JP2006074341A - 受信回路および無線通信デバイス - Google Patents

Abstract

【課題】 雑音指数（ＮＦ）と入力３次インターセプト（ＩＩＰ３）の良好な性能を同時に得ることができるように改良された、増幅器と周波数変換器を含む受信回路を提供することを主要な目的とする。
【解決手段】 シングルエンドの低雑音増幅器１、信号入力トランジスＭ３をたて積みにし、高周波信号をバランＢ１を通して差動の電流信号に変換してから、周波数変換を行う差動のスイッチ回路Ｓ１に入力する。このように構成することにより、周波数変換を行うスイッチ回路Ｓ１に流れる電流値と、低雑音増幅器１、信号入力トランジスタＭ３に流れる電流値とを分けることができるため、それぞれに対してＮＦとＩＩＰ３の最適な電流値を流すことができる。ひいては、周波数変換器２の出力において最適な性能を得ることができる。
【選択図】 図１

Description

本発明は、例えば無線ＬＡＮトランシーバのような端末装置の受信回路に好適に用いられる、増幅器と周波数変換器を含む受信回路に関する。本発明は、またそのような受信回路が組み込まれた無線通信デバイスに関する。

図１０は、従来の無線ＬＡＮトランシーバのような端末装置における受信回路を示すブロック図である。受信回路は、図１０で示すように、バンドパスフィルタ６２と低雑音増幅器（ＬＮＡ）６３と周波数変換器６４とフィルタ（例えばローパスフィルタ）６５と利得可変増幅器６６と復調回路６７等を備える。図１１は、処理される信号の様子を示す図である。

図１０と図１１を参照して、従来の受信回路の動作を説明する。バンドパスフィルタ６２は、アンテナ６１から入感した高周波数の受信信号（ＲＦ）の受信周波数帯（例えば２．４ＧＨｚ帯）のみを通過させる。

バンドパスフィルタ６２を通過した高周波信号は、ＬＮＡ６３を通して増幅され、周波数変換器６４で例えばベースバンド周波数に変換される。例えば、チャネルａの信号を希望する時は、ＲＦ信号をローカル信号ＬＯａと混合して０Ｈｚ付近に周波数変換する。この時、チャネルｂ、ｃ・・・の信号もローカル信号ＬＯａと混合され、ベースバンド周波数帯の信号に変換される。なお、隣接するチャネルｂの信号を希望する時には、ＲＦ信号をローカル信号ＬＯｂと混合して０Ｈｚ付近に周波数変換する。

次に、フィルタ（例えばローパスフィルタ）６５で、希望するチャネルａの信号のみを通しチャネル選択を行い、不要なチャネルｂ,ｃ・・・の信号を除去する。このようなチャネル選択を行なった後、利得可変増幅器６６などで所望の信号レベルに増幅して、後段につながる復調回路６７等に信号を送る。

また、図１２で示すように、周波数変換器６１４、６２４以降の回路で、Ｉ，Ｑ信号に分けて出力する場合もある。この場合は、Ｉ信号用に、周波数変換器６１４の出力をフィルタ６１５にてチャネル選択を行い、利得可変増幅器６１６などで所望の信号レベルに増幅して、後段につながる復調回路６１７等へ信号出力を行うと同時に、Ｑ信号用に、周波数変換器６２４の出力をフィルタ６２５にてチャネル選択を行い、利得可変増幅器６２６などで所望の信号レベルに増幅して、後段につながる復調回路６１７等へ信号出力を行う。

さて、無線ＬＡＮトランシーバのような端末装置における受信回路の一つの課題は、低消費電力化であるが、低消費電力化を意識したＬＮＡ６３と周波数変換器６４の回路構成の一つに、図１３に示すような回路が提案されている（例えば非特許文献１参照）。

図１３を参照して、この回路では、増幅トランジスタＭ１とカスコードトランジスタＭ２、負荷インダクタＬ１で構成される通常のＬＮＡ７１のさらに上側に、シングルバランスドミキサと呼ばれる周波数変換器７２をたて積みしている。スイッチ回路Ｓ５に信号を入力するトランジスタ（以下信号入力用トランジスタと略する）Ｍ３と、ＬＮＡ７１の負荷インダクタＬ１との接続点にキャパシタＣ１を接続し、ＡＣ信号接地を行なっている。ＬＮＡ７１内において、高周波信号ＲＦは、バイアス電圧Ｖｂ１をかけた状態で、キャパシタＣ３，インダクタＬ２を通って、増幅トランジスタＭ１のゲートに印加される。カスコードトランジスタＭ２に流れる電流量は、バイアス電圧Ｖｂ２によって調節される。

ＬＮＡ７１の出力はキャパシタＣ２を通して、信号入力用トランジスタＭ３のゲートにバイアス電圧Ｖｂ３をかけた状態で印加される。信号入力用トランジスタＭ３からスイッチ回路Ｓ５に入った信号は、トランジスタＭ４，Ｍ５で、高周波信号ＲＦの周波数に設定されたローカル信号ＬＯ（+），ＬＯ（-）と混合され、ベースバンド周波数帯に周波数変換される。出力信号は、出力負荷Ｒ１を介して電圧信号に変換されて出力される。

図１４に示すように、この回路では、バイアス電流は周波数変換器７２を流れ、さらにＬＮＡ７１を流れていく。一方、ＲＦ信号は、ＬＮＡ７１、キャパシタＣ２、周波数変換器７２の順に流れていく。

このような回路構成にすると、周波数変換器７２を流れる電流をＬＮＡ７１で再利用することができる。このようにＤＣ電流を使いまわすことで、回路に流す消費電流を抑えることができる。
"A Low-Power 2.4-GHz Transmitter/Receiver CMOS IC" A. Zolfaghari et.al IEEE JSSC2003 Feb. pp176

しかしながら、図１３に示す回路構成において、周波数変換を行うスイッチ回路Ｓ５と、ＬＮＡ７１、信号入力トランジスタＭ３とは、雑音指数（ＮＦ）と線形性の指標である入力３次インターセプト（ＩＩＰ３）の最適な電流値が異なる。すなわち、図１３と図１５を参照して、周波数変換を行うスイッチ回路Ｓ５の電流最適値（図１３（Ａ）参照）と、ＬＮＡ６１、信号入力トランジスタＭ３の電流最適値（図１３（Ｂ）参照）は異なる。このため、図１３と図１４に示すような周波数変換器７２を流れる電流をＬＮＡ７１で再利用し、ＤＣ電流を使いまわす回路構成では、ＮＦとＩＩＰ３の良好な性能を同時に得ることが難しい。

さらに、図１３に示す構成では、接地面（ＧＮＤ）から電源電圧（ＶＣＣ）までに４つのトランジスタ（トランジスタＭ１〜Ｍ３とトランジスタＭ４、Ｍ５）をたて積みにし、さらに周波数変換器７２の出力負荷となる抵抗Ｒ１を接続している。それぞれの抵抗Ｒ１の電圧降下に加え、トランジスタＭ１〜Ｍ５においてトランジスタ動作を行うことによるソース−ドレイン間の電圧降下により、ＶＣＣはある程度以上に保つ必要がある。しかしながら、プロセスが進むことによるＶＣＣの低電圧化に対処するために、ソース−ドレイン間の電位差を小さくすることは、増幅した信号の信号振幅の限界を狭めることになり、線形性を劣化させる要因になる。

この発明は上記のような問題点を解決するためになされたもので、ＮＦとＩＩＰ３の良好な性能を同時に得ることができるように改良された受信回路を提供することを目的とする。

この発明の他の目的は、ＶＣＣの低電圧化に対処可能になり、増幅した信号の信号振幅のマージンが高くなるように改良された受信回路を提供することにある。

この発明のさらに他の目的は、回路全体のＮＦを小さくすることができるように改良された受信回路を提供することにある。

この発明のさらに他の目的は、増幅器における利得を調整することができるように改良された受信回路を提供することにある。

この発明のさらに他の目的は、大きな信号が入力されても、増幅された信号が飽和せず線形性よく周波数変換器のスイッチ回路に信号を送ることができるように改良された受信回路を提供することにある。

この発明のさらに他の目的は、そのような受信回路を備えた無線通信デバイスを提供することにある。

本発明にかかる受信回路によれば、複数のチャネルを含む高周波信号を増幅する増幅器と、ローカル信号と高周波信号とを混合して周波数変換を行うスイッチ回路と、前記増幅器の上側に接続され、前記スイッチ回路に電流信号を入力する信号入力用トランジスタと、を備えた受信回路において、前記信号入力用トランジスタと前記スイッチ回路の間に挿入され、入力側インダクタと出力側インダクタを含むバランを備え、前記バランの入力側インダクタの一方端子は前記信号入力用トランジスタの出力端子に接続され、前記バランの入力側インダクタの他方端子は電源に接続され、前記バランの出力側インダクタの端子が前記スイッチ回路の入力端子に接続されたことを特徴とする。

このように構成することにより、周波数変換を行うスイッチ回路に流れる電流値と、ＬＮＡ、信号入力トランジスタに流れる電流値とを分けることができるため、それぞれに対してＮＦとＩＩＰ３の最適な電流値を流すことができる。その結果、ＬＮＡ入力から周波数変換器のスイッチ回路の出力までの、ＮＦとＩＩＰ３の良好な性能を同時に取りやすくなる。さらに、ＬＮＡと信号入力用トランジスタだけをたて積みにすることで、ＶＣＣの低電圧化にも対処可能になり、増幅した信号の信号振幅のマージンが高い。

上記増幅器と上記信号入力用トランジスタとの接続点はキャパシタを介して接地されている。これによりＡＣ信号が除去される。

上記信号入力用トランジスタがＭＯＳトランジスタで構成される場合には、上記増幅器の出力は、ＤＣ成分を除去するキャパシタを介して、上記信号入力用のＭＯＳトランジスタのゲートに接続される。

上記信号入力用トランジスタがバイポーラトランジスタで構成される場合には、上記増幅器の出力は、ＤＣ成分を除去するキャパシタを介して、上記信号入力用のバイポーラトランジスタのベースに接続される。

上記増幅器と上記信号入力用トランジスタはシングルエンド入出力構成であるのが好ましい。シングルエンド入出力構成であると、雑音を発生するトランジスタの数を差動構成に比べて半分にできることから、回路全体のＮＦを小さくすることができる。

上記増幅器は負荷インダクタを含み、上記負荷インダクタの共振周波数が、当該受信回路が扱う周波数に合わせられているのが好ましい。上記増幅器は、上記負荷インダクタに対して並列に接続された抵抗を備え、該抵抗により利得を調整するようにするのが好ましい。

上記スイッチ回路がＭＯＳトランジスタで構成される場合には、上記バランの出力側インダクタの端子は上記スイッチ回路を構成するＭＯＳトランジスタのソースに接続される。

上記スイッチ回路がバイポーラトランジスタで構成される場合には、上記バランの出力側インダクタの端子は上記スイッチ回路を構成するバイポーラトランジスタのエミッタに接続される。

この発明の好ましい実施態様によれば、上記バランの入力側インダクタの一方端子と上記増幅器の入力端子との間に、上記増幅器に対して並列になるように、上記高周波信号を上記増幅器を介さずに上記バランの入力側インダクタに直接伝える信号バイパス回路が接続されている。上記高周波信号を大きく増幅する必要がないときには、上記増幅器と上記信号入力用トランジスタに流れる電流を止めることで上記増幅器に信号電流が流れないようにし、かつ上記信号バイパス回路を介して上記バランの入力側インダクタに信号電流が流れるようにしている。

このように構成することにより、バラン入力までの利得を可変にできることから、信号振幅の大きな信号が入力されても、増幅された信号が飽和せず線形性よく周波数変換器のスイッチ回路に信号を送ることができる。

この発明の他の好ましい実施態様によれば、上記バランの入力側インダクタの一方端子と上記増幅器の入力端子との間に、上記増幅器に対して並列になるように接続され、上記高周波信号を上記増幅器を介さずに上記バランの入力側インダクタに直接伝える信号バイパス回路と、上記増幅器の増幅トランジスタに、上記信号入力用トランジスタを介さずに、電源から電流を流し込む電流バイパス回路とを備える。上記高周波信号を大きく増幅する必要がないときには、上記電流バイパス回路から上記増幅トランジスタに電流を流すことにより上記増幅器のカスコードトランジスタおよび上記信号入力用トランジスタに信号電流が流れないようにし、かつ上記信号バイパス回路を介して上記バランの入力側インダクタに信号電流が流れるようにしている。

上記した構成においても、バラン入力までの利得を可変にできることから、振幅の大きな信号が入力されても、増幅された信号が飽和せず線形性よく周波数変換器のスイッチ回路に信号を送ることができる。さらに、入力インピーダンスはＬＮＡの増幅トランジスタでほぼ決定されるため、バラン入力までの利得が変化しても、入力インピーダンスの変化を小さく抑えることができる。

この発明のさらに好ましい実施態様によれば、上記スイッチ回路は、上記高周波信号と第１のローカル信号を混合して周波数変換を行い、Ｉ信号を得る第１のスイッチ回路と、上記高周波信号と第２のローカル信号を混合して周波数変換を行い、Ｑ信号を得る第２のスイッチ回路とを備える。

このように構成することにより、Ｉ信号とＱ信号を使った仕様の復調器を用いる無線通信デバイスに適用することができる。

この発明のさらに好ましい実施態様によれば、上記スイッチ回路は、上記高周波信号と第３のローカル信号を混合して第１の周波数変換を行う第１のスイッチ回路と、上記第１のスイッチ回路の出力信号と第４のローカル信号を混合して第２の周波数変換を行う第２のスイッチ回路と、上記第１のスイッチ回路の出力信号と第５のローカル信号を混合して第２の周波数変換を行う第３のスイッチ回路とを備える。

第１、第２の周波数変換を行うダブルコンバージョン方式を採用することにより、ダイレクトコンバージョン方式に比べて、ＤＣオフセットの影響を減らすことのできる受信回路が得られる。

上記バランの上記出力側インダクタの中心部に接続点が設けられ、該接続点が接地されているのが好ましい。また、該接続点に電流源が接続されてもよい。このように構成することにより、上記バランの差動の出力端の双方において、同じだけの電流信号とＤＣ電流をスイッチ回路に供給出来る。

上記バランは、半導体基板上に交互に形成された２つのインダクタからなり、その一方が上記入力側インダクタを構成し、他方が上記出力側インダクタを構成し、上記バラン、上記増幅器、上記スイッチ回路および上記信号入力用トランジスタは、同一の半導体基板上に形成されるのが好ましい。

この発明のさらに他の局面に従う無線通信デバイスは、アンテナと該アンテナから入感した高周波信号を処理する上述の特徴を有する受信回路とを備える。

本発明によれば、ＬＮＡと信号入力用トランジスタとスイッチ回路とのそれぞれの回路に、適切な電流値を流すことができるために、ＮＦとＩＩＰ３の最適値の電流を選ぶことができ、周波数変換器の出力までの受信性能を引き上げることができる。

ＮＦとＩＩＰ３の良好な性能を同時に得ることができるように改良された、増幅器と周波数変換器を含む受信回路を得るという目的を、信号入力用トランジスタと周波数変換を行なうスイッチ回路の間にバランを挿入するということによって実現した。以下、本発明の実施例を図を用いて説明する。

図１は本発明の実施例１に係る受信回路の、ＬＮＡ１と周波数変換器２部分の回路図である。図１に示す実施例において、図１３に示す従来の回路素子と同一または相当する部分には、同一の参照番号を付し、その説明を繰り返さない。図１を参照して、受信回路は、ＬＮＡ１と、スイッチ回路Ｓ１と、バランＢ１と、スイッチ回路Ｓ１にバランＢ１を介して信号を入力する信号入力用トランジスタＭ３とを備える。

バランＢ１は、半導体基板の外側に設けたディスクリート部品のバランで構成してもよいが、本実施例では、ＬＮＡ１と信号入力用トランジスタＭ３とスイッチ回路Ｓ１が形成された半導体基板と同一の半導体基板上に形成されたバランを例にとって説明する。

バランＢ１は、図２を参照して、半導体基板上に２つのインダクタ（入力側インダクタ１５，出力側インダクタ１６）を交互に形成し、正方形状に巻回されて構成されている。バランＢ１は、正方形状に限らず、五角、六角、七角、八角等の多角形状、円形状等に巻回されていてもよい。バランＢ１は、半導体基板の上に形成された、上位メタル層、下位メタル層およびこれらをつなぐ連結層で形成される。上位メタル層と下位メタル層とは層間絶縁膜（図示せず）で隔てられ、層間絶縁膜中に形成されたスルーホールに埋め込まれた連結層により、上位メタル層と下位メタル層は電気的に接続される。

図１に戻って、ＬＮＡ１内の負荷インダクタＬ１の上側端子に、信号入力用トランジスタＭ３のソースとＡＣ信号接地のためのキャパシタＣ１が接続されている。信号入力用トランジスタＭ３のドレインはバランＢ１の入力端子ＢＩ１に接続されている。ＬＮＡ１の負荷インダクタＬ１は、当該受信回路が取り扱う所望の周波数にあわせて共振をとるように、その共振周波数が合わせられている。さらに、ＬＮＡ１の利得をあわせるためにインダクタＬ１と並列に抵抗Ｒ１を接続しているが、高い利得を得る場合には抵抗Ｒ１はなくてもよい。

さらにバランＢ１のもう片方の入力端子ＢＩ２は電源電圧ＶＣＣに接続されていることで、信号入力用トランジスタＭ３とＬＮＡ１には、同じＤＣ電流が流れることになる。また、ＬＮＡ１の出力信号は、ＤＣカット用のキャパシタＣ２を通して、信号入力用トランジスタＭ３のゲートにバイアス電圧Ｖｂ３をかけた状態で印加される。バランＢ１は、入力端子ＢＩ１に入った信号のシングル−差動変換を行い、出力端子ＢＯ１、ＢＯ２から信号を電流信号として出力する。バランＢ１の出力側インダクタの中心点は接地されている。また、バランＢ１のそれぞれの出力端子ＢＯ１、ＢＯ２は、スイッチ回路Ｓ１を構成するトランジスタＭ４〜Ｍ７のソースに接続される。

スイッチ回路Ｓ１は、トランジスタＭ４、Ｍ５のソース同士、トランジスタＭ６、Ｍ７のソース同士を接続し、また、トランジスタＭ４、Ｍ６のドレイン同士、トランジスタＭ５、Ｍ７のドレイン同士を接続することによって構成されている。トランジスタＭ４、Ｍ５のソースとバランＢ１の出力端子ＢＯ２が接続されている。トランジスタＭ６、Ｍ７のソースとバランＢ１の出力端子ＢＯ１が接続されている。スイッチ回路Ｓ１は、差動回路で構成されることで、線形性よく周波数変換を行うことが可能となる。なお、図１３のスイッチ回路Ｓ５も差動で構成されているが、シングルバランス構成であり、この場合は２次の歪み成分が認められる。一方、本実施例では、ダブルバランス構成にしているので原理的に２次の歪成分は現れにくい。

スイッチ回路Ｓ１において、トランジスタＭ５，Ｍ６のゲートには局部発振器からの正相のローカル信号ＬＯ（＋）が印加され、トランジスタＭ４，Ｍ７のゲートには逆相のローカル信号ＬＯ（−）が印加される。このローカル信号ＬＯの周波数は、高周波信号ＲＦの周波数に設定されている。いわゆるダイレクトコンバージョン方式である。これにより、スイッチ回路Ｓ１は、ＬＯの周波数と高周波信号ＲＦの周波数との差の周波数成分にて出力し、図３に示すような、０Ｈｚ付近のベースバンド周波数帯の信号Ｓ，Ｓ_Bを与える。

本実施例にかかる構成によれば、周波数変換を行うスイッチ回路Ｓ１に流れる電流値と、ＬＮＡ１、信号入力用トランジスタＭ３に流れる電流値を分けることができるため、ＬＮＡ１、信号入力用トランジスタＭ３と、スイッチ回路Ｓ１のそれぞれにおいて、ＮＦとＩＩＰ３の最適な電流値を流すことができる。このため、ＬＮＡ入力からスイッチ回路の出力までの、ＮＦとＩＩＰ３の良好な性能を同時に取りやすい。さらに、ＬＮＡ１と信号入力用トランジスタＭ３だけをたて積みにすることで、ＶＣＣの低電圧化にも対処可能になり、増幅した信号の信号振幅のマージンが高くなるという利点がある。

図４は実施例２に係る受信回路の、ＬＮＡと周波数変換器部分の回路図である。図４に示す実施例において、図１に示す実施例と同一または相当する部分には、同一の参照番号を付し、その説明を繰り返さない。

上記実施例１では、バランＢ１の出力側のインダクタの中心に接続点を設け、この接続点を接地する場合を例示したが、この発明はこれに限られるものでなく、図４に示すように、バランＢ１の出力側のインダクタの中心に、電流源１１を印加してスイッチ回路Ｓ１に流れる電流をコントロールしてもよい。いずれの場合も、バランＢ１の差動の出力端の双方において、同じだけの電流信号とＤＣ電流をスイッチ回路Ｓ１に供給出来る。

図５は実施例３に係る受信回路の、ＬＮＡと周波数変換器部分の回路図である。図５に示す実施例において、図１に示す実施例と同一または相当する部分には、同一の参照番号を付し、その説明を繰り返さない。

本実施例では、周波数変換器が例えばＩ、Ｑ信号のような２つの出力を行う場合について説明する。図５に示す回路構成においても、ＬＮＡ１内の負荷インダクタＬ１の上側端子に、入力信号用トランジスタＭ３のソースとＡＣ信号接地のためのキャパシタＣ１が接続されており、入力信号用トランジスタＭ３のドレインにバランＢ１の入力端子ＢＩ１が接続されている。さらにバランＢ１のもう片方の入力端子ＢＩ２は電源電圧ＶＣＣに接続されていることで、信号入力用トランジスタＭ３とＬＮＡ１には、同じＤＣ電流が流れることになる。

また、ＬＮＡ１の出力信号はＤＣカット用のキャパシタＣ２を通して、入力信号用トランジスタＭ３のゲートにバイアス電圧Ｖｂ３をかけた状態で印加される。バランＢ１は入力端子ＢＩ１の信号をシングル−差動変換し、出力端子ＢＯ１、ＢＯ２から信号を出力する。バランＢ１のそれぞれの出力端子ＢＯ１、ＢＯ２は、スイッチ回路Ｓ１を構成するトランジスタＭ４〜Ｍ７と、スイッチ回路Ｓ２を構成するトランジスタＭ４〜Ｍ７のソースに接続される。

スイッチ回路Ｓ１、Ｓ２は、トランジスタＭ４、Ｍ５のソース同士、トランジスタＭ６、Ｍ７のソース同士を接続し、また、トランジスタＭ４、Ｍ６のドレイン同士、トランジスタＭ５、Ｍ７のドレイン同士を接続することで構成される。トランジスタＭ４、Ｍ５のソースにバランＢ１の出力端子ＢＯ２が接続される。トランジスタＭ６、Ｍ７のソースにバランＢ１の出力端子ＢＯ１が接続される。スイッチ回路Ｓ１,Ｓ２は、差動で構成されることで、線形性よく周波数変換を行うことが可能となる。

スイッチ回路Ｓ１，Ｓ２の動作について説明すると、スイッチ回路Ｓ１における、トランジスタＭ５，Ｍ６のゲートには局部発振器からの正相ローカル信号ＬＯＩ（＋）が印加され、トランジスタＭ４，Ｍ７のゲートには逆相ローカル信号ＬＯＩ（−）が印加される。また、スイッチ回路Ｓ２における、トランジスタＭ５，Ｍ６のゲートには局部発振器からの正相ローカル信号ＬＯＱ（＋）が印加され、トランジスタＭ４，Ｍ７のゲートには逆相ローカル信号ＬＯＱ（−）が印加される。

ローカル信号ＬＯＩ，ＬＯＱは、共に周波数が同一であって、高周波信号ＲＦの周波数に設定されている。さらに、ローカル信号ＬＯＩとローカル信号ＬＯＱは、その位相が９０度異なっている。例えば、ローカル信号ＬＯＩ（＋）の位相が０°、ローカル信号ＬＯＩ（−）の位相が１８０°であれば、ローカル信号ＬＯＱ（＋）の位相は９０°、ローカル信号ＬＯＱ（−）の位相は２７０°である。

このような構成により図６を参照して、スイッチ回路Ｓ１は、ローカル信号ＬＯＩと高周波信号ＲＦの差の周波数成分にてベースバンド周波数に変換し、Ｉ側の信号出力（Ｉ，Ｉ_B）を行う。また、スイッチ回路Ｓ２には、スイッチ回路Ｓ１に供給される信号周波数と同周波数であり、かつ位相が９０度異なるローカル信号ＬＯＱが供給されるため、スイッチ回路Ｓ２は、上記Ｉ側の信号出力（Ｉ，Ｉ_B）と位相が９０度ずれた、Ｑ側のベースバンド周波数の信号出力（Ｑ，Ｑ_B）を行う。

図７は実施例４に係る受信回路の、ＬＮＡと周波数変換器部分の回路図である。図７に示す実施例において、図５に示す実施例と同一または相当する部分には、同一の参照番号を付し、その説明を繰り返さない。

本実施例では、２種類のＬＯ周波数において、ＲＦの周波数変換を２度行い、Ｉ、Ｑの信号を出力するダブルコンバージョン方式の周波数変換器を用いた場合について説明する。

図７に示す回路構成においても、ＬＮＡ１内の負荷インダクタＬ１の上側端子に、入力信号用トランジスタＭ３のソースとＡＣ信号接地のためのキャパシタＣ１が接続されており、入力信号用トランジスタＭ３のドレインにはバランＢ１の入力端子ＢＩ１が接続されている。さらにバランのもう片方の入力端子ＢＩ２は電源電圧ＶＣＣに接続されていることで、入力信号用トランジスタＭ３とＬＮＡ１には、同じＤＣ電流が流れることになる。また、ＬＮＡ１の出力信号はＤＣカット用のキャパシタＣ２を通して、入力信号用トランジスタＭ３のゲートにバイアス電圧Ｖｂ３をかけた状態で印加される。バランＢ１は入力端子ＢＩ１に入った信号をシングル−差動変換し、出力端子ＢＯ１、ＢＯ２から信号を出力する。バランＢ１のそれぞれの出力端子ＢＯ１、ＢＯ２は、スイッチ回路Ｓ１を構成するトランジスタＭ４〜Ｍ７のソースに出力される。スイッチ回路Ｓ１を構成するトランジスタＭ４〜Ｍ７のドレインに、スイッチ回路Ｓ３、Ｓ４を構成するトランジスタＭ４〜Ｍ７のソースが接続される。

スイッチ回路Ｓ１、Ｓ３、Ｓ４は、トランジスタＭ４、Ｍ５のソース同士、トランジスタＭ６、Ｍ７のソース同士を接続し、かつトランジスタＭ４、Ｍ６のドレイン同士、トランジスタＭ５、Ｍ７のドレイン同士を接続することで構成されている。スイッチ回路Ｓ１のトランジスタＭ４、Ｍ５のソースとバランＢ１の出力端子ＢＯ２が接続され、トランジスタＭ６、Ｍ７のソースとバランＢ１の出力端子ＢＯ１が接続されている。スイッチ回路Ｓ１、Ｓ３、Ｓ４は、差動で構成されることで、線形性よく周波数変換を行うことが可能となる。

スイッチ回路Ｓ１、Ｓ３、Ｓ４の動作について説明すると、スイッチ回路Ｓ１において、トランジスタＭ５，Ｍ６のゲートには局部発振器からの正相のローカル信号ＬＯ１Ｉ（＋）が印加され、トランジスタＭ４，Ｍ７のゲートには逆相のローカル信号ＬＯ１Ｉ（−）が印加される。このローカル信号ＬＯ１Ｉの周波数は、高周波信号ＲＦの周波数のＮ／Ｍ倍（Ｎ、Ｍは正の整数）とされている。これにより、スイッチ回路Ｓ１は、高周波信号ＲＦの周波数のＮ／Ｍ倍（Ｎ、Ｍは正の整数）の信号ＬＯ１Ｉと、高周波信号ＲＦとの和または差の周波数成分にて中間周波数ＩＦ信号を出力する。スイッチ回路Ｓ１の出力端子Ｐ３は、スイッチ回路Ｓ３，Ｓ４の各入力端子Ｐ１に接続され、スイッチ回路Ｓ１の出力端子Ｐ４は、スイッチ回路Ｓ３，Ｓ４の各入力端子Ｐ２に接続されている。

スイッチ回路Ｓ３における、トランジスタＭ５，Ｍ６のゲートには局部発振器からの正相ローカル信号ＬＯ２Ｉ（＋）が印加され、トランジスタＭ４，Ｍ７のゲートには逆相ローカル信号ＬＯ２Ｉ（−）が印加される。また、スイッチ回路Ｓ４における、トランジスタＭ５，Ｍ６のゲートには局部発振器からの正相ローカル信号ＬＯ２Ｑ（＋）が印加され、トランジスタＭ４，Ｍ７のゲートには逆相ローカル信号ＬＯ２Ｑ（−）が印加される。

ローカル信号ＬＯ２Ｉ，ＬＯ２Ｑは、共に周波数が同一であって、第１の信号ＲＦの周波数の｜Ｍ±Ｎ｜／Ｍ倍の周波数のうちの何れかの周波数に設定されている。さらに、ローカル信号ＬＯ２Ｉとローカル信号ＬＯ２Ｑは、その位相が９０度異なっている。例えば、ローカル信号ＬＯ２Ｉ（＋）の位相が０°、ローカル信号ＬＯ２Ｉ（−）の位相が１８０°であれば、ローカル信号ＬＯ２Ｑ（＋）の位相は９０°、ローカル信号ＬＯ２Ｑ（−）の位相は２７０°である。

このような構成により、図６を再び参照して、スイッチ回路Ｓ３は、ローカル信号ＬＯ２Ｉと中間周波数信号ＩＦの差の周波数成分にてベースバンド周波数に変換し、Ｉ側の信号出力（Ｉ，Ｉ_B）を行う。また、スイッチ回路Ｓ４には、スイッチ回路Ｓ３に供給される信号周波数と同周波数であり、かつ位相が９０度異なるローカル信号ＬＯ２Ｑが供給されるため、スイッチ回路Ｓ４は、上記Ｉ側の信号出力（Ｉ，Ｉ_B）と位相が９０度ずれた、Ｑ側のベースバンド周波数の信号出力（Ｑ，Ｑ_B）を行う。

図８は実施例５に係る受信回路の、ＬＮＡと周波数変換器部分の回路図である。本実施例は、周波数変換器までの利得を可変にする構成に関する。なお、図８中、図１に示す実施例と同一部分には、同一の参照番号を付し、その説明を繰り返さない。

図８を参照して、本実施例においても、ＬＮＡ１内の負荷インダクタＬ１の上側端子に、信号入力用トランジスタＭ３のソースとＡＣ信号接地のためのキャパシタＣ１が接続されており、信号入力用トランジスタＭ３のドレインはバランＢ１の入力端子ＢＩ１に接続されている。さらにバランのもう片方の入力端子ＢＩ２は電源電圧ＶＣＣに接続されていることで、信号入力用トランジスタＭ３とＬＮＡ１には、同じＤＣ電流が流れることになる。また、ＬＮＡ１の出力信号はＤＣカット用のキャパシタＣ２を通して、信号入力用トランジスタＭ３のゲートにバイアス電圧Ｖｂ３をかけた状態で印加される。

本実施例では、ＲＦとして信号振幅の大きな信号が入力された場合に備え、ＬＮＡ１の入力端子とバランＢ１の入力端子ＢＩ１とを信号バイパス回路３１で接続している点が特徴である。ＲＦとして信号振幅の大きな信号が入力された場合には、外部信号（図示せず）によって、バイアス電圧Ｖｂ４を制御し、ＲＦを、ＬＮＡ１の入力端子から信号バイパス回路３１を経由してバランＢ１の入力端子ＢＩ１に送り込む。一方、ＬＮＡ１を構成する増幅トランジスタＭ１のバイアス電圧Ｖｂ１によってバイアス調整し、ＬＮＡ１と信号入力用トランジスタＭ３には電流が流れないようにし、ＬＮＡ１と信号入力用トランジスタＭ３によってＲＦが増幅されないようにする。

ＬＮＡ１の入力端子から信号バイパス回路３１を通過したＲＦはバランＢ１に入り、バランＢ１は入力端子ＢＩ１に入った信号のシングル−差動変換を行い、出力端子ＢＯ１、ＢＯ２から信号を出力する。このように構成することにより、ＲＦとして信号振幅の大きな信号が入力された場合に、外部信号により利得を抑えてバランＢ１に信号を受け渡すことができ、ひいては大きなＲＦが入力されても線形性よくスイッチ回路Ｓ１に信号を受け渡すことができる。

図９は本発明の実施例６に係る受信回路の、ＬＮＡと周波数変換器部分の回路図である。本実施例も周波数変換器までの利得を可変にする場合である。なお、図９において、図８に示す実施例と同一部分には同一の参照番号を付し、その説明を繰り返さない。

図９に示す回路構成も、ＬＮＡ１内の負荷インダクタＬ１の上側端子に、信号入力用トランジスタＭ３のソースとＡＣ信号接地のためのキャパシタＣ１が接続されており、信号入力用トランジスタＭ３のドレインはバランＢ１の入力端子ＢＩ１に接続されている。さらにバランのもう片方の入力端子ＢＩ２は電源電圧ＶＣＣに接続されていることで、信号入力用トランジスタＭ３とＬＮＡ１には同じＤＣ電流が流れることになる。また、ＬＮＡ１の出力信号はＤＣカット用のキャパシタＣ２を通して、信号入力用トランジスタＭ３のゲートにバイアス電圧Ｖｂ３をかけた状態で印加される。さらに、ＬＮＡ１を構成するトランジスタＭ１とＭ２の接続点に、電流バイパス回路３２であるトランジスタＭ８、Ｍ９を接続する。

ここで、バランＢ１の入力端子ＢＩ１まで高い利得が必要な場合、バイアス電圧Ｖｂ５，Ｖｂ６でバイアス調整し、上記した電流バイパス回路３２であるトランジスタＭ８、Ｍ９には電流を流さない。しかし、ＲＦとして信号振幅の大きな信号が入力された場合には、ＲＦは、ＬＮＡ１の入力端子から信号バイパス回路３１を通して、バランＢ１の入力端子ＢＩ１に入り、他方、ＬＮＡ１の増幅トランジスタＭ１に流れる電流は、電流バイパス回路３２であるトランジスタＭ８、Ｍ９から流れ込む電流が支配的になるようにバイアス電圧Ｖｂ２とＶｂ５を切り替えてバイアス調整し、ＬＮＡ１と信号入力用トランジスタＭ３とでＲＦが増幅されないようにする。なお、バイアス電圧Ｖｂ１は、固定しておく。

ＬＮＡ１の入力端子から信号バイパス回路３１を通したＲＦはバランＢ１に入り、バランＢ１は入力端子ＢＩ１に入った信号のシングル−差動変換を行い、出力端子ＢＯ１、ＢＯ２から信号を出力する。上記した構成により、ＲＦとして大きな信号が入力された場合に、外部信号により利得を抑えてバランＢ１に信号を受け渡すことができ、ひいては、大きなＲＦが入力されても線形性よくスイッチ回路Ｓ１に信号を受け渡すことができる。
また、入力インピーダンスはＬＮＡ１の増幅トランジスタＭ１でほぼ決定されるため、バランＢ１の入力端子ＢＩ１までの利得が変化しても、入力インピーダンスの変化を小さく抑えることができる。
（その他の事項）

上記実施の形態では、トランジスタとしておもにＭＯＳトランジスタを用いて説明したが、バイポーラトランジスタで構成してもよい。特に、上記信号入力用トランジスタがバイポーラトランジスタで構成される場合、上記増幅器の出力は、ＤＣ成分を除去するキャパシタを介して、上記信号入力用のバイポーラトランジスタのベースに接続される。また、上記周波数変換器のスイッチ回路がバイポーラトランジスタで構成される場合、上記バランの出力側インダクタの端子は上記スイッチ回路を構成するバイポーラトランジスタのエミッタに接続される。

また、ＬＮＡは、カスコードトランジスタのない形であってもよく、さらにはカスコードトランジスタが２段たて積みされた形であってもよい。

さらに、上記実施例で示した信号バイパス回路３１は、大きな利得を出さないシングルアンプや、信号ロス回路などどんな構成でもよい。

また、上記実施例では、周波数変換を行うスイッチ回路として、ダイレクトコンバージョン方式と、スイッチ回路を２段重ねたダブルコンバージョン方式のスイッチ回路について説明したが、偶高調波ミキサのようなスイッチ回路であってもよい。重要なことは、ＬＮＡに信号入力用トランジスタをたて積みにし、バランを通して信号を差動にし、周波数変換を行うスイッチ回路に信号を受け渡す方式であれば、どんな周波数変換方式であってもかまわない。

今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。

本発明は、無線ＬＡＮトランシーバのような端末装置の受信回路に用いられ、ＬＮＡと周波数変換器を装備した受信回路に、好適に実施することができる。

実施例１に係る受信回路の、ＬＮＡと周波数変換器部分の回路図 バランの構成を示す図 出力信号の波形図 実施例２に係る受信回路の、ＬＮＡと周波数変換器部分の回路図 実施例３に係る受信回路の、ＬＮＡと周波数変換器部分の回路図 Ｉ，Ｑ出力信号の波形図 実施例４に係る受信回路の、ＬＮＡと周波数変換器部分の回路図 実施例５に係る受信回路の、ＬＮＡと周波数変換器部分の回路図 実施例６に係る受信回路の、ＬＮＡと周波数変換器部分の回路図 従来の無線ＬＡＮトランシーバＩＣの受信回路のブロック図 処理される信号の様子を示す図 他の従来の無線ＬＡＮトランシーバＩＣの受信回路のブロック図 従来のＬＮＡと周波数変換器の構成を示す図 従来のＬＮＡと周波数変換器の構成における信号路とバイアス電流路を示す図 （Ａ）スイッチ回路に流れる電流値（Ｉｓｗ）とＮＦ及びＩＩＰ３との関係を示す図、（Ｂ）ＬＮＡや信号入力用トランジスタに流れる電流値（Ｉｇｍ）と、ＮＦ及びＩＩＰ３との関係を示す図

符号の説明

１ ＬＮＡ
２ 周波数変換器
Ｂ１ バラン
ＢＩ１ 入力側インダクタの一方端子
ＢＩ２ 入力側インダクタの他方端子
ＢＯ１，ＢＯ２ 出力側インダクタの端子
ＬＯ（+），ＬＯ（-） ローカル信号
Ｌ１ 負荷インダクタ
Ｍ１ 増幅トランジスタ
Ｍ２ カスコードトランジスタ
Ｍ３ 信号入力用トランジスタ
Ｓ１ スイッチ回路

Claims (17)

1. 複数のチャネルを含む高周波信号を増幅する増幅器と、
   ローカル信号と高周波信号とを混合して周波数変換を行うスイッチ回路と、
   前記増幅器の上側に接続され、前記スイッチ回路に電流信号を入力する信号入力用トランジスタとを備えた受信回路において、
   前記信号入力用トランジスタと前記スイッチ回路の間に挿入され、入力側インダクタと出力側インダクタを含むバランを備え、
   前記バランの入力側インダクタの一方端子は前記信号入力用トランジスタの出力端子に接続され、
   前記バランの入力側インダクタの他方端子は電源に接続され、
   前記バランの出力側インダクタの端子が前記スイッチ回路の入力端子に接続されたことを特徴とする受信回路。
2. 前記増幅器と前記信号入力用トランジスタとの接続点はキャパシタを介して接地されている請求項１に記載の受信回路。
3. 前記信号入力用トランジスタはＭＯＳトランジスタで構成され、
   前記増幅器の出力は、ＤＣ成分を除去するキャパシタを介して、前記信号入力用のＭＯＳトランジスタのゲートに接続されていることを特徴とする請求項１または２に記載の受信回路。
4. 前記信号入力用トランジスタはバイポーラトランジスタで構成され、
   前記増幅器の出力は、ＤＣ成分を除去するキャパシタを介して、前記信号入力用のバイポーラトランジスタのベースに接続されていることを特徴とする請求項１または２に記載の受信回路。
5. 前記増幅器と前記信号入力用トランジスタはシングルエンド入出力構成であることを特徴とする請求項１から４のいずれかに記載の受信回路。
6. 前記増幅器は負荷インダクタを含み、前記負荷インダクタの共振周波数が、当該受信回路が扱う周波数に合わせられていることを特徴とする請求項１から５のいずれかに記載の受信回路。
7. 前記増幅器は負荷インダクタと、該負荷インダクタに対して並列に接続された抵抗とを備え、該抵抗により利得を調整するようにしたことを特徴とする請求項１から６のいずれかに記載の受信回路。
8. 前記スイッチ回路はＭＯＳトランジスタで構成されており、
   前記バランの出力側インダクタの端子は前記スイッチ回路を構成するＭＯＳトランジスタのソースに接続されていることを特徴とする請求項１から７のいずれかに記載の受信回路。
9. 前記スイッチ回路はバイポーラトランジスタで構成されており、
   前記バランの出力側インダクタの端子は前記スイッチ回路を構成するバイポーラトランジスタのエミッタに接続されていることを特徴とする請求項１から７のいずれかに記載の受信回路。
10. 前記バランの入力側インダクタの一方端子と前記増幅器の入力端子との間に、前記増幅器に対して並列になるように接続され、前記高周波信号を前記増幅器を介さずに前記バランの入力側インダクタに伝える信号バイパス回路を備え、
    前記高周波信号を大きく増幅する必要がないときには、前記増幅器と前記信号入力用トランジスタに流れる電流を止めることで前記増幅器に信号電流が流れないようにし、かつ前記信号バイパス回路を介して前記バランの入力側インダクタに信号電流が流れるようにしたことを特徴とする請求項１から９に記載の受信回路。
11. 前記バランの入力側インダクタの一方端子と前記増幅器の入力端子との間に、前記増幅器に対して並列になるように接続され、前記高周波信号を前記増幅器を介さずに前記バランの入力側インダクタに直接伝える信号バイパス回路と、
    前記増幅器の増幅トランジスタに、前記信号入力用トランジスタを介さずに、電源から電流を流し込む電流バイパス回路とを備え、
    前記高周波信号を大きく増幅する必要がないときには、前記電流バイパス回路から前記増幅トランジスタに電流を流すことにより前記増幅器のカスコードトランジスタおよび前記信号入力用トランジスタに信号電流が流れないようにし、かつ前記信号バイパス回路を介して前記バランの入力側インダクタに信号電流が流れるようにしたことを特徴とする請求項１から９に記載の受信回路。
12. 前記スイッチ回路は、
    前記高周波信号と第１のローカル信号を混合して周波数変換を行い、Ｉ信号を得る第１のスイッチ回路と、
    前記高周波信号と第２のローカル信号を混合して周波数変換を行い、Ｑ信号を得る第２のスイッチ回路とを備える請求項１から１１に記載の受信回路。
13. 前記スイッチ回路は、
    前記高周波信号と第３のローカル信号を混合して第１の周波数変換を行う第１のスイッチ回路と、
    前記第１のスイッチ回路の出力信号と第４のローカル信号を混合して第２の周波数変換を行う第２のスイッチ回路と、
    前記第１のスイッチ回路の出力信号と第５のローカル信号を混合して第２の周波数変換を行う第３のスイッチ回路とを備える請求項１から９に記載の受信回路。
14. 前記バランの前記出力側インダクタの中心部に接続点が設けられ、該接続点が接地されていることを特徴とする請求項１から１３のいずれかに記載の受信回路。
15. 前記バランの前記出力側インダクタの中心部に接続点が設けられ、該接続点に電流源が接続されていることを特徴とする請求項１から１４のいずれかに記載の受信回路。
16. 前記バランは、半導体基板上に交互に形成された２つのインダクタからなり、その一方が前記入力側インダクタを構成し、他方が前記出力側インダクタを構成し、
    前記バラン、前記増幅器、前記スイッチ回路および前記信号入力用トランジスタは、同一の半導体基板上に形成されている請求項１から１５のいずれかに記載の受信回路。
17. アンテナと、
    前記アンテナから入感した高周波信号を処理する請求項１から１６のいずれかに記載の受信回路を備えた無線通信デバイス。
    
    

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