JP4383259B2

JP4383259B2 - 周波数変換器およびそれを用いた無線通信デバイス

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Publication number: JP4383259B2
Application number: JP2004165879A
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Inventors: 健満仲; 雅之宮本
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Publication date: 2009-12-16
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Description

本発明は、一般に、２回の周波数変換を行う周波数変換器に関し、より特定的には、ＲＦ（radio frequency:高周波）信号をベースバンド周波数までダウンコンバージョンし、９０度位相の異なるＩ信号とＱ信号を出力する周波数変換器に関する。この発明は、またそのような周波数変換器を用いた無線通信デバイスに関する。

図１１は、従来の無線ＬＡＮトランシーバのような端末装置のブロック図である。図１１を参照して、無線ＬＡＮトランシーバは、アンテナから受信した信号を周波数変換し、中間周波数の信号を得て、さらに、この中間周波数の信号を増幅し、その後復調し、デジタル信号を取り出すものである。本発明は、この周波数変換を行なう周波数変換器に関する。

さて、現在、このような周波数変換器として、２回の周波数変換を行う受信回路が用いられている（例えば特許文献１参照）。図１２は、特許文献１で述べられている周波数変換器の回路図である。

図１２に示すように、周波数変換器１００は、トランジスタＱ１，Ｑ２からなる、第１の信号（ＲＦ（+）、ＲＦ（-））を増幅する増幅回路５０と、第２の信号（ＬＯ１（+）、ＬＯ１（-））を用いて、１回目の周波数変換を行うスイッチ回路５１と、第３の信号（ＬＯ２（+）、ＬＯ２（-））を用いて２回目の周波数変換を行うスイッチ回路５２と、第４の信号（ＬＯ３（+）、ＬＯ３（-））を用いて２回目の周波数変換を行うスイッチ回路５３で構成される。１回目のスイッチ回路５１は、１回目の周波数変換を行い、２回目の周波数変換を行うスイッチ回路５２、５３に、電流信号として分割して供給する。スイッチ回路５２、５３は、２回目の周波数変換を行い、Ｉ側、Ｑ側のベースバンド周波数の信号を出力する。出力信号は、出力負荷５４により電圧信号に変換されて出力される。

米国特許第５，４４８，７７２号明細書

しかしながら、上記した特許文献１の構成では、以下に記述する課題がある。即ち、上記特許文献１の構成において、増幅回路５０は差動で構成されるため、シングルで構成される増幅回路に比べてノイズ発生量は倍になる。このため、高い利得を要する増幅回路を用いて、全体の雑音指数（ＮＦ）を抑えることは、周波数変換器に流す電流を増やすことにつながる。

また、出力信号周波数がベースバンド周波数帯であるため、１／ｆノイズの増加から、最適な電流量をスイッチ回路に流すと、増幅回路であるトランジスタに流す電流量が足りずに利得が足りず、全体のＮＦは増加する。

また、スイッチ回路５１〜５３と、増幅回路５０において、それぞれに流す電流には、利得、ＮＦや線形性の性能を得るために最適値がある。図１３（Ａ）は、スイッチ回路５１〜５３に流す電流（Ｉｓｗ）とＮＦとの関係、および電流（Ｉｓｗ）と線形性の指標となる入力３次インターセプト（ＩＩＰ３）の関係を示すグラフである。図１３（Ｂ）は、増幅回路５０に流す電流（Ｉｇｍ）とＮＦとの関係、および電流（Ｉｇｍ）と線形性の指標となる入力３次インターセプト（ＩＩＰ３）との関係を示すグラフである。図１３に示すように増幅回路５０における電流最適値と、スイッチ回路５１〜５３における電流最適値は異なる。また、上記した特許文献１の構成では、スイッチ回路５２、５３に流れる電流の和がスイッチ回路５１に流れるため、スイッチ回路５１には最適な電流値が流れることにはならない。

本発明は、上記の実情を鑑みてなされたものであり、ノイズの発生を抑制することができるように改良された周波数変換器を提供することを目的とする。

本発明の他の目的は、線形性の良い信号伝達を可能とした周波数変換器を提供することである。

本発明のさらに他の目的は、消費電流の削減を図ることができるように改良された周波数変換器を提供することである。

本発明のさらに他の目的は、そのような周波数変換器を用いた無線通信デバイスを提供することである。

上記した課題を解決するため、本発明における周波数変換器は、第１の信号を、第２、第３の２つの信号にて２度の周波数変換を行うとともに、第１の信号を、第２、第４の２つの信号にて２度の周波数変換を行う周波数変換器であって、上記第１の信号と上記第２の信号を混合して第１の周波数変換を行う第１のスイッチ回路と、上記第１のスイッチ回路の出力信号と上記第３の信号を混合して第２の周波数変換を行う第２のスイッチ回路と、上記第１のスイッチ回路の出力信号と上記第４の信号を混合して第２の周波数変換を行う第３のスイッチ回路と、入力端子と出力端子を有するバラン（a balanced-to-unbalanced (balun) transformer）とを備える。上記バランの上記出力端子は、上記第１のスイッチ回路の入力端子に接続されており、上記バランの上記入力端子から上記第１の信号が導入される。

上記第１のスイッチ回路に上記第１の信号を電流信号で伝達するように構成するのが好ましい。また、上記バランは、半導体基板上に交互に形成された２つのインダクタからなり、その一方のインダクタが入力側インダクタを構成し、他方のインダクタが出力側インダクタを構成する。

上記構成により、バランの差動の出力端の双方において、同じだけの電流信号と直流（以下ＤＣ電流という）を第１のスイッチ回路に供給出来る。

また、上記バランの出力側インダクタの中心部に接続点を設け、この接続点に電流供給用の電流源を接続する。

上記構成により、上記バランの差動の出力端の双方において、同じだけの電流信号とＤＣ電流を第１のスイッチ回路に供給出来る。

上記構成においても、バランの差動の出力端の双方において、同じだけの電流信号とＤＣ電流を第１のスイッチ回路に供給出来る。

また、入力端子と出力端子とを有するシングル入出力構成の低ノイズ増幅器をさらに備え、バランの入力側インダクタに、上記低ノイズ増幅器の出力端子が接続されるのが好ましい。この場合、上記低ノイズ増幅器の入力端子から上記第１の信号が導入される。

上記構成により、増幅回路がシングル入出力構成であるため、差動構成である場合に比べ、ノイズ発生量の削減、消費電流の削減につながる。

また、上記第１のスイッチ回路と上記第２のスイッチ回路との接続点、及び、上記第１のスイッチ回路と上記第３のスイッチ回路との接続点に、それぞれ、上記第１のスイッチ回路に電流を供給するための電流源が接続されるとさらに好ましい。これらの電流原はトランジスタで構成されるのが好ましい。

上記した構成により、上記第２および第３のスイッチに流れる電流量を該第２、第３のスイッチのＮＦおよび線形性の特性に最適な電流値に、かつ上記第１のスイッチに流れる電流量を該第１のスイッチのＮＦおよび線形性に最適な電流値に調節することができる。

また、第１のスイッチ回路が扱う周波数と第２、第３のスイッチ回路が扱う周波数が異なる場合には、これらのスイッチ回路を構成するトランジスタにおいて、ＮＦ、線形性に最適なトランジスタサイズを選ぶのが好ましい。

また、本発明の他の局面に従う周波数変換器は、第１の信号を、第２、第３の２つの信号にて２度の周波数変換を行うとともに、第１の信号を、第２、第４の２つの信号にて２度の周波数変換を行う周波数変換器であって、上記第１の信号と上記第２の信号を混合して第１の周波数変換を行う第１のスイッチ回路と、上記第１のスイッチ回路の出力信号と上記第３の信号を混合して第２の周波数変換を行う第２のスイッチ回路と、上記第１のスイッチ回路の出力信号と上記第４の信号を混合して第２の周波数変換を行う第３のスイッチ回路とを有する。上記第１のスイッチ回路の入力端子には、上記第１の信号を増幅する増幅回路となる差動のトランジスタと、電流供給用の電流源が接続されている。

この場合、電流源がトランジスタで構成される。また、電流源を構成するトランジスタのベースにバイアス電圧を印加するバイアス電圧印加手段を設け、上記バイアス電圧を調整可能とされる。また、上記電流原は、インダクタおよびキャパシタを含むタンク回路で構成してもよい。

上記構成により、第１のスイッチ回路に流れる電流を、ノイズ発生量が抑えられる最適な電流値に設定することができる。

この発明のさらに他の局面に従う無線通信デバイスは、上述の特徴を有する周波数変換器を備える。

本発明によれば、バランを使うことで、増幅回路となるトランジスタはシングルで構成できるため、差動で構成される増幅回路に比べてノイズ発生量が半分になる。このため、全体のＮＦを抑えることができる。

また、スイッチ回路と、増幅回路であるトランジスタに、ＮＦ、線形性において最適な電流量を流すことができるため、回路全体の性能調製を行うことができる。

また、それぞれのスイッチ回路においても、ＮＦ、線形性において最適な電流量を流すことができるため、回路全体の性能の調製を最良に行うことができる

図１は、本発明に係る周波数変換器を用いた無線ＬＡＮトランシーバの端末装置のブロック図である。図１を参照して、アンテナ３１から受信した第１の信号（例えば２．４ＧＨｚ）は、低ノイズ増幅器（ＬＮＡ）３２で増幅され、その後第１のスイッチ回路１に例えば電流信号で伝達される。

第１のスイッチ回路１は、第１回目の周波数変換をするために、上記第１の信号と第２の信号（例えば、３．２ＧＨｚ）とを混合し、その差である８００ＭＨｚの信号に変換し、その後、この信号を第２のスイッチ回路２と第３のスイッチ回路３に分割して供給する。

第２および第３のスイッチ回路２、３は、それぞれ、第２回目の周波数変換をするために、送られてきた信号に、例えば８００ＭＨｚの信号を混合し、その差である０Ｈｚ付近のＩ側またはＱ側のベースバンド周波数の信号を生成する。生成したＩ側、Ｑ側のベースバンド周波数の信号は、ローパスフィルタ３３を通過し、その後、可変利得増幅器（ＶＧＡ）３４で増幅され、ＡＤ変換器(ＡＤ／Ｃ)３５、復調器３６を通って、デジタル信号として取り出される。

以下、この発明の実施例を、図面を用いてさらに詳細に説明する。

図２は、実施例１に係る周波数変換器の構成を示す回路図である。

周波数変換器１０は、第１の信号と第２の信号を混合して第１の周波数変換を行う第１のスイッチ回路１と、第１のスイッチ回路１の出力信号と第３の信号を混合して第２の周波数変換を行う第２のスイッチ回路２と、第１のスイッチ回路１の出力信号と第４の信号を混合して第２の周波数変換を行う第３のスイッチ回路３と、バラン１２と増幅回路１１とを有する。

第１のスイッチ回路１の入力端子には、バラン１２の出力端子１６ａが接続され、バラン１２から第１のスイッチ回路１に、第１の信号ＲＦが電流信号で伝達される。バラン１２の等価回路図を図３に示す。バラン１２は、半導体基板の外側に設けたディスクリート部品のバランで構成してもよいが、本実施例では、周波数変換器であるスイッチ回路１，２，３が形成された半導体基板と同一の半導体基板上に形成されたバランを例にとって説明する。

バラン１２は、半導体基板上に２つのインダクタ（入力側インダクタ１５，出力側インダクタ１６）を交互に形成し、正方形状に巻回されて構成されている。なお、バラン１２は、正方形状に限らず、五角、六角、七角、八角等の多角形状、円形状等に巻回されていてもよい。バラン１２は、半導体基板の上に形成された、上位メタル層、下位メタル層およびこれらをつなぐ連結層で形成される。上位メタル層と下位メタル層とは層間絶縁膜（図示せず）で隔てられ、層間絶縁膜中に形成されたスルーホールに埋め込まれた連結層により、上位メタル層と下位メタル層は電気的に接続される。

バラン１２と第１のスイッチ回路１との接続は、図のように、第１のスイッチ回路１の入力端と、バラン１２の出力端１６ａを接続することによって行なわれる。そして、バラン１２の出力側インダクタ１６の中心部１３に接続点を設け、この接続点を接地する。バラン１２の入力側インダクタ１５の一端は、ＡＣ信号を第１のスイッチ回路１に与えられるように、接地（実際には電源電圧を接続）され、他端はシングル入出力構成の増幅回路１１の出力に接続される。

増幅回路１１をシングル入出力構成にすることにより、差動で構成される増幅回路に比べてノイズ発生量が半分になる。このため、全体のＮＦを抑えることができる。また、増幅回路１１がシングル入出力構成であるため、差動構成である場合に比べ、消費電流の削減につながる。さらに、上記構成により、バラン１２の差動の出力端１６ａ，１６ａの双方において、同じだけの電流信号とＤＣ電流を第１のスイッチ回路１に供給出来る。

なお、増幅回路１１はシングル入出力構成であればどんな構成であっても良く、ここでは、エミッタ接地ＮＰＮトランジスタで構成し、ＲＦ信号をベースに入力する場合を例示する。

ここで、本実施例１では、第１の信号は高周波信号（以下、第１の信号を第１の信号ＲＦと称する）であり、第２の信号は局部発振器等からの第１のローカル信号（以下、第２の信号を第２の信号ＬＯ１と称する）であり、第３の信号は局部発振器等からの第２のローカル信号（以下、第３の信号を第３の信号ＬＯ２と称する）であり、第４の信号は局部発振器等からの第３のローカル信号（以下、第４の信号を第４の信号ＬＯ３と称する）である。

第２のスイッチ回路２はＩ信号を出力し、第３のスイッチ回路３はＱ信号を出力する。これについては、後述する。

第１〜第３のスイッチ回路１〜３は、いずれもダブルバランス入出力構成のスイッチ回路であり、エミッタが共通に接続された第１及び第２のバイポーラトランジスタＭ１，Ｍ２（ＮＰＮ）からなるトランジスタ差動対と、エミッタが共通に接続された第３及び第４のバイポーラトランジスタＭ３，Ｍ４（ＮＰＮ）からなるトランジスタ差動対とを有する。第１のトランジスタＭ１のエミッタと第２のトランジスタＭ２のエミッタの接続点は、差動の入力端子の一方の入力端子Ｐ１を構成し、第３のトランジスタＭ３のエミッタと第４のトランジスタＭ４のエミッタの接続点は、差動の入力端子の他方の入力端子Ｐ２を構成する。スイッチ回路１，２，３を差動で構成すると、線形性および安定性がよくなる。

第１のバイポーラトランジスタＭ１のコレクタと、第３のバイポーラトランジスタＭ３のコレクタは共通に接続され、この接続点が差動の出力端子の一方の出力端子Ｐ３を構成し、また、第２のバイポーラトランジスタＭ２のコレクタと、第４のバイポーラトランジスタＭ４のコレクタは共通に接続され、この接続点が差動の出力端子の他方の出力端子Ｐ４を構成する。

第１のスイッチ回路１において、第２及び第３のトランジスタＭ２，Ｍ３のベースには局部発振器からの正相の第１のローカル信号ＬＯ１（＋）（第２の信号に相当）が印加され、第１及び第４のトランジスタＭ１，Ｍ４のベースには逆相の第１のローカル信号ＬＯ１（−）（第２の信号に相当）が印加される。この第１のローカル信号ＬＯ１の周波数は、第１の信号ＲＦの周波数のＮ／Ｍ倍（Ｎ、Ｍは正の整数）とされている。これにより、第１のスイッチ回路１は、第１の信号ＲＦの周波数のＮ／Ｍ倍（Ｎ、Ｍは正の整数）の第２の信号ＬＯ１と、第１の信号ＲＦとの和または差の周波数成分にて中間周波数ＩＦ信号を出力する。第１のスイッチ回路１の出力端子Ｐ３は、第２及び第３のスイッチ回路２，３の各入力端子Ｐ１に接続され、第１のスイッチ回路１の出力端子Ｐ４は、第２及び第３のスイッチ回路２，３の各入力端子Ｐ２に接続されている。

第２のスイッチ回路２における、第２及び第３のトランジスタＭ２，Ｍ３のベースには局部発振器からの正相ローカル信号ＬＯ２（＋）（第３の信号に相当）が印加され、第１及び第４のトランジスタＭ１，Ｍ４のベースには逆相ローカル信号ＬＯ２（−）（第３の信号に相当）が印加される。また、第３のスイッチ回路３における、第２及び第３のトランジスタＭ２，Ｍ３のベースには局部発振器からの正相ローカル信号ＬＯ３（＋）（第４の信号に相当）が印加され、第１及び第４のトランジスタＭ１，Ｍ４のベースには逆相ローカル信号ＬＯ３（−）（第４の信号に相当）が印加される。

ローカル信号ＬＯ２，ＬＯ３は、共に周波数が同一であって、第１の信号ＲＦの周波数の｜Ｍ±Ｎ｜／Ｍ倍の周波数のうちの何れかの周波数に設定されている。さらに、ローカル信号ＬＯ２とローカル信号ＬＯ３は、その位相が９０度異なっている。例えば、ローカル信号ＬＯ２（＋）の位相が０°、ローカル信号ＬＯ２（−）の位相が１８０°であれば、ローカル信号ＬＯ３（＋）の位相が９０°、ローカル信号ＬＯ３（−）の位相が２７０°である。

このような構成により図４を参照して、第２のスイッチ回路２は、ローカル信号ＬＯ２と中間周波数信号ＩＦの和または差の周波数成分にてベースバンド周波数に変換し、Ｉ側の信号出力（Ｉ，Ｉ_Ｂ）を行う。また、スイッチ回路３には、スイッチ回路２に供給される信号周波数と同周波数であり、かつ位相が９０度異なるローカル信号ＬＯ３が供給されるため、スイッチ回路３は、上記Ｉ側の信号出力（Ｉ，Ｉ_Ｂ）と位相が９０度ずれた、Ｑ側のベースバンド周波数の信号出力（Ｑ，Ｑ_Ｂ）を行う。

なお、図２に戻って、スイッチ回路２、スイッチ回路３の出力端子のそれぞれには、出力負荷４が接続されており、出力信号は電圧信号に変換されて出力される。ここで、出力負荷４は、抵抗、インダクタ等で構成される。なお、電流源を介し、電流−電圧変換を行うバッファアンプを、スイッチ回路２、スイッチ回路３の出力端子のそれぞれに接続してもよい。

また、第１のスイッチ回路１が扱う周波数と第２、第３のスイッチ回路２，３が扱う周波数が異なるので、これらのスイッチ回路を構成するトランジスタにおいて、ＮＦ、線形性に最適なトランジスタサイズを選ぶのが好ましい。すなわち、周波数が異なるとトランジスタのサイズにも適正値があるので、第１のスイッチ回路１を構成するトランジスタのサイズと、第２又は第３のスイッチ回路２，３を構成するトランジスタのサイズを異ならせるのが好ましい。

図５は、実施例２にかかる周波数変換器の回路図である。図２に示す部材と同一部分には、同一の参照番号を付し、その説明を繰り返さない。

実施例２にかかる周波数変換器では、バラン１２の出力側インダクタ１６の中心部１３に接続点を設け、この接続点にトランジスタ（ＮＰＮ）で構成される電流源１４が接続されている。電流源１４を構成するトランジスタのベースにはバイアス電圧Ｖｂ３が印加されており、このバイアス電圧Ｖｂ３はバイアス回路（図示せず）によって調整可能とされている。出力側インダクタ１６の中心部１３に電流源１４を接続することにより、安定した電流をスイッチ回路１〜３に供給することができる。

図６は、実施例３にかかる周波数変換器の回路図である。図２に示す部材と同一部分には、同一の参照番号を付し、その説明を繰り返さない。

実施例３にかかる周波数変換器では、第１のスイッチ回路１の入力端と、バラン１２の出力端のそれぞれに独立して、トランジスタ（ＮＰＮ）で構成される電流源１７、１８が接続されている。電流源１７、１８を構成するトランジスタのベースにはバイアス電圧Ｖｂ４が印加されており、このバイアス電圧Ｖｂ４はバイアス回路（図示せず）によって調整可能とされている。電流源１７、１８を設けることにより、安定した電流をスイッチ回路１〜３に供給することができる。また、この場合、バラン１２の出力側インダクタ１６の中心部には接続点を与えなくて良いため、バラン１２を構成するインダクタの中央において、接地線が不要となる。

なお、上記実施例１，２，３では、１回目の周波数変換および２回目の周波数変換は、いずれもダウンコンバージョンであったけれども、１回目の周波数変換はアップコンバージョンし、２回目の周波数変換はベースバンド周波数までダウンコンバージョンするようにしてもよい。

また、このようにＩ信号用の第２のスイッチ回路２と、Ｑ信号用の第３のスイッチ回路３とを分けて構成すると、回路要素のレイアウトが左右対称になっていなかったり、プロセスのバラツキ等があっても、ローカル信号が入力側に漏れることが少なくなる（例えば，H.Sjoland et al：”A Marged CMOS LNA and Mixer for a WCDMA Receiver”IEEE J. Solid-State Circuits,Vol.38,No.6(2003),pp.1045-1050にも同様のことが書かれている）。

また、第１の信号ＲＦと第２〜４の信号ＬＯ１〜ＬＯ３の周波数が異なるため、第１の信号端子側に、上記第２〜４の信号が漏洩することがない。このことはＤＣオフセットの発生を減少させることが出来るため、受信感度の劣化を抑えることが出来る。

図７は実施例４に係る周波数変換器の回路図である。図２に示す部材と同一部分には、同一の参照番号を付し、その説明を繰り返さない。

図７を参照して、第１のスイッチ回路１と、第２スイッチ回路２〜３との接続点には、電流源２１、２２がそれぞれ接続されている。この電流源２１、２２はトランジスタ（ＮＰＮ）で構成されている。電流源２１、２２を構成するトランジスタのベースにはバイアス電圧Ｖｂ１が印加されており、このバイアス電圧Ｖｂ１はバイアス回路（図示せず）によって調整可能とされている。

図７から明らかなように、第１のスイッチ回路１に流れる電流量は、第２のスイッチ回路２に流れる電流量と第３のスイッチ回路３に流れる電流量の和である。従って、仮にスイッチ回路２，３に最適な電流量であっても、その和である電流量が必ずしも第１のスイッチ回路１に最適な電流量とはならない。また、同様に、スイッチ回路１に流れる電流量が最適であっても、必ずしも増幅回路１１が最適な電流量とはならない。そこで、バイアス電圧Ｖｂ１を調整することにより、スイッチ回路１〜３と、増幅回路１１に適切な電流が流れるようにすることが可能となる。これにより、スイッチ性能と信号増幅性能を最適な状態にすることができることになる。

なお、図１３（Ａ）に示したように、スイッチ回路に流れる電流ＩｓｗとＩＩＰ３（３次歪み）、及び、スイッチ回路に流れる電流ＩｓｗとＮＦ（雑音指標）は、それぞれ図に示す関係がある。ＩＩＰ３は大きい値の方が好ましく、ＮＦは小さい値の方が好ましいとされている。そこで、両者のバランスを図るように電流量の調整を行うことにより、最適な電流量が得られることになる。この関係は図１３（ｂ）に示した増幅回路１１も同様で、ＩＩＰ３とＮＦのバランスを図るように電流量の調節を行なうことにより、最適な電流量が得られる。

図８は実施例５に係る周波数変換器の構成を示す回路図である。図２に示す部材と同一部分には、同一の参照番号を付し、その説明を繰り返さない。実施例５に係る周波数変換器では、第１のスイッチ回路１の入力端子に、トランジスタ（ＮＰＮ）で構成した差動の増幅回路１１が、キャパシタ２７を介して接続されている。増幅回路１１には、差動のＲＦが入力される。第１のスイッチ回路１の入力端子とキャパシタ２７との接続点に、電流源２５が接続されている。本実施例では、電流源２５はＲＦ周波数にて共振するようにインダクタ２６とキャパシタ２９を含むタンク回路で構成されており、インダクタ２６の中心は接地されている。これにより、スイッチ回路１、２、３を構成するトランジスタのエミッタ−コレクタ間の電位差が増えることにより、スイッチ性能を良化できる。また、第１のスイッチ回路１に流れる電流を、ノイズ発生量が抑えられる最適な電流値に設定することができる。

なお、電流原２５は、図９に示すような２個のインダクタと２個のキャパシタを含むタンク回路で形成されてもよい。さらに、電流源２５はトランジスタにて構成してもよい。いずれの場合にも増幅回路１１と、スイッチ回路１、２、３に流す電流を適切な電流値にすることにより、スイッチ性能と信号増幅性能を最適な状態にすることができる。

図１０は実施例６に係る周波数変換器の構成を示す回路図である。図２に示す部材と同一部分には、同一の参照番号を付し、その説明を繰り返さない。

実施例６に係る周波数変換器では、第１のスイッチ回路１の入力端子に差動の増幅回路１１が接続されている。差動の増幅回路１１はトランジスタ（ＮＰＮ）で構成され、差動のＲＦが入力される。第１のスイッチ回路１の出力端子と第２のスイッチ回路２の入力端子との接続点、並びに、第１のスイッチ回路１の出力端子と第３のスイッチ回路３の入力端子との接続点に、それぞれトランジスタ（ＮＰＮ）で構成される電流源２１，２２が接続されている。そして、電流源２１、２２を構成するトランジスタのベースにはバイアス電圧Ｖｂ１が印加されており、このバイアス電圧Ｖｂ１はバイアス回路（図示せず）によって調整可能とされている。これにより、バイアス電圧Ｖｂ１を調整することにより、第１〜第３のスイッチ回路１〜３に適切な電流が流れるようにすることが可能となる。

さらに、第１のスイッチ回路１の入力端子と増幅回路１１の出力端子との接続点に、それぞれトランジスタ（ＰＮＰ）で構成される電流源２３，２４が接続されている。バイアス電圧Ｖｂ２を調整することにより、増幅回路１１に適切な電流が流れるようにすることが可能となる。これにより、スイッチ性能と信号増幅性能を最適な状態にすることができる。

なお、上記実施例では、ＩＣチップの各要素を主にバイポーラトランジスタにて実現した例を記述したが、この発明は特にバイポーラトランジスタに限定したものでなく、ＭＯＳトランジスタなど他の形式のトランジスタで実現するようにしてもよい。

また、上記実施例１では、バランを用いて第１のスイッチ回路に第１の信号を電流信号で伝達する場合を例示したが、この発明は、これに限られるものでなく、第１のスイッチ回路に第１の信号をバランを用いて電圧信号で伝達するように構成してもよい。

さらに、上記実施例では、無線ＬＡＮトランシーバに本発明にかかる周波数変換器を適用する場合を例示したが、この発明はこれに限られるものでなく、携帯電話等、広く電波を用いる全ての無線通信デバイスに適用することができる。

また、本発明は、出力信号を２つのリファレンス信号と乗算してローカル信号を生成する位相補償器等にも適用することが可能である。

今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。

本発明は、ＲＦ信号をベースバンド周波数までダウンコンバージョンし、９０度位相の異なるＩ信号とＱ信号を出力する周波数変換器であり、無線ＬＡＮトランシーバのような端末装置の受信回路に用いられる。

本発明に係る周波数変換器を用いた無線ＬＡＮトランシーバの端末装置のブロック図実施例１に係る周波数変換器の構成を示す回路図バランの等価回路図Ｉ側、Ｑ側の出力信号の波形図実施例２にかかる周波数変換器の回路図実施例３にかかる周波数変換器の回路図実施例４に係る周波数変換器の回路図実施例５に係る周波数変換器の構成を示す回路図電流原の他の構成例を示す回路図実施例６に係る周波数変換器の構成を示す回路図従来の無線ＬＡＮトランシーバのような端末装置のブロック図従来の周波数変換器の回路図（Ａ）スイッチ回路に流れる電流値（Ｉｓｗ）と、ＮＦおよびＩＩＰ３との関係を示す図（Ｂ）増幅回路に流れる電流値（Ｉｇｍ）と、ＮＦおよびＩＩＰ３との関係を示す図

符号の説明

１第１のスイッチ回路
２第２のスイッチ回路
３第３のスイッチ回路
４出力負荷
１０周波数変換器
１１増幅回路
１２バラン
１３出力側インダクタの中心部
１５入力側インダクタ
１６出力側インダクタ

Claims

第１の信号を、第２、第３の２つの信号にて２度の周波数変換を行うとともに、前記第１の信号を、第２、第４の２つの信号にて２度の周波数変換を行う周波数変換器であって、
前記第１の信号と前記第２の信号を混合して第１の周波数変換を行う第１のスイッチ回路と、
前記第１のスイッチ回路の出力信号と前記第３の信号を混合して第２の周波数変換を行う第２のスイッチ回路と、
前記第１のスイッチ回路の出力信号と前記第４の信号を混合して第２の周波数変換を行う第３のスイッチ回路と、
入力端子と出力端子を有するバランとを備え、
前記バランの出力端子は、前記第１のスイッチ回路の入力端子に接続されており、
前記バランの入力端子から前記第１の信号が導入されており、
前記第１のスイッチ回路と第２のスイッチ回路と第３のスイッチ回路と前記バランは同一の半導体基板上に形成され、
前記バランは２つのインダクタからなり、その一方のインダクタが入力側インダクタを構成し、他方のインダクタが出力側インダクタを構成し、
前記バランの前記出力側インダクタの中心部に接続点が設けられ、該接続点に電流供給用の電流源が接続されている周波数変換器。
請求項１に記載の周波数変換器において、
前記第１のスイッチ回路に前記第１の信号を電流信号で伝達することを特徴とする周波数変換器。
第１の信号を、第２、第３の２つの信号にて２度の周波数変換を行うとともに、前記第１の信号を、第２、第４の２つの信号にて２度の周波数変換を行う周波数変換器であって、
前記第１の信号と前記第２の信号を混合して第１の周波数変換を行う第１のスイッチ回路と、
前記第１のスイッチ回路の出力信号と前記第３の信号を混合して第２の周波数変換を行う第２のスイッチ回路と、
前記第１のスイッチ回路の出力信号と前記第４の信号を混合して第２の周波数変換を行う第３のスイッチ回路と、
入力端子と出力端子を有するバランとを備え、
前記バランの出力端子は、前記第１のスイッチ回路の入力端子に接続されており、
前記バランの入力端子から前記第１の信号が導入されており、
前記第１のスイッチ回路と第２のスイッチ回路と第３のスイッチ回路と前記バランは同一の半導体基板上に形成され、
前記バランは２つのインダクタからなり、その一方のインダクタが入力側インダクタを構成し、他方のインダクタが出力側インダクタを構成し、
前記バランの前記出力側インダクタの中心部に接続点が設けられ、該接続点が接地されていることを特徴とする周波数変換器。
請求項１〜３の何れかに記載の周波数変換器において、
入力端子と出力端子とを有するシングル入出力構成の低ノイズ増幅器をさらに備え、
前記バランの前記入力側インダクタに、前記低ノイズ増幅器の出力端子が接続されており、
前記低ノイズ増幅器の入力端子から前記第１の信号が導入されることを特徴とする周波数変換器。
請求項１〜４の何れかに記載の周波数変換器において、
前記第１のスイッチ回路と前記第２のスイッチ回路との接続点、及び、前記第１のスイッチ回路と前記第３のスイッチ回路との接続点に、それぞれ、電流供給用の電流源が接続されていることを特徴とする周波数変換器。
請求項５に記載の周波数変換器において、
前記電流源がトランジスタで構成されていることを特徴とする周波数変換器。
請求項６に記載の周波数変換器において、
前記電流源を構成する前記トランジスタのベースにバイアス電圧を印加するバイアス電圧印加手段を設け、前記バイアス電圧を調整可能としたことを特徴とする周波数変換器。
請求項１〜７の何れかに記載の周波数変換器において、
前記第１のスイッチ回路を構成するトランジスタと、前記第２および第３のスイッチ回路を構成するトランジスタは、サイズが異なることを特徴とする周波数変換器。
第１の信号を、第２、第３の２つの信号にて２度の周波数変換を行うとともに、前記第１の信号を、第２、第４の２つの信号にて２度の周波数変換を行う周波数変換器であって、
前記第１の信号と前記第２の信号を混合して第１の周波数変換を行う第１のスイッチ回路と、
前記第１のスイッチ回路の出力信号と前記第３の信号を混合して第２の周波数変換を行う第２のスイッチ回路と、
前記第１のスイッチ回路の出力信号と前記第４の信号を混合して第２の周波数変換を行う第３のスイッチ回路と、を備え、
前記第１のスイッチ回路の入力端子には、前記第１の信号を増幅する増幅回路となる差動のトランジスタと、電流供給用の電流源が接続されており、
前記電流源がトランジスタで構成されており、
前記電流源を構成する前記トランジスタのベースにバイアス電圧を印加するバイアス電圧印加手段を設け、バイアス電圧を調整可能とした周波数変換器。
請求項９に記載の周波数変換器において、
前記電流源はインダクタおよびキャパシタを含むタンク回路であることを特徴とする周波数変換器。
請求項９又は１０に記載の周波数変換器において、
前記第１のスイッチ回路と前記第２のスイッチ回路との接続点、及び、前記第１のスイッチ回路と前記第３のスイッチ回路との接続点に、それぞれ、電流供給用の電流源が接続されていることを特徴とする周波数変換器。
請求項９〜１１の何れか１項に記載の周波数変換器において、
前記第１のスイッチ回路と、前記第２および／または第３のスイッチ回路を構成するトランジスタは、サイズが異なることを特徴とする周波数変換器。
請求項１〜１２に記載の周波数変換器を備えた無線通信デバイス。