRF ＝ｆIN ＋２ｆLO の出力信号を取り出す。このようにして生成されたＲＦ信号はフィルタ２０によって不要な周波数成分が除去された後、電力増幅器２１で電力増幅されてアンテナ１１から空間に送出される。
【００１９】
以下、上記無線通信端末装置に用いられる周波数変換器１３、１８の実施形態を説明する。
【００２０】
（第１の実施形態）
図２は、本発明の第１の実施形態に係る周波数変換器の構成を示す回路図である。
【００２１】
図２に示す周波数変換器１００は、一対のバイポーラトランジスタ１０１、１０２の各エミッタを共通に接続したトランジスタ差動対回路を備える。このトランジスタ差動対回路の共通エミッタは電流源回路１０３の電流供給端に接続される。これにより、トランジスタ差動対回路には、電流源回路１０３から駆動電流が与えられる。上記トランジスタ１０１、１０２の各ベースはそれぞれ入力端子ＩＮ1 、ＩＮ2 に接続され、各コレクタはそれぞれ出力端子ＯＵＴ1 、ＯＵＴ2 に接続される。また、上記トランジスタ差動対回路の共通エミッタと電流源回路１０３の電流供給端との間には周波数成分抑圧回路１０４が介在される。この周波数成分抑圧回路１０４は特定周波数成分を抑圧する特性を有する。
【００２２】
上記構成において、以下にその動作を説明する。
【００２３】
上記入力端子ＩＮ1 、ＩＮ2 間に、ＲＦ信号とＬＯ信号の和信号ＶRF ＋ＶLO を入力する。このとき、トランジスタ差動対回路の奇関数特性により、出力端子ＯＵＴ1 、ＯＵＴ2 間にはｆOUT ＝ｆRF ±２×ｆLO の周波数成分を有する信号ＶOUT が現れる。
【００２４】
一方、電流源回路１０３は、直流電流の他に雑音電流を発生してしまう。この雑音電流の周波数成分をｆN としたとき、そのままでは雑音電流の周波数成分がトランジスタ差動対回路に混入し、その入力信号（ｆRF 、ｆLO ）と混合されてしまう。その結果、トランジスタ差動対回路の出力には、｜ｆN ±ｆLO ｜や｜ｆN ±ｆRF ｜といった帯域に雑音成分が現れる。
【００２５】
そこで、本実施形態では、トランジスタ差動対回路の共通エミッタと電流源回路１０３の電流供給端との間に周波数成分抑圧回路１０４を介在させ、この回路１０６でｆN ＝ｆLO±ｆOUT 、ｆRF±ｆOUT の周波数成分を抑圧する。これにより、電流源回路１０３からの雑音が出力に与える影響を少なくすることができる。
【００２６】
（第２の実施形態）
図３は、本発明の第２の実施形態に係る周波数変換器の構成を示す回路図である。尚、図３において、図２と同一部分には同一符号を付して、重複する説明を省略する。
【００２７】
図３と図２の相違点は差動対回路を構成するトランジスタが電界効果トランジスタ（図３ではＭＯＳＦＥＴ）２０１、２０２であることのみである。電界効果トランジスタのゲート、ドレイン、ソースは、それぞれバイポーラトランジスタのベース、コレクタ、ドレインに相当する。このように電界効果トランジスタ２０１、２０２による差動対回路は、バイポーラトランジスタを用いた場合と同様に差動対の入出力特性が奇関数であるため、その動作に関してはバイポーラトランジスタ１０１、１０２を用いた第１の実施形態と同様である。
【００２８】
（第３の実施形態）
図４は、本発明の第３の実施形態に係る周波数変換器の構成を示す回路図である。尚、図４において、図２と同一部分には同一符号を付して示し、ここでは重複する説明を省略する。
【００２９】
本実施形態は、図４に示すように、周波数成分抑圧回路１０４をインダクタ３０１及びキャパシタ３０２を含む構成としたことを特徴とする。
【００３０】
インダクタは、そのインピーダンスが周波数とともに大きくなる。そこで、周波数成分抑圧回路１０４において、抑圧する雑音が特定の高周波成分及びその高調波成分である場合、図４に示すように、周波数成分抑圧回路１０４内にインダクタ３０１をトランジスタ差動対回路の共通エミッタと電流源回路１０３の電流供給端との間に直列に挿入する。これにより、雑音電流が共通エミッタからトランジスタ差動対回路に入力されるにくくなる。但し、インダクタ３０１は直流でのインピーダンスが０である。このため、上記のように周波数成分抑圧回路１０４内にインダクタ３０１を挿入しても、回路の直流動作点には影響を与えない。
【００３１】
一方、キャパシタは、そのインピーダンスが周波数とともに小さくなる。そこで、周波数成分抑圧回路１０４において、抑圧する雑音が特定の高周波成分及びその高調波成分である場合、図４に示すように、周波数成分抑圧回路１０４内にキャパシタ３０２を電流源回路１０３の電流供給端とＡＣグランドとの間に挿入する。これにより、雑音電流が共通エミッタからトランジスタ差動対回路に入力されるにくくなる。但し、キャパシタ３０２の直流でのインピーダンスは無限大であるため、上記のように周波数成分抑圧回路１０４にキャパシタを挿入しても、回路の直流動作点には影響を与えない。
【００３２】
尚、上記実施形態の構成では、インダクタ３０１とキャパシタ３０２を併用しているが、いずれも単独使用が可能である。
【００３３】
（第４の実施形態）
図５は、本発明の第４の実施形態に係る周波数変換器の構成を示す回路図である。尚、図５において、図２と同一部分には同一符号を付して示し、ここでは重複する説明を省略する。
【００３４】
本実施形態は、図５に示すように、周波数成分抑圧回路１０４を少なくとも一つ以上の共振器（ここでは二つ）を含む構成としたことを特徴とする。
【００３５】
共振器のインピーダンスは、その共振周波数において、理想的には０（直列共振：Ｚs ）もしくは無限大（並列共振：Ｚp ）となる。そこで、図５に示すように、並列共振器４０１をトランジスタ差動対回路の共通エミッタと電流源回路１０３の電流供給端との間に直列に挿入する。この場合、電流源回路１０３から出力される雑音のうち、並列共振器４０１の共振周波数成分はトランジスタ差動対回路に入力されにくくなり、共振周波数成分の抑圧が可能となる。また、直列共振器４０２を電流源回路１０３の電流供給端とＡＣグランドとの間に挿入する。この場合も、直列共振器４０２の共振周波数成分はトランジスタ差動対回路に入力されにくくなり、共振周波数成分の抑圧が可能となる。
【００３６】
尚、図５に示すように並列共振器４０１と直列共振器４０２を同時に用いる場合には、その共振周波数を等しくして特定の周波数の抑圧効果を高めてもよい。勿論、各共振器４０１、４０２は単独での使用が可能である。
【００３７】
図６に、並列共振器４０１の一例として、インダクタ５０１及びキャパシタ５０２の並列接続によるＬＣ並列型共振回路の構成を示す。この場合、インダクタ５０１のインダクタンスをＬp とし、キャパシタ５０２のキャパシタンスをＣp とすると、角周波数ωp ＝１／（Ｌp ×Ｃp ）1/2で並列共振し、周波数ｆp ＝２×π×ωp でインピーダンスＺp が無限大となる。このようなＬＣ並列型共振回路では、直流の電圧降下がないため、周波数成分抑圧回路１０４中において、トランジスタ差動対回路の共通エミッタと電流源回路１０３の電流供給端との間に多段に直列接続することが可能である。
【００３８】
図７に、直列共振器４０２の一例として、インダクタ６０１及びキャパシタ６０２の直列接続によるＬＣ直列型共振回路の構成を示す。この場合、インダクタ６０１のインダクタンスをＬs とし、キャパシタ６０２のキャパシタンスをＣs とすると、角周波数ωs ＝１／（Ｌs ×Ｃs ）1/2で直列共振し、周波数ｆs ＝２×π×ωs でインピーダンスＺs が０となる。このようなＬＣ直列型共振回路では直流電流が流れないため、周波数成分抑圧回路１０４中において、電流源回路１０３の電流供給端とＡＣグランドとの間に多岐に並列接続することが可能である。
【００３９】
尚、本実施形態のようにＺp ，Ｚs を併用するだけではなく、本発明はＺp とＣ、Ｚs とＬを組み合わせて用いることも可能である。
【００４０】
（第５の実施形態）
図８は、本発明の第５の実施形態に係る周波数変換器の構成を示す回路図である。尚、図８において、図２、図４、図５と同一部分には同一符号を付して示し、ここでは重複する説明を省略する。
【００４１】
本実施形態は、図８に示すように、周波数成分抑圧回路１０４を図５に示した並列共振器４０１と図４に示したキャパシタ３０２を含む構成としたことを特徴とする。すなわち、並列共振器４０１はトランジスタ差動対回路の共通エミッタと電流源回路１０３の電流供給端との間に接続され、キャパシタ３０２は電流源回路１０３の電流供給端とＡＣグランドとの間に接続される。
【００４２】
第３の実施形態で説明したように、キャパシタ３０２を用いることにより雑音の低減が可能であるが、キャパシタ３０２のみを使用すると、トランジスタ差動対回路の共通エミッタにおいて、高周波帯域のインピーダンスが低下してしまう。そこで、所望の周波数についてはインピーダンスが高くなるように、図８に示すようにトランジスタ差動対回路の共通エミッタと電流源回路１０３の電流供給端との間に並列共振器４０１を挿入する。これにより所望の回路動作を実現しつつ、低雑音化が可能となる。
【００４３】
（第６の実施形態）
図９は、本発明の第６の実施形態に係る周波数変換器の構成を示す回路図である。尚、図９において、図２、図４、図５と同一部分には同一符号を付して示し、ここでは重複する説明を省略する。
【００４４】
本実施形態は、図９に示すように、周波数成分抑圧回路１０４を図４に示したインダクタ３０１と図５に示した直列共振器４０２とを含む構成としたことを特徴とする。すなわち、直列共振器４０２は電流源回路１０３の電流供給端とＡＣグランドとの間に接続され、インダクタ３０１はトランジスタ差動対回路の共通エミッタと電流源回路１０３の電流供給端との間に接続される。
【００４５】
不要周波数成分のさらなる抑圧のため、図９に示すように電流源回路１０３の電流供給端とＡＣグランドとの間に直列共振器４０２を挿入する。これにより所望の回路動作を実現しつつ、低雑音化が可能となる。
【００４６】
（第７の実施形態）
図１０は、本発明の第７の実施形態に係る周波数変換器の構成を示す回路図である。尚、図１０において、図２、図４、図５、図６と同一部分には同一符号を付して示し、ここでは重複する説明を省略する。
【００４７】
本実施形態は、第６の実施形態の応用例であり、ダイレクトコンバージョン受信機に用いる場合に、周波数成分抑圧回路１０４において、図４に示したキャパシタ３０２と図６に示したインダクタ５０１及びキャパシタ５０２の並列接続による並列共振器４０１とを組み合わせたことを特徴とする。
【００４８】
ダイレクトコンバージョン受信機に適用した場合、ＬＯ信号周波数はＲＦ信号周波数の約半分の周波数に設定され、その出力周波数は直流に近いベースバンド帯の周波数となる。トランジスタ差動対回路に入力される信号のうち、一番成分の大きい信号は一般にＬＯ信号であるため、電流源回路１０３から出力される雑音電流のうち、ＬＯ信号周波数付近の成分がＬＯ信号周波数との混合によりベースバンド帯に周波数変換されやすい。そこで、図１０において、周波数成分抑圧回路１０４中の並列共振器４０１の共振周波数をＬＯ信号周波数付近に設定する。これにより、最も大きなＳ／Ｎ比劣化の要因となるＬＯ信号周波数付近を低雑音化することができる。
【００４９】
このとき、電流源回路１０３の電流供給端における電圧を安定化させるため、図１０に示すように、キャパシタ６０２をＡＣグランドに対して挿入する。本周波数変換器に入力されるＬＯ信号には、一般にその高調波成分も含まれるため、さらなる低雑音化のために、共振周波数をＬＯ信号の高調波周波数付近とした共振器を併用すると効果的である。
【００５０】
（第８の実施形態）
以上の説明において、周波数変換器を一つのトランジスタ差動対回路で構成した例を挙げたが、差動対回路を２つもしくはそれ以上用いて並列に接続し、入力信号に対してバランス構成としてもよい。また、信号の入力方法も、差動対の一方にＲＦ信号、他方にＬＯ信号を入力してもよい。
【００５１】
図１１は本発明に係る第８の実施形態として、２つのトランジスタ差動対回路を並列に接続し、バランス構成とした場合の周波数変換器の構成を示す回路図である。尚、図１１において、図２と同一部分には同一符号を付して示し、ここでは重複する説明を省略する。
【００５２】
図１１に示す周波数変換器では、トランジスタ１０１、１０２が第１のトランジスタ差動対回路を構成し、トランジスタ１０５、１０６が第２のトランジスタ差動対回路を構成している。
【００５３】
トランジスタ１０５のコレクタはトランジスタ１０２のコレクタに接続され、トランジスタ１０６のコレクタはトランジスタ１０１のコレクタに接続され、トランジスタ１０５、１０６のエミッタは共通に接続されて、周波数成分抑圧回路１０７を介して電流源回路１０８の電流供給端に接続される。
【００５４】
トランジスタ１０１のベースは第１入力端子ＩＮ1 に接続され、トランジスタ１０６のベースはトランジスタ１０５のベースに共通に接続されて第２入力端子ＩＮ2 に接続され、トランジスタ１０７のベースは第３入力端子ＩＮ3 に接続される。ここでは、第１入力端子ＩＮ1 にＲＦ信号ＶRF+ が供給され、第２入力端子ＩＮ2 にＲＦ信号の略半分の周波数成分を持つＬＯ信号が供給され、第３入力端子ＩＮ3 にＲＦ信号とは逆相の信号ＶRF- が供給されるものとする。
【００５５】
上記構成による周波数変換器では、第１及び第２入力端子ＩＮ1 、ＩＮ2 端子間にＶRF+ とＶLO の和信号が入力され、第２及び第３入力端子ＩＮ2 、ＩＮ3 間にＶRF- とＶLO の和信号が入力されるため、第１及び第２のトランジスタ差動対回路の奇関数特性により、出力端子ＯＵＴ1 、ＯＵＴ2 間にはｆOUT ＝ｆRF+ ＋ｆRF- ±２×ｆLO ＝２×ｆRF ±２×ｆLO の周波数成分を有する信号ＶOUT
が現れる。
【００５６】
このようにバランス構成のトランジスタ差動対回路を用いた場合でも、周波数成分抑圧回路１０４によって出力周波数ｆOUT に関与する周波数成分を抑圧することで、電流源回路１０３で発生する雑音成分による出力信号のＳ／Ｎ比低減を大幅に抑制することができる。
【００５７】
（その他の実施形態）
以上述べた実施形態では、受信系に用いられる周波数変換器を前提に説明したが、本発明は送信系にも適用できる。この場合、周波数変換器に入力される信号は、例えば音声信号などのアナログ信号をデジタル信号に変換した変調信号であり、この変調信号はＬＯ信号周波数の２以上の偶数倍（例えば２倍）との和の周波数に変換され、この変換された信号がＲＦ信号として出力される。このＲＦ信号は図示しないアンテナを経由して送信されることになる。このような送信系に上述の各実施形態の周波数変換器を適用することにより、電流源回路１０３で発生される雑音の送信信号への混入を抑圧することができ、不要な周波数電波の送出を抑制することができる。
【００５８】
【発明の効果】
以上のように本発明によれば、消費電流を増やすことなく低雑音化を実現する周波数変換器を提供し、この周波数変換器を用いることで小型化、省電力化を実現する無線通信端末装置を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に係る周波数変換器が適用されるダイレクトコンバージョン受信方式の無線通信端末装置の構成を示すブロック図。
【図２】本発明の第１の実施形態に係る周波数変換器の構成を示す回路図。
【図３】本発明の第２の実施形態に係る周波数変換器の構成を示す回路図。
【図４】本発明の第３の実施形態に係る周波数変換器の構成を示す回路図。
【図５】本発明の第４の実施形態に係る周波数変換器の構成を示す回路図。
【図６】第４の実施形態に用いる並列共振器の構成例を示す回路図。
【図７】第４の実施形態に用いる直列共振器の構成例を示す回路図。
【図８】本発明の第５の実施形態に係る周波数変換器の構成を示す回路図。
【図９】本発明の第６の実施形態に係る周波数変換器の構成を示す回路図。
【図１０】本発明の第７の実施形態に係る周波数変換器の構成を示す回路図。
【図１１】本発明の第８の実施形態に係る周波数変換器の構成を示す回路図。
【符号の説明】
１１…アンテナ
１２…低雑音増幅器
１３…周波数変換器
１４…局部発振器
１５…フィルタ
１６…復調器
１７…変調器
１８…周波数変換器
１９…局部発振器
２０…フィルタ
２１…電力増幅器
１００…周波数変換器
１０１、１０２、１０５、１０６…バイポーラトランジスタ
１０３、１０８…電流源回路
１０４、１０７…周波数成分抑圧回路
２０１、２０２…電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）
３０１、５０１、６０１…インダクタ
３０２、５０２、６０２…キャパシタ
４０１…並列共振器
４０２…直列共振器
Claims (7)
- 一対のトランジスタそれぞれの第１被制御電極が共通に接続され、それぞれの制御電極が一対の信号入力端となり、一方の第２被制御電極またはそれぞれの第２被制御電極間が信号出力端となり、奇関数の入出力特性を持つ差動対回路と；
前記一対のトランジスタの共通接続電極に直流電流を供給する電流源回路と；
前記一対のトランジスタの共通接続電極と前記電流源回路の電流供給端との間に介在され、前記差動対回路の出力周波数成分に関与する周波数成分を抑圧する周波数成分抑圧回路と
を具備することを特徴とする周波数変換器。 - 前記差動対回路は、前記一対の信号入力端間に第１の周波数成分ｆ1 を持つ第１の信号と第２の周波数成分ｆ2 を持つ第２の信号との和または差信号が供給されたとき、前記信号出力端からｍ×ｆ1 ±ｎ×ｆ2 （但し、ｍ，ｎ：任意の自然数、ｍ＋ｎ：奇数）の周波数成分ｆOUT を持つ信号を出力する特性を有し；
前記周波数成分抑圧回路は、前記差動対回路の出力周波数成分ｆOUT と前記第１の周波数成分に基づく成分ｍ×ｆ1 との和または差の周波数成分ｆOUT ±ｍ×ｆ1 、前記差動対回路の出力周波数成分ｆOUT と前記第２の周波数成分に基づく成分ｎ×ｆ2 との和または差の周波数成分ｆOUT ±ｎ×ｆ2 のうち、少なくともいずれかの周波数成分を抑圧することを特徴とする請求項１記載の周波数変換器。 - 前記周波数成分抑圧回路は、前記出力周波数成分に関与する周波数付近を除く周波数成分またはその高調波成分を通過させるフィルタであることを特徴とする請求項１記載の周波数変換器。
- 前記周波数成分抑圧回路は、前記出力周波数成分に関与する周波数付近で共振し、その付近の周波数成分を吸収する共振器であることを特徴とする請求項１記載の周波数変換器。
- 前記差動対回路は、複数のトランジスタ差動対を並列に接続したバランス構成とすることを特徴とする請求項１記載の周波数変換器。
- 請求項２記載の周波数変換器を用いる無線通信端末装置であって、；
無線周波数ｆRF の受信信号を前記第１の信号とし、前記無線周波数ｆRF に対して周波数ｆLO ＝ｆRF／ｊ（ｊは２以上の自然数）の局部発振信号を前記第２の信号として、両信号の和または差信号を前記周波数変換器の一対の信号入力端間に入力し、当該周波数変換器の出力端から周波数ｆOUT ＝ｆRF −ｊ×ｆLO の出力信号を取り出すものとし、
前記周波数成分抑圧回路では、周波数成分ｆOUT ±ｍ×ｆRF 、ｆOUT ±ｎ×ｊ×ｆLO のうち、少なくともいずれかの周波数成分を抑圧することを特徴とする無線通信端末装置。 - 請求項２記載の周波数変換器を用いる無線通信端末装置であって；
周波数ｆTX の送信信号を前記第１の信号とし、前記周波数ｆTX に対して周波数ｆLO ＝ｋ×ｆTX （ｋは２以上の偶数）の局部発振信号を前記第２の信号として、両信号の和または差信号を前記周波数変換器の一対の信号入力端間に入力し、当該周波数変換器の出力端から無線周波数ｆRF ＝ｋ×ｆTX ＋ｆLO の信号を取り出すものとし、
前記周波数成分抑圧回路では、周波数成分ｆRF ±ｍ×ｋ×ｆTX 、ｆRF ±ｎ×ｆLO のうち、少なくともいずれかの周波数成分を抑圧することを特徴とする無線通信端末装置。
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