JPH1117454A - 周波数変換器及び半導体集積回路 - Google Patents
周波数変換器及び半導体集積回路Info
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- JPH1117454A JPH1117454A JP16299197A JP16299197A JPH1117454A JP H1117454 A JPH1117454 A JP H1117454A JP 16299197 A JP16299197 A JP 16299197A JP 16299197 A JP16299197 A JP 16299197A JP H1117454 A JPH1117454 A JP H1117454A
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- signal
- frequency
- local oscillation
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 バイポーラトランジスタで差動増幅器を構成
しており、入出力が指数関数特性を有し出力信号の線形
性が低かった。 【解決手段】 電源電圧Ｖcc端子と出力端子Ｔ１との間
に両端が接続された抵抗素子Ｒ１、電源電圧Ｖcc端子と
出力端子Ｙ２との間に両端が接続された抵抗素子Ｒ２、
出力端子Ｔ１にドレインが接続され、ゲートに無線周波
数信号ＲＦが入力され、定電流源Ｉ１にソースが接続さ
れたＮチャネルトランジスタＱ１、出力端子Ｔ２にドレ
インが接続され、ゲートに局部発振信号ＬＯが入力さ
れ、定電流源Ｉ１にソースが接続されたＮチャネルトラ
ンジスタＱ２を備え、無線周波数信号の周波数を局部発
振信号の周波数に基づいて変換した信号を第１、第２の
出力端子から出力する。このように、ゲート電圧に対す
るドレイン電流が２乗特性を有するＭＯＳ型トランジス
タを用いて差動増幅器を構成しており、線形性に優れた
出力信号が得られる。
しており、入出力が指数関数特性を有し出力信号の線形
性が低かった。 【解決手段】 電源電圧Ｖcc端子と出力端子Ｔ１との間
に両端が接続された抵抗素子Ｒ１、電源電圧Ｖcc端子と
出力端子Ｙ２との間に両端が接続された抵抗素子Ｒ２、
出力端子Ｔ１にドレインが接続され、ゲートに無線周波
数信号ＲＦが入力され、定電流源Ｉ１にソースが接続さ
れたＮチャネルトランジスタＱ１、出力端子Ｔ２にドレ
インが接続され、ゲートに局部発振信号ＬＯが入力さ
れ、定電流源Ｉ１にソースが接続されたＮチャネルトラ
ンジスタＱ２を備え、無線周波数信号の周波数を局部発
振信号の周波数に基づいて変換した信号を第１、第２の
出力端子から出力する。このように、ゲート電圧に対す
るドレイン電流が２乗特性を有するＭＯＳ型トランジス
タを用いて差動増幅器を構成しており、線形性に優れた
出力信号が得られる。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は周波数変換器に係わ
り、特に携帯電話システム等の無線通信に好適なものに
関する。
り、特に携帯電話システム等の無線通信に好適なものに
関する。
【０００２】
【従来の技術】無線通信において、周波数変換器（MIXE
R ）を直接変換（DIRECT CONVERSION）方式による受信
機に用いると、局部発振信号（LOCAL SIGNAL）の自己混
合信号が、僅かながら無線周波数（RADIO FREQUENCY ）
信号の入力端子から漏洩し、低雑音増幅回路やアンテナ
等のインピーダンスのミスマッチ等によって反射される
ことがある。この反射された信号が、無線周波数信号に
重畳されて、周波数変換器に戻ってくる。このような現
象は、Asad Abidi著「Low-Power Radio-Frequency IC's
for Portable Communications」（Proceedings of the
IEEE, vol.83,No.4,April 1995 ）に記載されている。
R ）を直接変換（DIRECT CONVERSION）方式による受信
機に用いると、局部発振信号（LOCAL SIGNAL）の自己混
合信号が、僅かながら無線周波数（RADIO FREQUENCY ）
信号の入力端子から漏洩し、低雑音増幅回路やアンテナ
等のインピーダンスのミスマッチ等によって反射される
ことがある。この反射された信号が、無線周波数信号に
重畳されて、周波数変換器に戻ってくる。このような現
象は、Asad Abidi著「Low-Power Radio-Frequency IC's
for Portable Communications」（Proceedings of the
IEEE, vol.83,No.4,April 1995 ）に記載されている。
【０００３】局部発振器信号をＡ0 sin ω0 ｔとし、反
射波をＡ1 sin ω0 ｔとすると、周波数変換器の内部で
以下のようにこの二つの信号の乗算が行われ、合成され
た信号が出力される。 Ａ0 sin ω0 ｔ×Ａ1 sin ω0 ｔ＝Ａ0 ・Ａ1 （１−cos ２ω0 ｔ）／２ … （１） ここで、cos ２ω0 ｔという２乗項が存在し、直流成分
が発生して本来の局部発振信号に混合する。そして、ア
ンテナ等の周囲の環境の変動に伴って反射量が変動し局
部発振信号の振幅が変化すると、直流成分も変化するた
め、低周波雑音となり特性を劣化させる。しかし、この
ような直流成分を容量結合等の分離手段により所望の信
号と分離することは、困難である。何故なら、周波数変
換器では受信した無線周波数信号を低周波のベースバン
ド信号に周波数変換するが、低周波のベースバンド信号
から直流成分や低周波雑音を除去することは事実上不可
能であるからである。
射波をＡ1 sin ω0 ｔとすると、周波数変換器の内部で
以下のようにこの二つの信号の乗算が行われ、合成され
た信号が出力される。 Ａ0 sin ω0 ｔ×Ａ1 sin ω0 ｔ＝Ａ0 ・Ａ1 （１−cos ２ω0 ｔ）／２ … （１） ここで、cos ２ω0 ｔという２乗項が存在し、直流成分
が発生して本来の局部発振信号に混合する。そして、ア
ンテナ等の周囲の環境の変動に伴って反射量が変動し局
部発振信号の振幅が変化すると、直流成分も変化するた
め、低周波雑音となり特性を劣化させる。しかし、この
ような直流成分を容量結合等の分離手段により所望の信
号と分離することは、困難である。何故なら、周波数変
換器では受信した無線周波数信号を低周波のベースバン
ド信号に周波数変換するが、低周波のベースバンド信号
から直流成分や低周波雑音を除去することは事実上不可
能であるからである。
【０００４】このような問題を解決するために、米国特
許第３，４９１，３０１号公報の図１には、バイポーラ
トランジスタを用いて差動増幅器を構成し、偶高調波周
波数変換器として用いることが開示されている。この公
報に開示された周波数変換器の構成を図８に示す。
許第３，４９１，３０１号公報の図１には、バイポーラ
トランジスタを用いて差動増幅器を構成し、偶高調波周
波数変換器として用いることが開示されている。この公
報に開示された周波数変換器の構成を図８に示す。
【０００５】バイポーラトランジスタＱ２１及びＱ２２
と抵抗Ｒ１１により差動増幅器が構成されており、トラ
ンジスタＱ２１及びＱ２２のコレクタは電源電圧Ｖcc端
子に接続され、エミッタは抵抗Ｒ１１を介して負電源電
圧Ｖee端子に接続されている。トランジスタＱ２１のコ
レクタは容量Ｃ１を介してトランジスタＱ２２のベース
に接続されている。
と抵抗Ｒ１１により差動増幅器が構成されており、トラ
ンジスタＱ２１及びＱ２２のコレクタは電源電圧Ｖcc端
子に接続され、エミッタは抵抗Ｒ１１を介して負電源電
圧Ｖee端子に接続されている。トランジスタＱ２１のコ
レクタは容量Ｃ１を介してトランジスタＱ２２のベース
に接続されている。
【０００６】この場合に、周波数ωs を有する無線周波
数信号ＲＦと周波数ω0 を有する局部発振信号ＬＯとが
入力されると、トランジスタＱ２２のコレクタから上記
文献において（１５）式として示されたように周波数成
分（２ω0 −ωs ）を有する信号が出力される。例え
ば、周波数ωs ＝２π×１ＧＨｚ、周波数ω0 ＝２π×
（２ＧＨｚ−Δｆ）とすると、出力信号の周波数成分は
２π×Δｆとなる。
数信号ＲＦと周波数ω0 を有する局部発振信号ＬＯとが
入力されると、トランジスタＱ２２のコレクタから上記
文献において（１５）式として示されたように周波数成
分（２ω0 −ωs ）を有する信号が出力される。例え
ば、周波数ωs ＝２π×１ＧＨｚ、周波数ω0 ＝２π×
（２ＧＨｚ−Δｆ）とすると、出力信号の周波数成分は
２π×Δｆとなる。
【０００７】ところで、バイポーラトランジスタＱ２１
及びＱ２２により構成された差動増幅器の入出力特性
は、tanh（＝ｘ−ｘ3 ／３＋１６ｘ5 ／５！＋…）で表
される奇関数である。このため、偶数乗の項が存在せず
直流成分が発生しない。よって、上述したような直流成
分により特性が劣化することを防止できる。
及びＱ２２により構成された差動増幅器の入出力特性
は、tanh（＝ｘ−ｘ3 ／３＋１６ｘ5 ／５！＋…）で表
される奇関数である。このため、偶数乗の項が存在せず
直流成分が発生しない。よって、上述したような直流成
分により特性が劣化することを防止できる。
【０００８】しかし、差動増幅器を構成するトランジス
タＴ２１及びＴ２２は、ベース・エミッタ間入力電圧Ｖ
BEに対するコレクタ電流Ｉc の入出力ＩC −ＶBEが指数
関数特性を有する。このため、出力信号の線形性が低
く、３次相互変調歪（ＩＭ３）が劣るという問題があっ
た。
タＴ２１及びＴ２２は、ベース・エミッタ間入力電圧Ｖ
BEに対するコレクタ電流Ｉc の入出力ＩC −ＶBEが指数
関数特性を有する。このため、出力信号の線形性が低
く、３次相互変調歪（ＩＭ３）が劣るという問題があっ
た。
【０００９】本発明は上記事情に鑑みてなされたもの
で、出力信号の線形性に優れた周波数変換器、及びこの
ような周波数変換器を用いた携帯電話システムに好適な
半導体集積回路を提供することを目的とする。
で、出力信号の線形性に優れた周波数変換器、及びこの
ような周波数変換器を用いた携帯電話システムに好適な
半導体集積回路を提供することを目的とする。
【００１０】
【課題を解決するための手段】本発明の周波数変換器
は、電源電圧端子と第１の出力端子との間に両端が接続
された第１の抵抗素子と、電源電圧端子と第２の出力端
子との間に両端が接続された第２の抵抗素子と、前記第
１の出力端子にドレインが接続され、ゲートに外部から
無線周波数信号が入力され、一端が接地された定電流源
の他端にソースが接続された第１のＮチャネル形ＭＯＳ
トランジスタと、前記第２の出力端子にドレインが接続
され、ゲートに局部発振信号が入力され、前記定電流源
の他端にソースが接続された第２のＮチャネル形ＭＯＳ
トランジスタとを備え、前記無線周波数信号の周波数を
前記局部発振信号の周波数に基づいて変換した信号を前
記第１、第２の出力端子から出力することを特徴として
いる。
は、電源電圧端子と第１の出力端子との間に両端が接続
された第１の抵抗素子と、電源電圧端子と第２の出力端
子との間に両端が接続された第２の抵抗素子と、前記第
１の出力端子にドレインが接続され、ゲートに外部から
無線周波数信号が入力され、一端が接地された定電流源
の他端にソースが接続された第１のＮチャネル形ＭＯＳ
トランジスタと、前記第２の出力端子にドレインが接続
され、ゲートに局部発振信号が入力され、前記定電流源
の他端にソースが接続された第２のＮチャネル形ＭＯＳ
トランジスタとを備え、前記無線周波数信号の周波数を
前記局部発振信号の周波数に基づいて変換した信号を前
記第１、第２の出力端子から出力することを特徴として
いる。
【００１１】本発明の周波数変換器は、前記第１、第２
の抵抗素子と、前記第１、第２のＮチャネル形ＭＯＳト
ランジスタと、さらに、前記第１の出力端子にドレイン
が接続され、ゲートに前記局部発振信号が入力され、一
端が接地された第２の定電流源の他端にソースが接続さ
れた第３のＮチャネル形ＭＯＳトランジスタと、前記第
２の出力端子にドレインが接続され、ゲートに前記無線
周波数信号が入力され、前記第２の定電流源にソースが
接続された第４のＮチャネル形ＭＯＳトランジスタとを
備えている。
の抵抗素子と、前記第１、第２のＮチャネル形ＭＯＳト
ランジスタと、さらに、前記第１の出力端子にドレイン
が接続され、ゲートに前記局部発振信号が入力され、一
端が接地された第２の定電流源の他端にソースが接続さ
れた第３のＮチャネル形ＭＯＳトランジスタと、前記第
２の出力端子にドレインが接続され、ゲートに前記無線
周波数信号が入力され、前記第２の定電流源にソースが
接続された第４のＮチャネル形ＭＯＳトランジスタとを
備えている。
【００１２】ここで、Ｎチャネル形ＭＯＳトランジスタ
の替わりにＰチャネル形ＭＯＳトランジスタを用いて差
動増幅器を構成してもよい。
の替わりにＰチャネル形ＭＯＳトランジスタを用いて差
動増幅器を構成してもよい。
【００１３】本発明の半導体集積回路は、携帯電話シス
テムに用いることが可能なものであって、アンテナによ
り受信された受信信号を与えられて増幅する増幅器と、
周波数変換に用いるための第１及び第２の局部発振信号
を生成する局部発振器と、前記増幅器により増幅された
前記受信信号と前記局部発振器により生成された前記第
１の局部発振信号とを与えられ、前記受信信号の周波数
と前記第１の局部発振信号の周波数との差分に対応した
周波数を有するベースバンド信号を出力する第１の周波
数変換器と、前記第１の周波数変換器から出力された前
記ベースバンド信号を与えられると復調及び暗号解読処
理を行って音声信号を出力し、外部から音声信号を与え
られると暗号化及び変調処理を行ってベースバンド信号
を出力するベースバンド信号処理回路と、前記ベースバ
ンド信号処理回路から出力された前記ベースバンド信号
と前記局部発振器により生成された前記第２の局部発振
信号とを与えられ、前記第２の局部発振信号の周波数と
前記ベースバンド信号の周波数との差分に対応した周波
数を有する送信信号を出力する第２の周波数変換器とを
備え、前記第１の周波数変換器は上記周波数変換器と同
一の構成を備え、前記無線周波数信号として前記受信信
号を与えられ、前記局部発振信号として前記第１の局部
発振信号を与えられて前記第１及び第２の出力端子から
前記ベースバンド信号を出力し、前記第２の周波数変換
器は請求項１乃至４のいずれかに記載された周波数変換
器と同一の構成を備え、前記無線周波数信号として前記
ベースバンド信号を与えられ、前記局部発振信号として
前記第２の局部発振信号を与えられて前記第１及び第２
の出力端子から前記送信信号を出力することを特徴とす
る。
テムに用いることが可能なものであって、アンテナによ
り受信された受信信号を与えられて増幅する増幅器と、
周波数変換に用いるための第１及び第２の局部発振信号
を生成する局部発振器と、前記増幅器により増幅された
前記受信信号と前記局部発振器により生成された前記第
１の局部発振信号とを与えられ、前記受信信号の周波数
と前記第１の局部発振信号の周波数との差分に対応した
周波数を有するベースバンド信号を出力する第１の周波
数変換器と、前記第１の周波数変換器から出力された前
記ベースバンド信号を与えられると復調及び暗号解読処
理を行って音声信号を出力し、外部から音声信号を与え
られると暗号化及び変調処理を行ってベースバンド信号
を出力するベースバンド信号処理回路と、前記ベースバ
ンド信号処理回路から出力された前記ベースバンド信号
と前記局部発振器により生成された前記第２の局部発振
信号とを与えられ、前記第２の局部発振信号の周波数と
前記ベースバンド信号の周波数との差分に対応した周波
数を有する送信信号を出力する第２の周波数変換器とを
備え、前記第１の周波数変換器は上記周波数変換器と同
一の構成を備え、前記無線周波数信号として前記受信信
号を与えられ、前記局部発振信号として前記第１の局部
発振信号を与えられて前記第１及び第２の出力端子から
前記ベースバンド信号を出力し、前記第２の周波数変換
器は請求項１乃至４のいずれかに記載された周波数変換
器と同一の構成を備え、前記無線周波数信号として前記
ベースバンド信号を与えられ、前記局部発振信号として
前記第２の局部発振信号を与えられて前記第１及び第２
の出力端子から前記送信信号を出力することを特徴とす
る。
【００１４】
【発明の実施の形態】以下、本発明の一実施の形態につ
いて図面を参照して説明する。
いて図面を参照して説明する。
【００１５】本発明の第１の実施の形態による周波数変
換器は、図１に示されるような構成を備えている。本発
明は、図８に示されたバイポーラトランジスタＱ２１及
びＱ２２の替わりに、ＭＯＳ型トランジスタを用いて差
動増幅器を構成する点に特徴がある。Ｎチャネル形ＭＯ
ＳトランジスタＱ１のコレクタが抵抗Ｒ１を介して電源
電圧Ｖcc端子に接続され、Ｎチャネル形ＭＯＳトランジ
スタＱ２のコレクタが抵抗Ｒ２を介して電源電圧Ｖcc端
子に接続され、それぞれのソースが定電流源Ｉ１を介し
て接地される。トランジスタＱ１のベースに周波数ｆR
を有する無線周波数信号ＲＦが入力され、トランジスタ
Ｑ２のベースに周波数ｆL を有する局部発振信号ＬＯが
入力される。そして、トランジスタＱ１のコレクタに接
続された出力端子Ｔ１と、トランジスタＱ２のコレクタ
に接続された出力端子Ｔ２とから、周波数成分（ｆR −
２ｆL ）を有する信号Ｖout が出力される。
換器は、図１に示されるような構成を備えている。本発
明は、図８に示されたバイポーラトランジスタＱ２１及
びＱ２２の替わりに、ＭＯＳ型トランジスタを用いて差
動増幅器を構成する点に特徴がある。Ｎチャネル形ＭＯ
ＳトランジスタＱ１のコレクタが抵抗Ｒ１を介して電源
電圧Ｖcc端子に接続され、Ｎチャネル形ＭＯＳトランジ
スタＱ２のコレクタが抵抗Ｒ２を介して電源電圧Ｖcc端
子に接続され、それぞれのソースが定電流源Ｉ１を介し
て接地される。トランジスタＱ１のベースに周波数ｆR
を有する無線周波数信号ＲＦが入力され、トランジスタ
Ｑ２のベースに周波数ｆL を有する局部発振信号ＬＯが
入力される。そして、トランジスタＱ１のコレクタに接
続された出力端子Ｔ１と、トランジスタＱ２のコレクタ
に接続された出力端子Ｔ２とから、周波数成分（ｆR −
２ｆL ）を有する信号Ｖout が出力される。
【００１６】このような第１の実施の形態によれば、ゲ
ート・ソース間電圧ＶGSに対するドレイン電流ＩD が２
乗特性であるＭＯＳ型トランジスタを用いて差動増幅器
を構成している。従って、入出力が指数関数特性である
バイポーラトランジスタを用いて差動増幅器を構成した
図８の周波数変換器と比較し、出力信号の線形性が向上
する。また、ＭＯＳ型トランジスタで構成した差動増幅
器の伝達特性は、図８の周波数変換器におけるバイポー
ラトランジスタで構成した差動増幅器と同様に奇関数で
あるため、直流成分は発生せず、自己混合の問題は生じ
ない。
ート・ソース間電圧ＶGSに対するドレイン電流ＩD が２
乗特性であるＭＯＳ型トランジスタを用いて差動増幅器
を構成している。従って、入出力が指数関数特性である
バイポーラトランジスタを用いて差動増幅器を構成した
図８の周波数変換器と比較し、出力信号の線形性が向上
する。また、ＭＯＳ型トランジスタで構成した差動増幅
器の伝達特性は、図８の周波数変換器におけるバイポー
ラトランジスタで構成した差動増幅器と同様に奇関数で
あるため、直流成分は発生せず、自己混合の問題は生じ
ない。
【００１７】図２に、本発明の第２の実施の形態による
周波数変換器の構成を示す。本実施の形態は、第１の実
施の形態をバランス型に変えたものに相当する。
周波数変換器の構成を示す。本実施の形態は、第１の実
施の形態をバランス型に変えたものに相当する。
【００１８】Ｎチャネル形ＭＯＳトランジスタＱ１のコ
レクタが抵抗Ｒ１を介して電源電圧Ｖcc端子に接続さ
れ、Ｎチャネル形ＭＯＳトランジスタＱ２のコレクタが
抵抗Ｒ２を介して電源電圧Ｖcc端子に接続され、それぞ
れのソースが定電流源Ｉ１を介して接地される。さら
に、Ｎチャネル形ＭＯＳトランジスタＱ３のコレクタが
抵抗Ｒ１を介して電源電圧Ｖcc端子に接続され、Ｎチャ
ネル形ＭＯＳトランジスタＱ４のコレクタが抵抗Ｒ２を
介して電源電圧Ｖcc端子に接続され、それぞれのソース
が定電流源Ｉ２を介して接地される。トランジスタＱ１
及びＱ４のベースに周波数ｆR を有する無線周波数信号
ＲＦが入力され、トランジスタＱ２及びＱ３のベースに
周波数ｆL を有する局部発振信号ＬＯが入力される。そ
して、トランジスタＱ１及びＱ３のコレクタに接続され
た出力端子Ｔ１と、トランジスタＱ２及びＱ４のコレク
タに接続された出力端子Ｔ２とから、周波数成分（ｆR
−２ｆL ）を有する信号Ｖout が出力される。
レクタが抵抗Ｒ１を介して電源電圧Ｖcc端子に接続さ
れ、Ｎチャネル形ＭＯＳトランジスタＱ２のコレクタが
抵抗Ｒ２を介して電源電圧Ｖcc端子に接続され、それぞ
れのソースが定電流源Ｉ１を介して接地される。さら
に、Ｎチャネル形ＭＯＳトランジスタＱ３のコレクタが
抵抗Ｒ１を介して電源電圧Ｖcc端子に接続され、Ｎチャ
ネル形ＭＯＳトランジスタＱ４のコレクタが抵抗Ｒ２を
介して電源電圧Ｖcc端子に接続され、それぞれのソース
が定電流源Ｉ２を介して接地される。トランジスタＱ１
及びＱ４のベースに周波数ｆR を有する無線周波数信号
ＲＦが入力され、トランジスタＱ２及びＱ３のベースに
周波数ｆL を有する局部発振信号ＬＯが入力される。そ
して、トランジスタＱ１及びＱ３のコレクタに接続され
た出力端子Ｔ１と、トランジスタＱ２及びＱ４のコレク
タに接続された出力端子Ｔ２とから、周波数成分（ｆR
−２ｆL ）を有する信号Ｖout が出力される。
【００１９】このような構成を備えた第２の実施の形態
によれば、第１の実施の形態と同様にＭＯＳ型トランジ
スタを用いて差動増幅器を構成しているので、出力信号
の線形性が向上する。さらに、トランジスタＱ１及びＱ
２から成る差動増幅器と、トランジスタＱ３及びＱ４か
ら成る差動増幅器とを組み合わせているので、電源電圧
Ｖccが変動した場合にもこの変動分を相殺することがで
き、特性が向上する。次に、本発明の第３の実施の形態
による半導体集積回路について説明する。この回路は、
携帯電話システムに好適なものであり、その構成を図３
に示す。点線で囲まれた半導体集積回路１０が本実施の
形態によるもので、低雑音増幅器（LOW NOISE AMPLIFI
E）１１、周波数変換器１２及び１６、フェーズロック
ドループ（PHASE LOCKED LOOP ）回路１４、電圧制御発
振器（VOLTAGE CONTROL OSCILLATOR）１３及び１５、ベ
ースバンド信号処理回路２０を備えている。ここで、周
波数変換器１２及び１６の少なくとも一方は、上記第
１、第２の実施の形態による周波数変換器と同様な構成
を備えている。また、ベースバンド信号処理回路２０
は、復調回路２１、変調回路２３及び暗号化及び解読回
路２２を有している。
によれば、第１の実施の形態と同様にＭＯＳ型トランジ
スタを用いて差動増幅器を構成しているので、出力信号
の線形性が向上する。さらに、トランジスタＱ１及びＱ
２から成る差動増幅器と、トランジスタＱ３及びＱ４か
ら成る差動増幅器とを組み合わせているので、電源電圧
Ｖccが変動した場合にもこの変動分を相殺することがで
き、特性が向上する。次に、本発明の第３の実施の形態
による半導体集積回路について説明する。この回路は、
携帯電話システムに好適なものであり、その構成を図３
に示す。点線で囲まれた半導体集積回路１０が本実施の
形態によるもので、低雑音増幅器（LOW NOISE AMPLIFI
E）１１、周波数変換器１２及び１６、フェーズロック
ドループ（PHASE LOCKED LOOP ）回路１４、電圧制御発
振器（VOLTAGE CONTROL OSCILLATOR）１３及び１５、ベ
ースバンド信号処理回路２０を備えている。ここで、周
波数変換器１２及び１６の少なくとも一方は、上記第
１、第２の実施の形態による周波数変換器と同様な構成
を備えている。また、ベースバンド信号処理回路２０
は、復調回路２１、変調回路２３及び暗号化及び解読回
路２２を有している。
【００２０】低雑音増幅器１１は、アンテナ３１が受信
した信号をアンテナスイッチ３２を介して与えられ、増
幅して出力する。一方、フェーズロックドループ回路１
４及び電圧制御発振器１３により、例えば３０ｋＨｚ程
度の低い周波数（ｆL ）成分を有する局部発振信号が生
成される。周波数変換器１２は、この局部発振信号と、
低雑音増幅器１１により増幅された高い周波数（ｆR ）
の受信信号（無線周波数信号）とを与えられ、（ｆR −
２ｆL ）で表される周波数成分を取り出しベースバンド
信号として出力する。ベースバンド信号処理回路２０に
このベースバンド信号が入力されると、復調回路２１に
より復調された後、暗号化及び解読回路２２により暗号
を解読されて音声信号として出力される。
した信号をアンテナスイッチ３２を介して与えられ、増
幅して出力する。一方、フェーズロックドループ回路１
４及び電圧制御発振器１３により、例えば３０ｋＨｚ程
度の低い周波数（ｆL ）成分を有する局部発振信号が生
成される。周波数変換器１２は、この局部発振信号と、
低雑音増幅器１１により増幅された高い周波数（ｆR ）
の受信信号（無線周波数信号）とを与えられ、（ｆR −
２ｆL ）で表される周波数成分を取り出しベースバンド
信号として出力する。ベースバンド信号処理回路２０に
このベースバンド信号が入力されると、復調回路２１に
より復調された後、暗号化及び解読回路２２により暗号
を解読されて音声信号として出力される。
【００２１】ベースバンド信号処理回路２０から出力さ
れた音声信号は、半導体集積回路１０外部のスピーカ３
４に与えられ、音声として再生される。
れた音声信号は、半導体集積回路１０外部のスピーカ３
４に与えられ、音声として再生される。
【００２２】逆に、マイク３５に音声が入力されると、
音声信号が生成されて暗号化及び解読回路２２に与えら
れる。音声信号に暗号化処理が施され、変調回路２３に
より変調された後、ベースバンド信号として周波数変換
器１６に与えられる。周波数変換器１６は、この低周波
成分（ｆL ）を有するベースバンド信号と、フェーズロ
ックドループ回路１４及び電圧制御発振器１３により生
成された高周波成分（ｆR ）を有する局部発振信号とを
与えられ、（ｆR −２ｆL ）で表される周波数成分を取
り出して送信信号を出力する。この送信信号が、半導体
集積回路１０外部の電源増幅器（POWER AMPLIFIER ）３
３に与えられて増幅された後、アンテナスイッチ３２を
介してアンテナ３１から送信される。
音声信号が生成されて暗号化及び解読回路２２に与えら
れる。音声信号に暗号化処理が施され、変調回路２３に
より変調された後、ベースバンド信号として周波数変換
器１６に与えられる。周波数変換器１６は、この低周波
成分（ｆL ）を有するベースバンド信号と、フェーズロ
ックドループ回路１４及び電圧制御発振器１３により生
成された高周波成分（ｆR ）を有する局部発振信号とを
与えられ、（ｆR −２ｆL ）で表される周波数成分を取
り出して送信信号を出力する。この送信信号が、半導体
集積回路１０外部の電源増幅器（POWER AMPLIFIER ）３
３に与えられて増幅された後、アンテナスイッチ３２を
介してアンテナ３１から送信される。
【００２３】このような構成を備えた本実施の形態によ
れば、上記第１、第２の実施の形態による周波数変換器
１２又は／及び１６を備えているので、線形性に優れた
ベースバンド信号又は／及び送信信号を得ることができ
る。
れば、上記第１、第２の実施の形態による周波数変換器
１２又は／及び１６を備えているので、線形性に優れた
ベースバンド信号又は／及び送信信号を得ることができ
る。
【００２４】さらに、周波数変換器１２及び１６を共に
第１、第２の実施の形態のように構成した場合には、低
雑音増幅器１１や電圧制御発振器１３及び１５等を含め
て、半導体集積回路１０全体をＭＯＳ型トランジスタで
構成し、１チップ化することが可能である。これによ
り、携帯電話システムのコストを大幅に低減することが
できる。
第１、第２の実施の形態のように構成した場合には、低
雑音増幅器１１や電圧制御発振器１３及び１５等を含め
て、半導体集積回路１０全体をＭＯＳ型トランジスタで
構成し、１チップ化することが可能である。これによ
り、携帯電話システムのコストを大幅に低減することが
できる。
【００２５】次に、本発明の第１の実施の形態による周
波数変換器の具体的な一例を図４に示し、従来の周波数
変換器の具体的な構成例を図５に示し、それぞれの３次
相互変調歪率（ＩＭ３）についてシミュレーションを行
った結果について述べる。第１の実施の形態による周波
数変換器と従来の周波数変換器の特性を比較するため、
条件を等しく設定した。無線周波数信号ＲＦ１として周
波数５１５．６２５ＭＨｚ、ピーク電圧１０ｍＶ、無線
周波数信号ＲＦ２として周波数５３１．２５ＭＨｚ、ピ
ーク電圧１０ｍＶ、局部発振信号ＬＯとして周波数２５
０ＭＨｚ、ピーク電圧１５０ｍＶ、抵抗ＲＬ１及びＲＬ
２として１キロオーム、定電流源Ｉ１として２００μ
Ａ、定電圧源Ｖ１〜Ｖ３として２Ｖのものを用いた。さ
らに、第１の実施の形態による周波数変換器では、Ｗ＝
５０μｍ、Ｌ＝０．８μｍのサイズのＮチャネル形ＭＯ
ＳトランジスタＱ１及びＱ２を使用し、従来の周波数変
換器ではｆTmax＝１５ＧＨｚのＮＰＮ型バイポーラトラ
ンジスタＱ１１及びＱ１２を用いた。
波数変換器の具体的な一例を図４に示し、従来の周波数
変換器の具体的な構成例を図５に示し、それぞれの３次
相互変調歪率（ＩＭ３）についてシミュレーションを行
った結果について述べる。第１の実施の形態による周波
数変換器と従来の周波数変換器の特性を比較するため、
条件を等しく設定した。無線周波数信号ＲＦ１として周
波数５１５．６２５ＭＨｚ、ピーク電圧１０ｍＶ、無線
周波数信号ＲＦ２として周波数５３１．２５ＭＨｚ、ピ
ーク電圧１０ｍＶ、局部発振信号ＬＯとして周波数２５
０ＭＨｚ、ピーク電圧１５０ｍＶ、抵抗ＲＬ１及びＲＬ
２として１キロオーム、定電流源Ｉ１として２００μ
Ａ、定電圧源Ｖ１〜Ｖ３として２Ｖのものを用いた。さ
らに、第１の実施の形態による周波数変換器では、Ｗ＝
５０μｍ、Ｌ＝０．８μｍのサイズのＮチャネル形ＭＯ
ＳトランジスタＱ１及びＱ２を使用し、従来の周波数変
換器ではｆTmax＝１５ＧＨｚのＮＰＮ型バイポーラトラ
ンジスタＱ１１及びＱ１２を用いた。
【００２６】以上のような条件で３次相互変調歪率をシ
ミュレーションした結果、第１の実施の形態による周波
数変換器は−７８ｄＢ、従来の周波数変換器は−６２ｄ
Ｂであり、本実施の形態によれば従来の場合よりも約１
６ｄＢ、即ち６．３倍優れていることがわかった。
ミュレーションした結果、第１の実施の形態による周波
数変換器は−７８ｄＢ、従来の周波数変換器は−６２ｄ
Ｂであり、本実施の形態によれば従来の場合よりも約１
６ｄＢ、即ち６．３倍優れていることがわかった。
【００２７】上述した実施の形態はいずれも一例であ
り、本発明を限定するものではない。例えば、上記第
１、第２の実施の形態ではＮチャネル形ＭＯＳトランジ
スタＱ１及びＱ２、Ｑ１〜Ｑ４を用いて差動増幅器を構
成しているが、Ｐチャネル形ＭＯＳトランジスタを用い
てもよい。第１の実施の形態におけるＮチャネル形ＭＯ
ＳトランジスタＱ１及びＱ２を、Ｐチャネル形ＭＯＳト
ランジスタＱ５及びＱ６に置き換えた、本発明の第４の
実施の形態による周波数変換器の構成を図６に示す。
り、本発明を限定するものではない。例えば、上記第
１、第２の実施の形態ではＮチャネル形ＭＯＳトランジ
スタＱ１及びＱ２、Ｑ１〜Ｑ４を用いて差動増幅器を構
成しているが、Ｐチャネル形ＭＯＳトランジスタを用い
てもよい。第１の実施の形態におけるＮチャネル形ＭＯ
ＳトランジスタＱ１及びＱ２を、Ｐチャネル形ＭＯＳト
ランジスタＱ５及びＱ６に置き換えた、本発明の第４の
実施の形態による周波数変換器の構成を図６に示す。
【００２８】トランジスタＱ５のソースが定電流源Ｉ１
を介して電源電圧Ｖcc端子に接続され、ベースに無線周
波数信号ＲＦが入力され、ドレインが抵抗Ｒ１を介して
接地されている。トランジスタＱ６のソースが定電流源
Ｉ１を介して電源電圧Ｖcc端子に接続され、ベースに局
部発振信号ＬＯが入力され、ドレインが抵抗Ｒ２を介し
て接地されている。トランジスタＱ５及びＱ６のドレイ
ンにはそれぞれ出力端子Ｔ１及びＴ２が接続されてい
る。
を介して電源電圧Ｖcc端子に接続され、ベースに無線周
波数信号ＲＦが入力され、ドレインが抵抗Ｒ１を介して
接地されている。トランジスタＱ６のソースが定電流源
Ｉ１を介して電源電圧Ｖcc端子に接続され、ベースに局
部発振信号ＬＯが入力され、ドレインが抵抗Ｒ２を介し
て接地されている。トランジスタＱ５及びＱ６のドレイ
ンにはそれぞれ出力端子Ｔ１及びＴ２が接続されてい
る。
【００２９】同様に、第２の実施の形態におけるＮチャ
ネル形ＭＯＳトランジスタＱ１〜Ｑ４を、Ｐチャネル形
ＭＯＳトランジスタＱ５〜Ｑ８に置き換えた、本発明の
第５の実施の形態による周波数変換器の構成を図７に示
す。
ネル形ＭＯＳトランジスタＱ１〜Ｑ４を、Ｐチャネル形
ＭＯＳトランジスタＱ５〜Ｑ８に置き換えた、本発明の
第５の実施の形態による周波数変換器の構成を図７に示
す。
【００３０】トランジスタＱ５のソースが定電流源Ｉ１
を介して電源電圧Ｖcc端子に接続され、ベースに無線周
波数信号ＲＦが入力され、ドレインが抵抗Ｒ１を介して
接地されている。トランジスタＱ６のソースが定電流源
Ｉ１を介して電源電圧Ｖcc端子に接続され、ベースに局
部発振信号ＬＯが入力され、ドレインが抵抗Ｒ２を介し
て接地されている。また、トランジスタＱ７のソースが
定電流源Ｉ２を介して電源電圧Ｖcc端子に接続され、ベ
ースに局部発振信号ＬＯが入力され、ドレインが抵抗Ｒ
１を介して接地されている。トランジスタＱ８のソース
が定電流源Ｉ２を介して電源電圧Ｖcc端子に接続され、
ベースに無線周波数信号ＲＦが入力され、ドレインが抵
抗Ｒ２を介して接地されている。
を介して電源電圧Ｖcc端子に接続され、ベースに無線周
波数信号ＲＦが入力され、ドレインが抵抗Ｒ１を介して
接地されている。トランジスタＱ６のソースが定電流源
Ｉ１を介して電源電圧Ｖcc端子に接続され、ベースに局
部発振信号ＬＯが入力され、ドレインが抵抗Ｒ２を介し
て接地されている。また、トランジスタＱ７のソースが
定電流源Ｉ２を介して電源電圧Ｖcc端子に接続され、ベ
ースに局部発振信号ＬＯが入力され、ドレインが抵抗Ｒ
１を介して接地されている。トランジスタＱ８のソース
が定電流源Ｉ２を介して電源電圧Ｖcc端子に接続され、
ベースに無線周波数信号ＲＦが入力され、ドレインが抵
抗Ｒ２を介して接地されている。
【００３１】このような第４又は第５の実施の形態にお
いても、第１、第２の実施の形態と同様に、ＭＯＳ型ト
ランジスタを用いて差動増幅器を構成しているので、線
形性に優れた出力信号を得ることができる。
いても、第１、第２の実施の形態と同様に、ＭＯＳ型ト
ランジスタを用いて差動増幅器を構成しているので、線
形性に優れた出力信号を得ることができる。
【００３２】
【発明の効果】以上説明したように、本発明の周波数変
換器及びこの周波数変換器を用いた半導体集積回路によ
れば、入出力が２乗特性であるＭＯＳ型トランジスタを
用いて差動増幅器を構成しているので、線形性に優れた
出力を得ることができる。
換器及びこの周波数変換器を用いた半導体集積回路によ
れば、入出力が２乗特性であるＭＯＳ型トランジスタを
用いて差動増幅器を構成しているので、線形性に優れた
出力を得ることができる。
【図１】本発明の第１の実施の形態による周波数変換器
の構成を示した回路図。
の構成を示した回路図。
【図２】本発明の第２の実施の形態による周波数変換器
の構成を示した回路図。
の構成を示した回路図。
【図３】本発明の第３の実施の形態による携帯電話シス
テムに用いることが可能な半導体集積回路の構成を示し
た回路図。
テムに用いることが可能な半導体集積回路の構成を示し
た回路図。
【図４】上記第１の実施の形態による周波数変換器の具
体的な構成例を示した回路図。
体的な構成例を示した回路図。
【図５】従来の周波数変換器の具体的な構成例を示した
回路図。
回路図。
【図６】本発明の第４の実施の形態による周波数変換器
の構成を示した回路図。
の構成を示した回路図。
【図７】本発明の第５の実施の形態による周波数変換器
の構成を示した回路図。
の構成を示した回路図。
【図８】従来の周波数変換器の構成を示した回路図。
１０ 半導体集積回路 １１ 低雑音増幅器 １２、１６ 周波数変換器 １３、１５ 電圧制御発振器 １４ フェーズロックドループ回路 ２０ ベースバンド信号処理回路 ２１ 復調回路 ２２ 暗号化及び解読回路 ２３ 変調回路 ３１ アンテナ ３２ アンテナスイッチ ３３ 電源増幅器 ３４ スピーカ ３５ マイク Ｒ１、Ｒ２、ＲＳ１、ＲＳ２ 抵抗 Ｑ１〜Ｑ４ Ｎチャネル形ＭＯＳトランジスタ Ｑ５〜Ｑ８ Ｐチャネル形ＭＯＳトランジスタ Ｔ１、Ｔ２ 出力端子 Ｖ１、Ｖ２ 定電圧源 Ｉ１、Ｉ２ 定電流源 ＲＦ、ＲＦ１、ＲＦ２ 無線周波数信号 ＬＯ 局部発振信号
Claims (5)
- 【請求項１】電源電圧端子と第１の出力端子との間に両
端が接続された第１の抵抗素子と、 電源電圧端子と第２の出力端子との間に両端が接続され
た第２の抵抗素子と、 前記第１の出力端子にドレインが接続され、ゲートに外
部から無線周波数信号が入力され、一端が接地された定
電流源の他端にソースが接続された第１のＮチャネル形
ＭＯＳトランジスタと、 前記第２の出力端子にドレインが接続され、ゲートに局
部発振信号が入力され、前記定電流源の他端にソースが
接続された第２のＮチャネル形ＭＯＳトランジスタと、 を備え、前記無線周波数信号の周波数を前記局部発振信
号の周波数に基づいて変換した信号を前記第１、第２の
出力端子から出力することを特徴とする周波数変換器。 - 【請求項２】電源電圧端子と第１の出力端子との間に両
端が接続された第１の抵抗素子と、 電源電圧端子と第２の出力端子との間に両端が接続され
た第２の抵抗素子と、 前記第１の出力端子にドレインが接続され、ゲートに無
線周波数信号が入力され、一端が接地された第１の定電
流源の他端にソースが接続された第１のＮチャネル形Ｍ
ＯＳトランジスタと、 前記第２の出力端子にドレインが接続され、ゲートに局
部発振信号が入力され、前記定電流源の他端にソースが
接続された第２のＮチャネル形ＭＯＳトランジスタと、 前記第１の出力端子にドレインが接続され、ゲートに前
記局部発振信号が入力され、一端が接地された第２の定
電流源の他端にソースが接続された第３のＮチャネル形
ＭＯＳトランジスタと、 前記第２の出力端子にドレインが接続され、ゲートに前
記無線周波数信号が入力され、前記第２の定電流源の他
端にソースが接続された第４のＮチャネル形ＭＯＳトラ
ンジスタと、 を備え、前記無線周波数信号の周波数を前記局部発振信
号の周波数に基づいて変換した信号を前記第１、第２の
出力端子から出力することを特徴とする周波数変換器。 - 【請求項３】電源電圧端子に一端を接続された定電流源
と、 前記定電流源の他端にソースが接続され、ゲートに無線
周波数信号が入力され、第１の出力端子にドレインが接
続された第１のＰチャネル形ＭＯＳトランジスタと、 前記定電流源の他端にソースが接続され、ゲートに局部
発振信号が入力され、第２の出力端子にドレインが接続
された第２のＰチャネル形ＭＯＳトランジスタと、 前記第１の出力端子と接地端子との間に両端を接続され
た第１の抵抗素子と、 前記第２の出力端子と接地端子との間に両端を接続され
た第２の抵抗素子と、 を備え、前記無線周波数信号の周波数を前記局部発振信
号の周波数に基づいて変換した信号を前記第１、第２の
出力端子から出力することを特徴とする周波数変換器。 - 【請求項４】電源電圧端子に一端をそれぞれ接続された
第１、第２の定電流源と、 前記第１の定電流源の他端にソースを接続され、ゲート
に無線周波数信号が入力され、第１の出力端子にドレイ
ンを接続された第１のＰチャネル形ＭＯＳトランジスタ
と、 前記第１の定電流源の他端にソースを接続され、ゲート
に局部発振信号が入力され、第２の出力端子にドレイン
を接続された第２のＰチャネル形ＭＯＳトランジスタ
と、 前記第１の出力端子と接地端子との間に両端が接続され
た第１の抵抗素子と、 前記第２の出力端子と接地端子との間に両端が接続され
た第２の抵抗素子と、 前記第２の定電流源の他端にソースを接続され、ゲート
に局部発振信号を入力され、第１の出力端子にドレイン
を接続された第３のＰチャネル形ＭＯＳトランジスタ
と、 前記第２の定電流源の他端にソースを接続され、ゲート
に無線周波数信号を入力され、第２の出力端子にドレイ
ンを接続された第４のＰチャネル形ＭＯＳトランジスタ
と、 を備え、前記無線周波数信号の周波数を前記局部発振信
号の周波数に基づいて変換した信号を前記第１、第２の
出力端子から出力することを特徴とする周波数変換器。 - 【請求項５】携帯電話システムに用いることが可能な半
導体集積回路において、 アンテナにより受信された受信信号を与えられて増幅す
る増幅器と、 周波数変換に用いるための第１及び第２の局部発振信号
を生成する局部発振器と、 前記増幅器により増幅された前記受信信号と前記局部発
振器により生成された前記第１の局部発振信号とを与え
られ、前記受信信号の周波数と前記第１の局部発振信号
の周波数との差分に対応した周波数を有するベースバン
ド信号を出力する第１の周波数変換器と、 前記第１の周波数変換器から出力された前記ベースバン
ド信号を与えられると復調及び暗号解読処理を行って音
声信号を出力し、外部から音声信号を与えられると暗号
化及び変調処理を行ってベースバンド信号を出力するベ
ースバンド信号処理回路と、 前記ベースバンド信号処理回路から出力された前記ベー
スバンド信号と前記局部発振器により生成された前記第
２の局部発振信号とを与えられ、前記第２の局部発振信
号の周波数と前記ベースバンド信号の周波数との差分に
対応した周波数を有する送信信号を出力する第２の周波
数変換器と、 を備え、 前記第１の周波数変換器は請求項１乃至４のいずれかに
記載された周波数変換器と同一の構成を備え、前記無線
周波数信号として前記受信信号を与えられ、前記局部発
振信号として前記第１の局部発振信号を与えられて前記
第１及び第２の出力端子から前記ベースバンド信号を出
力し、 前記第２の周波数変換器は請求項１乃至４のいずれかに
記載された周波数変換器と同一の構成を備え、前記無線
周波数信号として前記ベースバンド信号を与えられ、前
記局部発振信号として前記第２の局部発振信号を与えら
れて前記第１及び第２の出力端子から前記送信信号を出
力することを特徴とする半導体集積回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP16299197A JPH1117454A (ja) | 1997-06-19 | 1997-06-19 | 周波数変換器及び半導体集積回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP16299197A JPH1117454A (ja) | 1997-06-19 | 1997-06-19 | 周波数変換器及び半導体集積回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH1117454A true JPH1117454A (ja) | 1999-01-22 |
Family
ID=15765137
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP16299197A Pending JPH1117454A (ja) | 1997-06-19 | 1997-06-19 | 周波数変換器及び半導体集積回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH1117454A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2003079538A1 (fr) * | 2002-03-15 | 2003-09-25 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Convertisseur de frequence |
| JP2004207874A (ja) * | 2002-12-24 | 2004-07-22 | Toshiba Corp | 周波数変換器及び無線通信端末装置 |
-
1997
- 1997-06-19 JP JP16299197A patent/JPH1117454A/ja active Pending
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2003079538A1 (fr) * | 2002-03-15 | 2003-09-25 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Convertisseur de frequence |
| US7002396B2 (en) | 2002-03-15 | 2006-02-21 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Frequency converter |
| JP2004207874A (ja) * | 2002-12-24 | 2004-07-22 | Toshiba Corp | 周波数変換器及び無線通信端末装置 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Effective date: 20040123 Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 |
|
| A02 | Decision of refusal |
Effective date: 20040604 Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A02 |