JP2009147943A - 受信機、チューナー、およびテレビ信号の処理方法 - Google Patents

Abstract

【課題】１つの回路デバイスに一体化することのできるテレビの受信機またはチューナー、また、高調波リジェクションミキサーを用いるＲＦ信号の処理方法を提供する。
【解決手段】ＲＦ信号を、複数の各中間信号にそれぞれ変換して復調するための各ミキサーデバイス１１１、２２０をそれぞれ備え、上記各ミキサーデバイス１１１、２２０のうち少なくともいずれか１つは、高調波リジェクションミキサーを含む。
【選択図】図１

Description

発明の詳細な説明

〔本発明の分野〕
本発明は、受信機およびチューナーに関し、特に、１つの回路デバイス内に一体化することのできるテレビ受信機またはチューナーに関する。本発明はさらに、例えばテレビ信号などのＲＦ信号の処理方法に関する。

〔背景〕
家庭用電化製品においては、ＲＦ（無線通信用周波数）信号の受信機能の重要性が増してきている。ＲＦ信号は、テレビ信号、無線信号、データ通信信号（例えば、ブルートゥース、ＷＬＡＮ信号、あるいは遠距離通信信号）を含んでいる。

テレビ信号は、例えば、多くのデバイスによって受信することができる。例えば、今日においてもほとんどの家庭においてスタンドアロン型のテレビが用いられているが、最近では、パーソナルコンピュータシステムと、テレビ機能拡張カード、つまり、より一般的には、テレビ機能とを共存化したデバイスが増加している。さらに、遠距離通信機能とテレビおよびインターネット機能とを１つの製品内に統合したものに対する、消費者による要求が増加している。

大部分のテレビアプリケーションに用いられている素子は、テレビチューナーである。テレビチューナーはテレビ信号を受信し、受信した信号を、さらなる処理のために第２の周波数へ変換する機能を有している。テレビチューナーは、２つの基本的な各部品を備えている。第１の部品は、受信したテレビ信号を中間周波数信号へ変換する。周波数変換された信号は、第２の部品へ供給され、当該第２の部品は、上記中間信号を第２の中間信号へ変換するための、さらなる周波数変換を行う。スタンドアロン型のテレビでは、チューナーは、例えばインダクタ、キャパシタ、および／またはトランジスタなど、いくつかの個別の各素子を備えている場合がある。

しかし、マルチメディア家庭用電化製品に対する要望を満たすためには、個別の各外部素子を用いずに集積回路による共有を増加させる必要がある。したがって、テレビチューナーの寸法および素子数を減らして、好ましくは多目的集積回路内にテレビチューナーを一体化することが望まれている。

〔概要〕
一実施形態では、受信機は、ＲＦ信号源に結合されるように構成された受信入力部を含んでいる。当該受信入力部には、第１のミキサーデバイスが結合されている。当該第１のミキサーデバイスは、ＲＦ信号を、第１の動作中間周波数にある第１の信号へ変換するように構成されている。当該第１のミキサーデバイスには、第２のミキサーデバイスが結合されている。当該第２のミキサーデバイスは、上記第１の信号を、第２の動作中間周波数にある第２の信号へ変換するように構成されている。上記第１のミキサーデバイスまたは上記第２のミキサーデバイスは、高調波リジェクションミキサーを含んでいてよい。

一実施形態では、高調波リジェクションミキサーは、高調波信号部分から第１の中間周波数の第１の信号または第２の中間周波数の第２の信号への好ましくない周波数変換を低減することができる。高調波リジェクションミキサーは、また、高調波周波数にある局部発振器信号によって変換された入力信号部分を含んだ信号部分が、第１の中間周波数の第１の信号内または第２の中間周波数の第２の信号内において生成されるのを低減することができる。

上記低減によって、受信後において、受信した周波数範囲内に多数の不要な信号が含まれているためのさらなる処理のために変換された受信信号からの信号の品質が向上する。さらに、高調波リジェクションミキサーは、第１のミキサーと第２のミキサーとの間に配置されたフィルタに関する要件を緩和することができる。

〔図面の簡単な説明〕
本発明、および本発明の様々な実施形態の形態および利点に関する理解をより完全なものとするために、添付図面と共に以下の説明を参照されたい。図面は下記の通りである。

図１は、チューナーの第１の実施形態を示すブロック図である。図２は、チューナーの第２の実施形態を示すブロック図である。図３Ａは、図２の実施形態に係るアップダウンチューナーにおける周波数変換処理を示す周波数スペクトル図である。図３Ｂは、図１の実施形態に係るチューナーにおける周波数変換処理を示す周波数スペクトル図である。

図４は、高調波リジェクションミキサーの第１の実施形態を示すブロック図である。図５は、高調波リジェクションミキサーの第２の実施形態を示す回路ブロック図である。図６は、テレビチューナー内の低ノイズアンプの一実施形態を示す回路ブロック図である。

図７は、高調波リジェクションミキサーのための局部発振器信号を供給する周波数分割器の一実施形態を示すブロック図である。図８は、イメージリジェクションミキサーの一実施形態を示す回路ブロック図である。図９は、従来のテレビチューナーの一実施形態を示すブロック図である。

図１０は、１つ以上の実施形態に係るテレビチューナー内に形成可能なＬＣフィルタの周波数応答を示すグラフである。図１１は、本発明に係る方法の一実施形態を示す回路ブロック図である。図１２は、テレビチューナー内に実装可能なＳＡＷ（弾性表面波素子）フィルタの周波数応答を示すグラフである。図１３は、本方法の一実施形態を示すフローチャートである。

〔詳細な説明〕
以下の説明では、本発明の形態および各実施形態が開示されており、また各添付図面が参照される。これらの各添付図面は、本明細書の一部を形成しており、本発明を実施することのできる実施例を示している。各図面に示されている各実施形態は、本発明の１つ以上の形態をよりよく理解するための説明を示している。開示内容は、本発明の特徴および主要部を、特定の実施形態に限定するものではない。当業者であれば、様々な実施形態において開示されている様々な素子、形態、および特徴を様々に組み合わせて、本発明の１つ以上の利点を得ることができる。また、本発明の範囲から逸脱することなく、他の実施形態を用いることができ、また構造的または論理的変化を加えることができることについて理解されたい。

これら図面中の各素子は、必ずしも互いに相対的な縮尺とはなっていない。一部の周波数範囲および中間周波数は、例証する目的のために具体値が示されている。これらの範囲および一部の個々の値は、本明細書に開示されている実施形態に限定されるものではない。当業者であれば、他の周波数範囲、データ伝送規格、または、個別の周波数を用いて、本発明の別の形態を実施することができる。また、同一の各部材番号は、それらに対応する同一の各部分を示している。

図９は、チューナー９１０の一実施形態を示している。チューナー９１０は、端子９００におけるＲＦ信号を、さらなる処理のために、端子９１１において中間信号またはＩＦ信号へ変換する。非限定的な本実施形態では、チューナー９１０は、テレビ信号を受信および処理するように構成されている。しかし、上記のようなチューナーを用いて、他のアプリケーション用および／または他の規格用の信号を受信することができることについて理解されたい。

チューナー９１０は、アップダウン変換器（アップダウンコンバータ）とも称される。これは、チューナー９１０が、受信したＲＦ信号を、第１の工程においてより高い周波数範囲へと変換し、その後の変換処理において、受信した当該ＲＦ信号よりも低い範囲の第２の周波数に変換する機能を有しているからである。チューナー９１０は、入力端子９００を有しており、入力端子９００には、テレビ周波数範囲内のＲＦ信号を印加することができる。一実施形態では、上記端子は、アンテナまたはネットワークケーブルに接続することができる。上記チューナーは、上記アンテナまたはケーブルを介して、地上または衛星テレビ信号を受信することができる。本実施形態では、テレビ周波数範囲は、約４０ＭＨｚから最大で約１ＧＨｚである。

入力端子９００は、ＲＦエンジンデバイス９０１に接続されている。ＲＦエンジンデバイス９０１は、可変利得を有する低ノイズアンプ９０３と、低ノイズアンプ９０３に接続された第１のミキサー９０４とを含んでいる。第１のミキサー９０４のＬＯ（局部発振信号）入力端子は、第１のＲＦ合成部９０２に接続されており、第１の局部発振器信号を受信する。一実施形態では、第１のＲＦ合成部９０２は、フィードバック経路内において、可変周波数分割器を備えた位相同期ループ（図面の関係上、ここには示さず）を含んでいる。

ＲＦ合成部９０２は、可変周波数分割器を用いて、様々な周波数の局部発振器信号を供給することができる。したがって、第１のミキサー９０４は、様々な局部発振器信号を用いて、その入力端子において、ＲＦ信号を、固定中心周波数を有する第１の中間信号に変換する。本実施形態では、ＲＦ合成部９０２によって供給される局部発振器信号は、上記第１のミキサーの入力端子におけるＲＦ信号が、中心周波数が例えば１２２０ＭＨｚである第１の中間信号に変換されるように選択される。

第１のミキサー９０４の出力部は、通過帯域の中心周波数が例えば１２２０ＭＨｚである、ＳＡＷフィルタ９０５に接続されている。ＳＡＷフィルタ９０５は、一実施形態では、チューナーの製造後にフィルタパラメータを調整する必要があるため、個別の外部デバイスとして配置されている。ＳＡＷフィルタ９０５は、通過帯域領域外において、非常に急峻な減衰率を有するものであり、また、高いフィルタ抑制を有している。通過帯域自体は、第１の中間信号の帯域幅に応じて数ＭＨｚであってよい。

ＳＡＷフィルタの出力部は、テレビチューナーの第２のミキサー９０７に接続されている。第２のミキサー９０７の局部発振器入力部は、ＩＦ合成部９０６に結合されている。当該ＩＦ合成部は、中心周波数が例えば１１８０ＭＨｚである信号を供給することができ、これによって、上記第２のミキサー９０７の入力部における第１の中間信号を、第２の周波数（本実施例では４０ＭＨｚ）を有する第２の中間信号に変換する。ＩＦ合成部によって供給される、中心周波数が第１の中間信号の中心周波数と同様である信号を用いて、第１の中間信号をゼロ周波数（ベースバンドと称される場合もある）に変換することができることについて留意されたい。

第２のミキサー９０７の出力部は、第１の増幅器９０８および第２のＩＦフィルタ９０９に接続されている。本実施形態では、第２のフィルタ９０９は、外部に配置されたＳＡＷフィルタを含んでいる。ＳＡＷフィルタ９０９の出力部は、テレビチューナー９１０の可変利得アンプ９１２に結合されている。増幅された上記中間信号は、最後に、出力端子９１１に供給される。

図９の非限定的な実施形態に示されているように、２つのフィルタ素子９０５および９０９は外部に配置されており、ＳＡＷフィルタを用いて形成されている。ＳＡＷフィルタは、通常は、所望の帯域幅（例えば約２０ＭＨｚ）に応じた帯域幅を有している。上記の各ＳＡＷフィルタは、通過帯域外における減衰が急峻であるため、必要なキャリアの各側部において、フィルタをさらなる減衰せず通過する不要なチャネルは約１つのみである。一方、上記の各ＳＡＷフィルタは、第２のチャネル、つまり、さらに隣り合うチャネルにおいて不要な信号を抑制することができる。

図１２は、通過帯域中心が約１２２０ＭＨｚであるＳＡＷフィルタの減衰量−周波数特性を示すグラフである。図示されている減衰状態を示す減衰率は非常に急峻であるため、例えば、２ＧＨｚにおけるあらゆる不要な信号を約５０ｄＢ抑制する。一実施形態では、通過帯域自体は非常に狭く、約２０ＭＨｚの範囲内である。このような、通過帯域外における急峻な減衰率および高い抑制が望ましい。

これは、受信するテレビＲＦ信号の不要な信号部分が、所望のチャネル内の各信号よりも電力が強い場合があるからである。このような不要な信号部分は、上記第１のミキサー内における周波数変換処理によって、相互変調成分を生成する可能性がある。さらに、ＲＦ合成部９０２およびＲＦ合成部９０６の出力信号は、局部発振器周波数の高調波周波数において、さらなる信号部分を含んでいる場合がある。このような高調波信号部分をミキサーに印加することによって、受信信号が、好ましくない周波数範囲に変換される結果を生じる。

図１は、不要な信号部分の周波数変換を抑制する、改良されたチューナー１を示している。チューナー１を用いて、テレビ信号を含むあらゆる種類の信号を受信することができる。このため、当該構造は、特定のアプリケーションに対して限定的なものではない。

一実施形態では、チューナー１は、必要とするチップ面積が小さく、個別の素子を含んでいない、半導体チップ内の集積回路として形成されている。チューナー１は、ＲＦ入力端子１０に接続されたＲＦエンジン１１０を含んでいる。入力端子１０に印加されたＲＦ信号は、低ノイズアンプ１００によって増幅された後、ＲＦエンジン１１０の一部である第１のミキサー１１１に供給される。本実施形態では、第１のミキサー１１１は高調波リジェクションミキサーとして形成されており、変換中に局部発振器信号の高調波部分を抑制するように構成されている。

第１のミキサー１１１は、ＲＦ合成部１２に接続された、局部発振器入力部を含んでいる。局部発振器出力部は、第１のＩＦ帯域通過フィルタ１２０に接続されている。第１のＩＦ帯域通過フィルタ１２０の通過帯域の中心周波数は、一実施形態では１２２０ＭＨｚである。上記高調波リジェクションミキサーが配置されていることによって、フィルタ要件が緩和され、また、チューナー１内において少なくとも部分的には非ＳＡＷフィルタ型を用いて実施することができる。

フィルタ１２０は、一実施形態では、一次、二次、またはより高次の受動フィルタを含んでいてよい。フィルタ１２０は、１つ以上のキャパシタ、インダクタ、および／または抵抗を含んでいてよい。フィルタ１２０は、また、トランジスタあるいはその他の能動素子を有する能動フィルタを含んでいてよい。フィルタ１２０は、受動素子と能動素子との組み合わせを含んでいてもよい。

フィルタ１２０の出力端子は、ＩＦにて動作する第２のミキサー２２０に接続されている。第２のミキサー２２０は、信号入力部、局部発振器入力部、および信号出力部を有している。第２のミキサー２２０への局部発振器信号は、ＩＦ合成部１３０によって供給される。第２のミキサー２２０の出力端子は、増幅器２３０に接続されている。増幅器２３０の出力は、第２のフィルタ２４０に結合されている。フィルタ２４０の出力部は、チューナー１の内部に配置された可変利得の増幅器２５０に接続されている。本実施形態では、第２のフィルタ２４０は外部に配置されているが、第２のフィルタ２４０を、チューナー１内において、少なくとも部分的にはその集積サブ回路として形成されていてもよい。

第２のミキサー２２０は、通常のミキサー、イメージリジェクションミキサー、高調波リジェクションミキサー、あるいはこれらの組み合わせを含んでいてよい。第２のミキサー２２０としては、例えば、高調波を抑圧するイメージリジェクションミキサーを用いることができる。第１のミキサー１１１および／または第２のミキサー２２０が高調波を抑圧するため、第１の帯域通過フィルタ１２０に関する要件が緩和される。第２のミキサー２２０を、例えば、変換中に生成されるあらゆる不要なイメージを抑制するイメージリジェクションミキサーとして形成することによって、出力端子２６０における信号品質をさらに向上させることができる。

第２のミキサー２２０を高調波リジェクションミキサーとして形成することによって、ＩＦ合成部１３０によって供給される第２の局部発振器信号の不要な高調波部分が抑制される。したがって、第１のミキサー１１１または第２のミキサー２２０として高調波リジェクションミキサーを用いることによって、第１のフィルタ１２０の要件が緩和されるため、第１の帯域通過フィルタ１２０をチューナー１内に形成することが可能となる。さらに、増幅器２３０の線形性に関する要件が緩和される。これによって、全体的に省スペース化することができ、また、外部に配置されたフィルタを手動で整合または較正する必要がなくなる。

図３Ｂは、図１の実施形態に係るアップ／ダウン信号の信号変換の複雑性を示す周波数スペクトル図を複数示している。図１に示されているポイントＡに対応する図３ＡのＡに示されているように、端子１０におけるＲＦ入力信号の周波数は、約４０ＭＨｚ〜１０００ＭＨｚの範囲である。例えば、周波数がＬＯ１＝１２６０ＭＨｚである局部発振器信号が入力されている第１のミキサー１１１内において、受信されたＲＦ信号が変換されると、入力ＲＦ信号が、通過帯域の両端周波数Ｆ₁、Ｆ₂によって示されているように、１２２０ＭＨｚから２６０ＭＨｚまでに変換される。このとき、上記変換された信号のイメージ（写像）が、１３００ＭＨｚから２２６０ＭＨｚにおいて生成される。このような、第１の中間信号を用いた周波数ｆ_IFにおける変換は、以下の式によって表すことができる。
ｆ_IF＝ｆ_LO±ｆ_RF
局部発振器信号の高調波部分によって、第３の高調波部分３*ｆ_1stLO＝３７８０ＭＨｚ、および第５の高調波部分５*ｆ_1stLO＝６３００ＭＨｚを用いて、さらなる周波数変換が行われる。

図３ＡのＢは、望ましい変換処理、および図１のポイントＢに対応する位置での高調波部分を用いた変換結果を示している。第３および第５の各高調波部分によって変換された信号の振幅は、第１のミキサー内における高調波抑圧能によって、大幅に抑制される。さらなるフィルタリングによって、より高い周波数においてさらに抑制を行うことができる。図示されているように、より高い周波数におけるイメージ部分は、より低い周波数における各部分に比べて振幅が小さい。この抑圧能は、集積回路内において第１のミキサーと一体化することのできる、図１０に示されているＬＣフィルタのフィルタ能に類似している。

図１のポイントＣに対応する図３ＡのＣは、１１８４ＭＨｚであるＩＦ合成部からの信号をＬＯ信号として用いた、３６ＭＨｚまでの周波数変換を示す図である。第２のミキサーに供給される第２の局部発振器信号が、Ｃに示されているように第３および第５の高調波を含んでいる場合、それ以前にアップ変換された信号部分もまた変換され、これによって不要な成分が生成される。これは、図示されているように、イメージ部分においても同様である。

しかし、既に高調波抑圧を行うことによって、第３および第５の高調波によって生じるあらゆる信号のダウン変換は、高調波部分自体を抑制することによって大幅に抑制される。このため、図３ＡのＢに示されている約２８００ＭＨｚから６６００ＭＨｚまでの変換帯域は既に、所望の信号よりも大幅に低い。さらなるフィルタリングを行うことによって、不要な信号部分がさらに抑制される。この結果、不要な生成成分内のわずかな量のエネルギーのみが、第２の中間周波数を有する第２の中間信号まで変換される。さらに、高調波リジェクションミキサーおよび／またはイメージリジェクションミキサーを用いて第２の変換処理を行うことができる。

図２は、改良されたテレビチューナーの別の実施形態を示している。半導体チップ内において集積回路として形成されたチューナー１は、ＲＦ合成部１２およびＩＦ合成部１３を含んでいる。

ＲＦ合成部１２は、可変周波数を有する第１の局部発振器信号を生成し、第２のＩＦ合成部１３は、実質的に一定の周波数を有する２つの各信号を、互いの間にて９０°の位相シフトを有して生成する。生成されるこれら２つの各信号の周波数は、一実施形態では、第１のミキサー１１１によって供給される第１の中間信号の中心周波数と等しくなるように選択することができる。

一実施形態における周波数変換処理では、上記２つの各信号を局部発振器信号として用いて、第１の中間信号がゼロ周波数に変換される。これら２つの信号は、ＩＱ復調器を形成する２つの別々の各ミキサー２００、２１０に供給される。各ミキサー２００、２１０は、単側波帯ミキサーとして形成することができ、あるいは高調波リジェクションミキサーとして形成することもできる。

各ミキサー２００、２１０の各信号入力部は、ＲＦエンジン１１０の出力端子に接続されている。ＲＦエンジン１１０は、低ノイズアンプ１００と、第１のミキサー１０１と、通過帯域の中心周波数が１２２０ＭＨｚの範囲である帯域通過フィルタ１２０とを含んでいる。ＲＦエンジン１１の第１のミキサー１０１は、ＲＦ合成部１２に接続された局部発振器入力部を含んでいる。一実施形態では、第１のミキサー１０１は、任意の高調波部分、特にＲＦ合成部１２の第３および第５の高調波を抑制する、高調波リジェクションミキサーとして形成されている。

別の実施形態では、第１のミキサー１０１は、通常のミキサーまたはイメージリジェクションミキサーとして形成することができ、Ｉ−ミキサー２００およびＱ−ミキサー２１０は、高調波リジェクションミキサーとして形成される。さらに別の実施形態では、第１のミキサー１０１は、さらにイメージ抑圧能を有する高調波リジェクションミキサーとして形成することができる。高調波抑圧を行う単側波帯ミキサーを用いてもよい。いずれの場合においても、局部発振器信号の高調波部分を用いたスプリアス信号の周波数変換が抑制され、これによって信号品質が向上する。

Ｉミキサー２００およびＱミキサー２１０の出力部は、それぞれ、フィルタ２５１および可変利得の増幅器２５２に結合されている。フィルタ２５１および増幅器２５２は、ローパスフィルタまたは帯域通過フィルタを含んでいる。当該ローパスフィルタまたは帯域通過フィルタは、変換されたＩ信号およびＱ信号のスプリアス信号部分、および高調波または準高調波信号部分を抑制するように構成されている。フィルタ２５１および増幅器２５２は、周波数変換された対応するＩ信号およびＱ信号の振幅を調整する可変利得アンプをさらに含んでいてもよい。Ｉ信号およびＱ信号は、テレビチューナーの出力端子２６１および２６２に供給される。

図３Ｂは、図２の実施形態に係るアップ／ダウン信号の変換を示す周波数図をいくつか示している。端子１０におけるＲＦ入力信号の周波数は、図２のＡ’に対応する図３ＢのＡ’に示されているように、約４０ＭＨｚ〜１０００ＭＨｚである。本実施形態においてもまた、第１の変換後にさらなるフィルタリングが行われる。このフィルタリングを行うにあたっては、一実施形態では、通常のＬＣフィルタを用いることができる。このようなフィルタの周波数応答は、図１０に示されている。

当該フィルタは、通過帯域の中心周波数から数１００ＭＨｚの距離において、約３０ｄＢ〜４０ｄＢの抑制を行う。周波数応答の勾配は、図３ＢのＢ’に示されている不要な部分の勾配と同様である。第１のミキサーおよび／または第２のミキサーとして高調波リジェクションミキサーを用いれば、ＬＣフィルタの抑制は十分なものとなる。周波数が１２２０ＭＨｚである第２の局部発振器信号を用いた、ベースバンド信号への第２の変換処理が行われた後、変換された不要な信号のエネルギー部分が非常に小さいため、変換された信号が歪むことは回避され、信号品質の大幅な劣化は防止される。

図１１は、チューナー１のさらに別の実施形態を示している。当該チューナーは、半導体基板内において、集積回路の一部として形成されている。半導体材料は、例えば、シリコンまたはガリウムヒ素を含んでいてよい。当該チューナーは、半導体基板の表面上においてＲＦ入力端子１０に結合された高調波リジェクションミキサー１０１を含んでいる。

半導体基板の表面上にはまた、ＩおよびＱの各ベースバンド信号のための各出力端子２６１、２６２が配置されている。これらのＩおよびＱの各信号は、アナログ信号であってもよく、あるいはデジタル信号であってもよい。例えば、チューナー１内の各素子２５０、２５２は、前記の各実施形態と同様に、フィルタおよびアナログ／デジタル変換器をさらに含んでいてもよい。

本実施形態では、第１の高調波リジェクションミキサー１０１と各ミキサー２００、２１０との間に、帯域通過ＬＣフィルタ１２０ａが配置されている。第１の高調波リジェクションミキサー１０１とミキサー２００は、高調波リジェクションミキサーとして形成されている。ＬＣフィルタ１２０ａは、２つの各インダクタＬと、２つの各インダクタＬに対して並列接続された２つの各可変キャパシタＣとからなる回路を含んでいる。２つのインダクタＬ間のノードが、供給端子ＶＣＣに接続されている。

一実施形態では、ＬＣフィルタ１２０ａは、半導体基板内に部分的にのみ形成されている。具体的には、一実施形態では、これらの各インダクタＬは基板外に形成されている。このような各インダクタは、例えば、半導体基板内の両方の各可変キャパシタと外部端子ＶＣＣとを結合するボンドワイヤまたは同様の手段を用いて形成することができる。

一般的には、一体型チューナーは、入力端子に印加される受信信号を増幅する低ノイズアンプと、当該低ノイズアンプに接続されており、上記受信信号を中間信号へ変換するアップダウン周波数変換器とを含んでいてよい。当該アップダウン周波数変換器は、受信信号をアップコンバートする第１のミキサー段と、アップコンバートされた信号をダウンコンバートする第２のミキサー段とを含んでいる。第１のミキサー段および第２のミキサー段のうち少なくともいずれか１つは、受信した局部発振器信号内の高調波部分を抑制するように構成された、高調波リジェクションミキサーを含んでいる。

別の実施形態では、第１のミキサーデバイスは、高調波リジェクションミキサーを含んでいてよく、第２のミキサーデバイスは、イメージリジェクションミキサーを含んでいてよい。第１のミキサーデバイス内において高調波抑圧を行うことによって、第１の中間信号内のエネルギー総量が減少するため、第２のミキサーデバイスの線形性要件が緩和される。別の実施形態では、第２のミキサーデバイスは、高調波抑圧能を有するイメージリジェクションミキサーである。

上記受信機は、可変周波数を有する第１の局部発振器信号を供給する第１の信号源と、第１のミキサーデバイスに結合された第１の信号源とをさらに含んでいてよい。可変周波数を有する信号を供給する信号源によって、ＲＦ信号を、第１の中間信号から、固定された第１の動作周波数へと周波数変換することができる。

したがって、特定範囲内のＲＦ周波数を有するテレビ信号を、第１のミキサー源を備えた第１のミキサーによって、一定または可変の中間周波数を有する第１の中間信号へ変換することができる。このような混合は、減算的に行うことができ、あるいは加算的に行うこともできる。第１のミキサー内における高調波抑圧を備えた混合によって、第１の信号源の第１の局部発振器信号内における任意の高調波スプリアス信号部分を低減することができる。

上記テレビの受信機は、第１の動作周波数を有する第２の局部発振器信号を供給する第２の信号源を含んでいてよい。当該第２の信号源を第２のミキサーデバイスに結合することによって、ベースバンドにて、第１の中間信号を第２の中間信号に周波数変換できる。上記第２のミキサーは、第２の局部発振器信号の高調波信号部分を備えた、第１の中間信号の変換を防止するための高調波リジェクションミキサーを含んでいてよい。

第２の局部発振器信号の周波数が第１の動作周波数と同等または同様である場合、ゼロ周波数変換を行うことができる。これは、ＲＦ信号を、第１の動作周波数を有する第１の中間信号に変換して、第１の動作周波数がＲＦ信号よりも高くなるようにし、これによってアップコンバートを行うのに有用である。これによって、受信されたＲＦ信号内のスプリアス信号部分を減少させることができる。

第２のミキサーデバイスは、さらに、ベースバンドにおいて第１の中間信号をＩ−信号成分およびＱ−信号成分に変換するＩＱ復調器のデバイスをさらに含んでいてよい。上記ＩＱ復調器は、通常のミキサーまたは高調波リジェクションミキサーを２つ含んでいてよい。

図４には、高調波リジェクションミキサーの一実施形態が示されている。高調波リジェクションミキサー５０は、入力信号のための入力端子５９と、周波数変換された信号のための出力端子５８とを含んでいる。本実施形態では、素子である、３つの異なる各増幅器５１、５２、５３に対して、入力信号がそれぞれ供給される。これら各増幅器のうちのいずれか２つの各増幅器は、入力信号を同じ係数Ｘ*１で増幅し、第３の増幅器は、入力信号を係数Ｘ*１．４１で増幅する。

具体的には、各増幅器５１、５３は、同一の利得係数で信号を増幅し、増幅器５２は、端子５９に供給される入力信号を、上記同一の利得係数に対して利得係数１．４１を付加した利得係数にて増幅する。第１の増幅器５１および第２の増幅器５３の各出力端子は、それぞれ、各ミキサー５４、５６に接続されている。第３の増幅器５２の出力端子は、第３のミキサー５５に結合されている。

各ミキサー５４〜５６は、局部発振器信号を供給する局部発振器入力端子を含んでいる。第１のミキサー５４の局部発振器信号は、第３のミキサー５５における局部発振器信号に対して、＋４５°の位相シフトを有している。それゆえ、第２のミキサー５６のための端子５９０における局部発振器信号は、端子５９２における局部発振器信号に対して、約−４５°の位相シフトを有している。各ミキサーの各出力（第１変換信号、第２変換信号、第３変換信号）のそれぞれは、素子５７において互いに加算されて、出力端子５８に供給される。

高調波リジェクションミキサーの一形態は、例えば振幅量子化された正弦波信号ｆ_LO（ｔ）によって変換される信号を増幅することである。信号ｆ_LO（ｔ）は、下記の式によって表される。

上記において、ｆ₂（ｔ）の大きさは、量子化された正弦波信号をより正確に表すために、２^1/2の係数でスケールされる。第１および第５の高調波の抑圧をよりよく理解するためには、フーリエ級数を用いて３つの各方形波を拡張するとよい。３つの各方形波は、５次成分まで、下記の式によって表される：

式（１）によって表されている３つの理想的な方形波を総計することによって、第３および第５の高調波の抑圧の和が求められる。しかし、以下の式に見られるように、

上記抑制は、単側波帯混合と同様に、利得不一致（Δ）および位相不整合（θ）に強く依存している。

図５は、端子５９における入力信号のための高調波リジェクションミキサー、および互いに異なる各局部発振器信号ｆ₁（ｔ）〜ｆ₃（ｔ）を有する３つのミキサーの態様を示している。

図５の実施形態に係る高調波リジェクションミキサーは、ミキサーとして３つの各ギルバートセル５４〜５６を含んだ平衡型のミキサーである。各セル５４〜５６は、一対の各電界効果トランジスタを含んでいる。これら各電界効果トランジスタのゲート端子は、対応する局部発振器信号のために、各入力端子に結合されている。各トランジスタ対のうちいずれか１つのドレイン端子は、他方のトランジスタの他方のドレイン端子に接続されているため、交差結合されている。各対の各ソース端子は、各増幅器５１〜５３に接続されている。

各増幅器５１〜５３は、一対の電界効果トランジスタをそれぞれ含んでいる。これら各電界効果トランジスタのゲート端子は、平衡入力信号のために、各入力端子５９に結合されている。各増幅器５１〜５３内のこれらトランジスタは、ゲート長Ｌおよびゲート幅Ｗを有している。Ｗ／Ｌ比率は、図４に示されている利得係数に対応している。この結果、増幅器５２内のトランジスタのＷ／Ｌ比率は、第１の増幅器５１および第２の増幅器５３の対応するＷ／Ｌの比率よりも約１．４１倍高い。したがって、増幅器５２に求められる利得係数は、前述の説明の通りに高い。

さらに、各増幅器５１、５２、５３内の各トランジスタのソース端子は、各電流源５１１、５２１、５３１に接続されている。各電流源５１１、５３１は、電流Ｉを供給する。第３の増幅器５２のための電流源５２１は、他の２つの各電流源の電流Ｉよりも１．４１倍大きい電流を供給する。

最後に、各ギルバートセルの出力部は、各信号を加算して総計するために互いに接続されており、これらの各信号を、対応する出力部５８'および５８”に供給する。

各局部発振器信号間における位相不整合は、高調波抑制に重要であるため、各局部発振器信号ｆ₁（ｔ）〜ｆ₃（ｔ）は、１つのクロック信号から調製されることが望ましい。

図７は、互いの間にて必要とされる位相シフトを有する３つの各信号を供給する周波数分割器回路の一実施形態を示している。本実施形態では、端子５９３における、好ましいデューティサイクルを有するクロック信号の周波数が係数４で分割されて、周波数分割された３つの各信号が生成され、各出力端子５９０〜５９２に供給される。これらの各信号はまた、上記周波数分割によって、図７に示されているように、互いに位相シフトを含んでいる。位相シフトが０°である信号に対する３１５°の位相シフトは、約−４５°の位相シフトと等価であることに留意されたい。

上記周波数分割器内では、入力端子５９３は、各Ｄフリップフロップ５１０、５２０のそれぞれの各クロック端子に結合されている。具体的には、端子５９３は、Ｄフリップフロップ５１０のクロック端子に直接接続されており、また、Ｄフリップフロップ５２０のクロック端子にインバータ５７０を介して結合されている。第１のＤフリップフロップ５１０のデータ出力部Ｑは、Ｄフリップフロップ５２０のデータ入力部Ｄに接続されている。Ｄフリップフロップ５２０のデータ出力部Ｑは、第２のインバータ５８０を介して、第１のＤフリップフロップ５１０のデータ入力部Ｄに結合されている。２つの各Ｄフリップフロップ５１０、５２０は、分割係数が２である第１の周波数分割器を示している。両方の各Ｄフリップフロップのデータ出力部Ｑにおける各出力信号間の位相シフトは、互いに９０°である。

典型的な本実施形態では、電気回路である各Ｄフリップフロップ５１０、５２０は、反転出力信号のための追加的なデータ出力部Ｑ'は有していない。しかし、別の一実施形態では、Ｄフリップフロップ５２０の追加的な反転データ出力部Ｑ'を、第１のＤフリップフロップ５１０のデータ入力部に結合することができる。

２つの追加的な各Ｄフリップフロップ５３０、５４０の対および各Ｄフリップフロップ５５０、５６０の対は、第１の対のデータ出力部Ｑに結合されている。具体的には、Ｄフリップフロップ５２０のデータ出力部Ｑは、Ｄフリップフロップ５５０のクロック入力部に結合されており、また、第２のインバータ５８０を介して、Ｄフリップフロップ５６０のクロック入力端子に結合されている。

第１のＤフリップフロップ５１０のデータ出力部Ｑは、Ｄフリップフロップの第２の対のＤフリップフロップ５４０のクロック端子に直接接続されており、また、インバータを介して、Ｄフリップフロップ５３０のクロック端子に接続されている。第２の対の第２のＤフリップフロップ５４０のデータ出力部Ｑは、出力端子５９２と、第２の追加的なフリップフロップ対のＤフリップフロップ５３０のデータ入力部Ｄとに接続されている。

Ｄフリップフロップ５３０の反転データ出力部Ｑバーは、Ｄフリップフロップ５４０のデータ入力部Ｄに接続されている。第３の対の各Ｄフリップフロップ５５０、５６０の電気回路では、第２の対と同様に互いに接続されている。具体的には、Ｄフリップフロップ５５０のデータ入力部Ｄは、出力端子５９０と、反転出力信号を受信するためにＤフリップフロップ５６０の反転データ出力部Ｑバーとに接続されている。Ｄフリップフロップ５５０のデータ出力部Ｑは、出力端子５９１のための信号を供給し、また、Ｄフリップフロップ５６０のデータ入力部Ｄに接続されている。

図７に示されているように、Ｄフリップフロップ５４０は、端子５９２に周波数分割された信号を供給する。当該信号は、各出力端子５９０、５９１における各信号に対して、ゼロの位相シフトを有している。Ｄフリップフロップ５５０は、端子５９２における出力信号に対して、実質的に＋４５°の位相シフトを有して、周波数分割された信号を生成し、Ｄフリップフロップ５６０は、位相シフトが３１５°である信号を供給する。上記３１５°の位相シフトは、端子５９２における信号に対して実質的に−４５°の位相シフトに対応している。したがって、各出力端子５９０、５９１との間の位相シフトは、９０°である。

平衡化された各出力信号を供給する各出力端子５９０〜５９２は、図５に係る高調波リジェクションミキサーの対応する各端子に対してそれぞれ接続されている。各出力端子間の位相シフトが一出力信号に対して約＋４５°および約−４５°である限りは、各Ｄフリップフロップ５３０、５４０、５５０、５６０の他のデータ出力部を用いることもできることについて留意されたい。

受信するＲＦ信号を、上記ＲＦ信号と周波数において隣り合うスプリアス信号よりも遥かに小さくすることができる。例えば、隣り合うチャネル内の不要な信号を、所望のテレビ信号よりも最大で約６０ｄＢまでの強度に大きくすることができる。上記の受信するＲＦ信号が、それと隣り合うスプリアス信号よりも遥かに小さい状態を改善するために、アンテナと第１の増幅器との間か、あるいはチューナーの入力端子とチューナー内の増幅器との間に、帯域通過フィルタを配置することができる。

しかし、受信するＲＦ信号は、低い雑音形態のみが加えられるように、低ノイズアンプによって増幅される必要がある。図６は、完全な差動増幅器として形成された低ノイズアンプの一実施形態を示している。当該増幅器は、図１および図２に示されている実施形態内の増幅器１００として形成することができる。

上記低ノイズアンプは、２つの各段を含んでいる。第１の段は、コモン−ソース／コモン−ゲート構造に基づいている。そのコモンモード出力は、フィードバックループによる各利得が良好な線形性を有するように調整される。上記低ノイズアンプの第２の段は、インピーダンス整合を行うソースフォロワである。図６に示されている実施形態では、受信されるＲＦ入力信号の低ノイズでの増幅において、受信されるＲＦ入力信号の約１ＧＨｚまでの入力帯域をカバーすることができる。

低ノイズアンプ１００は、バイパスモードへのスイッチを有する電流源１０１０を含んでいる。入力端子Ｉｎ＋および入力端子Ｉｎ−は、ノイズ消去のために、対応する各トランジスタ１０２１、１０２２のゲートに接続された各キャパシタと、キャパシタ１０４０とに接続されている。さらに、入力端子Ｉｎ−は、トランジスタ１０２２のソースに結合されており、入力端子Ｉｎ＋は、トランジスタ１０２１のソースに結合されている。各キャパシタ１０４０の第２の各端子は、インピーダンス整合用の各トランジスタ１０６０の対応するゲート端子にそれぞれ接続されている。

トランジスタ１０２１のゲート端子は、第２のキャパシタを介して、出力端子ＯＵＴ−にさらに接続されている。したがって、トランジスタ１０２２のゲートは、第２のキャパシタおよび出力端子ＯＵＴ＋に接続されている。追加的なコモンモードのトランジスタ１０７０のドレイン端子は、各出力端子ＯＵＴ−、ＯＵＴ＋、およびコモンソースＶＤＤに接続されている。

トランジスタ１０７０のゲートは、バイアス電圧ＢＩＡＳ１に接続されており、また、利得制御のために、キャパシタを介してスイッチングネットワークに接続されている。制御回路１０５０は、供給電圧端子ＶＤＤと各トランジスタ１０２１、１０２２のドレイン端子との間の１つ以上の抵抗を切り替えることによって、利得調整のために、対応する制御信号を供給する。低利得モードでは、第１の段の利得のための各トランジスタ１０２１、１０２２を、抵抗を介して各ゲート端子へバイパス電圧を供給する素子１０３０によってバイパス、つまり回避することができる。

図８は、図１または図２の本発明の一実施形態に示されているテレビチューナーのいずれかにおいて第１のミキサーまたは第２のミキサーとして用いることのできる、イメージリジェクションミキサーを示している。

上記イメージリジェクションミキサーは、完全な差動イメージリジェクションミキサーとして形成されており、２つの各ギルバートセル１０００、２０００を含んでいる。各ギルバートセル１０００、２０００は、各電流位相器６０００、７０００にそれぞれ結合されている。各電流位相器６０００、７０００の前段は、２つの各出力回路１１００、１２００を有する加算器８０００に接続されている。

本実施形態では、ギルバートセル、位相器、および各回路１１００、１２００は、バイポーラトランジスタを用いて形成されている。当然ながら、電界効果トランジスタを用いることもできる。各ギルバートセルは、それぞれ、２つの各バイポーラトランジスタＢＰを含んでいる。これら各バイポーラトランジスタＢＰは、それらの各エミッタが共通電流源に結合されており、それらの各コネクタ端子は、各混合段ＭＳにそれぞれ結合されている。

各ペアの各バイポーラトランジスタＢＰの各ベースは、各入力端子ＲＦ、ＲＦＸにそれぞれ結合されている。４つの各混合段ＭＳは、４つの各バイポーラトランジスタを含んでおり、それらの２つのベースは、局部位相器４０００の回路に接続されている。局部位相器４０００の回路は、互いの間の位相シフトが９０°である各信号をそれぞれ供給する。例えば、上記位相器によって供給される信号は、入力端子ＬＯにおける信号に対して、実質的に＋４５°または実質的に−４５°の位相シフトを有していてもよい。

周波数変換された信号のイメージ抑圧のために、各ギルバートセル１０００、２０００の各出力端子は、各電流位相器６０００、７０００に結合されている。各電流位相器６０００、７０００は、各信号経路内に一対の各抵抗Ｒ１、Ｒ２を含んでいる。さらに、各信号経路内の２つの各インダクタＬ１、Ｌ２は、一方の抵抗端子を、当該経路内の第２の抵抗の他方の端子を接続し、ラティス（格子）回路を構成している。各位相器６０００、７０００は、インダクタＬおよび抵抗Ｒを有するラティス回路を用いて、周波数変換された電流信号の位相を「α」度シフトする。

各加算器回路１１００、１２００は、各位相器６０００、７０００の後段にそれぞれ接続されている。これらの各加算器回路内では、各位相器の各出力信号は、加算器８０００内のカスコード接続された各トランジスタによって加算される。これによって、両ギルバートセルの周波数変換された信号のイメージ部分が互いに減算される。各端子ＯＵＴおよびＯＵＴｘには、平衡出力信号として、周波数変換され、加算された出力信号が供給される。電流利得型の各位相器６０００、７０００の出力インピーダンス、あるいは上記加算回路８０００の入力インピーダンスを０と等しくすることによって、電流利得を最大限にし、α度の位相シフトを与えることができる。これは、各位相器６０００、７０００のＬＲラティス回路のインダクタＬおよび抵抗Ｒの値を、インダクタＬおよび抵抗Ｒが以下の方程式を満たすように決定することによって行うことができる。
Ｌ１／Ｒ１＝（１− ｃｏｓ α）／（２π ｆ ｓｉｎ α）
Ｌ２／Ｒ２＝（１− ｓｉｎ α）／（２π ｆ ｃｏｓ α）
上記において、ｆは、周波数変換された信号の中心周波数である。

図１３は、テレビ信号の変換方法の一実施形態を示している。以下では、典型的な方法について一連の動作および事象として説明するが、本発明は、このような動作または事象を説明されている順序で行うことに限定されるものではないことについて理解されたい。例えば、本発明では、一部の動作は、本明細書において図示および／または説明されている順序とは異なる順序で行うことができ、および／または、他の動作または事象と同時に行うことができる。さらに、本発明に係る方法を実施するに当たり、図示されている全ての工程が必要ではない場合もある。

第１の工程Ｓ１では、テレビ信号が受信され、また、可変周波数を有する第１の局部発振器信号（ＬＯ）が供給される。工程Ｓ２では、受信された上記信号が、第１の中間周波数にある第１の中間信号に変換される。

Ｓ２における変換処理中に、局部発振器の信号および受信信号内の高調波部分が抑制される。これは、上記可変周波数を有する第１の信号と、上記可変周波数を有しており、かつ、上記第１の信号に対して実質的に−４５°の位相シフトを有している第２の信号と、上記可変周波数を有しており、かつ、上記第１の信号に対して実質的に＋４５°の位相シフトを有している第３の信号とを供給することによって行うことができる。例えば、発振器信号を供給する上記工程は、これら３つ工程を含んでいてよい。さらに、上記受信信号は、約１．４１の係数で増幅され、そして、上記第１の信号を用いて変換される。上記受信信号はさらに、上記第２の信号および上記第３の信号を用いて変換される。最後に、変換された全ての上記各信号が互いに加算される。

次に、工程Ｓ３において、変換された上記信号がフィルタリングされて、隣接するチャネル内の不要な信号が抑制される。フィルタされた上記信号は、工程Ｓ４において、上記第１の中間周波数にある局部発振器信号を用いて、第２の周波数にある第２の中間信号に再び変換される。必要に応じて、工程Ｓ５に示されているように、ダウンコンバートされた信号を、さらなる処理の前に、再び増幅およびフィルタリングすることができる。本実施形態では、高調波抑制は、第１の変換中に行われるが、第２の変換処理中に行ってもよい。

テレビチューナー内のアップ／ダウン変換器と高調波リジェクションミキサーとを組み合わせることによって、追加の帯域通過フィルタリング、および他の各ミキサーに対する必要要件が緩和される。アップ／ダウン変換器は、追加的なイメージ抑圧および／または第２の高調波リジェクションミキサーと共に用いることによって、信号品質を効果的に向上させ、また、集積回路内におけるテレビの受信機の実装を可能にする。

具体的な実施形態について図示および説明したが、本分野において通常の能力を有する者であれば、同一の目的を達成するためであると考えられるあらゆる構成は、図示されている具体的な実施形態と置き換え可能であることについて理解するであろう。また、本発明に関する上記説明は例証であって、限定的ではないことについて理解されたい。上記アプリケーションは、本発明のあらゆる変形例を網羅するものである。本発明の範囲は、上記構造および方法を用いることのできる他のあらゆる実施形態およびアプリケーションを包含している。したがって、本発明の範囲は、特許請求の範囲、および特許請求の範囲と同等の範囲に照らして決定されるべきである。

要約書は、読み手が、技術的開示内容の性質および要旨を迅速に確認できるように記載することを求めた３７ ＣＦＲ１．７２（ｂ）に準拠して記載されていることを強調しておく。また、要約書は、特許請求の範囲の意義の範囲を解釈または限定するために用いられることはないであろうという理解の下に提出されている。

本発明のチューナーに係る第１の実施形態を示すブロック図である。 本発明のチューナーに係る第２の実施形態を示すブロック図である。 図２の上記実施形態に係るアップダウンチューナーにおける周波数変換処理を示す周波数スペクトル図である。 図１の上記実施形態に係るチューナーにおける周波数変換処理を示す周波数スペクトル図である。 本発明に係る高調波リジェクションミキサーの第１の実施形態を示すブロック図である。 本発明に係る高調波リジェクションミキサーの第２の実施形態を示すブロック図である。 本発明に係るテレビチューナー内の低ノイズアンプの一実施形態を示す回路ブロック図である。 本発明に係る高調波リジェクションミキサーのための局部発振器信号を供給する周波数分割器の一実施形態を示すブロック図である。 本発明に係るイメージリジェクションミキサーの一実施形態を示す回路ブロック図である。 従来のテレビチューナーの一実施形態を示すブロック図である。 １つ以上の実施形態に係るテレビチューナー内に形成可能なＬＣフィルタの周波数応答を示すグラフである。 本発明に係る方法の一実施形態を示すブロック図である。 テレビチューナー内に実装可能なＳＡＷフィルタの周波数応答を示すグラフである。 上記方法の一実施形態を示すフローチャートである。

Claims (25)

1. ＲＦ信号を受信するように構成された受信入力部と、
   上記受信入力部に結合されており、かつ、上記ＲＦ信号を、第１の動作周波数の第１の中間信号に変換するように構成されている、第１のミキサーデバイスと、
   上記第１のミキサーデバイスに結合されており、かつ、上記第１の中間信号を、第２の動作周波数の第２の中間信号に変換するように構成されている、第２のミキサーデバイスとを含んでおり、
   上記第１のミキサーデバイスおよび上記第２のミキサーデバイスの少なくとも一方は、高調波リジェクションミキサーを含んでいる、受信機。
2. フィルタデバイスをさらに含んでおり、
   上記フィルタデバイスは、通過帯域の中心周波数が上記第１の動作周波数にあり、
   上記フィルタデバイスの入力部が上記第１のミキサーデバイスに結合されており、
   上記フィルタデバイスの出力部が上記第２のミキサーデバイスに結合されている、請求項１に記載の受信機。
3. 上記第１のミキサーデバイスは、高調波リジェクションミキサーを含んでおり、
   上記第２のミキサーデバイスは、イメージリジェクションミキサーを含んでいる、請求項１に記載の受信機。
4. 上記第２のミキサーデバイスは、高調波リジェクションを備えたイメージリジェクションミキサーを含んでいる、請求項１に記載の受信機。
5. 可変周波数の第１の局部発振器信号を供給するように構成された、第１の信号源をさらに含んでおり、
   上記第１の信号源は、上記第１のミキサーデバイスに結合されている、請求項１に記載の受信機。
6. 上記第１の信号源は、３つの各局部発振器信号を供給するように構成されており、
   上記３つの各局部発振器信号の第２の信号は、上記３つの各局部発振器信号の第１の信号に対して、実質的に＋４５°の位相シフトを含んでおり、
   上記３つの局部発振器信号の第３の信号は、上記第１の信号に対して、実質的に−４５°の位相シフトを含んでいる、請求項５に記載の受信機。
7. 上記第１のミキサーデバイスは、上記第１の動作周波数での上記第１の中間信号を生成するために、上記ＲＦ信号を、上記可変周波数の上記第１の局部発振器信号と減算的に混合するように構成されている、請求項５に記載の受信機。
8. 上記第２のミキサーデバイスに結合された第２の信号源をさらに含んでおり、
   上記第２の信号源は、上記第１の動作周波数の第２の局部発振器信号を供給するように構成されている、請求項１に記載の受信機。
9. 上記第２の信号源は、３つの各局部発振器信号を供給するように構成されており、
   上記３つの各局部発振器信号の第１の信号は、上記３つの各局部発振器信号の第２の信号に対して、実質的に＋４５°の位相シフトを含んでおり、
   上記３つの各局部発振器信号の第３の信号は、上記第２の信号に対して、実質的に−４５°の位相シフトを含んでいる、請求項８に記載の受信機。
10. 上記第２の動作周波数は、ゼロ周波数である、請求項１に記載の受信機。
11. 上記第２のミキサーデバイスは、ＩＱ復調器を含んでいる、請求項１に記載の受信機。
12. 上記高調波リジェクションミキサーは、３つの各ミキサー段を含んでおり、
    上記３つの各ミキサー段は、上記高調波リジェクションミキサーの入力部にそれぞれ結合されており、かつ、互いに個別の局部発振器信号をそれぞれ受信するように構成されており、
    第３の局部発振器信号に対して、第１の局部発振器信号は、実質的に＋４５°の位相シフトを含んでおり、第２の局部発振器信号は、実質的に−４５°の位相シフトを含んでいる、請求項１に記載の受信機。
13. 入力端子に印加された受信信号を増幅するように構成された、低ノイズアンプと、
    上記低ノイズアンプに接続されて、増幅された上記受信信号をベースバンド信号に変換するように構成されたアップダウン周波数変換器とを含んだテレビチューナーであって、
    上記アップダウン周波数変換器は、
    増幅された上記受信信号をアップコンバートして、アップコンバートされた信号を出力するように構成された第１のミキサー段と、上記アップコンバートされた信号をダウンコンバートする第２のミキサー段とを含んでおり、
    当該第１のミキサー段および第２のミキサー段の少なくとも一方は、当該第１のミキサー段および第２のミキサー段の少なくとも一方に印加された局部発振器信号内の高調波部分を抑制するように構成された高調波リジェクションミキサーを含んでいる、テレビチューナー。
14. 上記アップダウン周波数変換器の上記第１のミキサー段および第２のミキサー段の少なくとも一方は、イメージリジェクションミキサーを含んでいる、請求項１３に記載のテレビチューナー。
15. 上記アップダウン周波数変換器は、上記第１のミキサー段と上記第２のミキサー段との間に配置された帯域通過フィルタをさらに含んでおり、
    上記帯域通過フィルタは、上記アップコンバートされた信号の周波数範囲内の通過帯域を有する、請求項１３に記載のテレビチューナー。
16. さらに、可変周波数の第１の局部発振器信号を上記第１のミキサー段に供給するように構成された、第１の信号源と、
    第２の局部発振器信号を上記第２のミキサー段に供給するように構成された、第２の信号源とを含んでいる、請求項１３に記載のテレビチューナー。
17. 上記高調波リジェクションミキサーを有する上記ミキサー段に結合された、信号源をさらに含んでおり、
    上記信号源は、上記高調波リジェクションミキサーに３つの各局部発振器信号を供給するように構成されており、
    当該３つの各局部発振器信号の第１の信号は、当該３つの各局部発振器信号の第２の信号に対して、実質的に＋４５°の位相シフトを含んでおり、当該３つの各局部発振器信号の第３の信号は、上記第２の信号に対して、実質的に−４５°の位相シフトを含んでいる、請求項１３に記載のテレビチューナー。
18. 上記第１のミキサー段は、高調波リジェクションミキサーを含んでおり、
    上記第２のミキサー段は、ＩＱ復調器を含んでおり、
    上記ＩＱ復調器は、第１のミキサーおよび第２のミキサーを有しており、
    上記第１のミキサーおよび第２のミキサーは、それぞれ、高調波抑圧能を有している、請求項１３に記載のテレビチューナー。
19. 上記第２のミキサー段の後段に接続された帯域通過フィルタをさらに含んでおり、
    上記帯域通過フィルタの通過帯域中心周波数は、上記第２のミキサー段によって供給される上記信号の範囲内である、請求項１３に記載のテレビチューナー。
20. ＲＦ信号を受信するように構成された一体型チューナーであって、
    ＲＦ信号を受信および増幅するように構成された入力デバイスと、
    上記入力デバイスに結合されており、かつ、増幅された上記ＲＦ信号を、第１の中間周波数の中間信号に変換するように構成された、第１の周波数変換手段と、
    上記中間信号を、第２の中間周波数のベースバンド信号に変換するように構成された、第２の周波数変換手段とを含んでおり、
    上記第１の周波数変換手および上記第２の周波数変換手段の少なくとも一方の周波数変換手段は、上記第１の周波数変換手および上記第２の周波数変換手段の少なくとも一方に印加された信号の基本周波数に対する高調波部分を抑制するように構成されている、一体型チューナー。
21. 上記第１の周波数変換手段と上記第２の周波数変換手段との間に配置された、フィルタ手段をさらに含んでおり、
    上記フィルタ手段の通過帯域の中心周波数は、上記第１の中間周波数にある、請求項２０に記載の一体型チューナー。
22. テレビ信号を受信する工程と、
    可変周波数の第１の局部発振器信号を供給する工程と、
    受信した上記テレビ信号を、第１の中間周波数にある第１の中間信号にアップコンバートする工程と、
    上記第１の中間信号をフィルタリングして、アップコンバート中に生成された不要な信号部分を抑制する工程と、
    上記第１の中間信号を、第２の中間周波数にある第２の中間信号へダウンコンバートする工程と、
    上記第１の中間信号および第２の中間信号の少なくとも一方の信号への変換中に、高調波信号部分を抑制する工程とを含む、テレビ信号の処理方法。
23. 上記第１の中間信号にアップコンバートする上記工程は、上記第１の中間周波数を有する第２の局部発振器信号を供給する工程を含む、請求項２２に記載の方法。
24. 上記第１の局部発振器信号を供給する工程は、
    上記可変周波数の第１の信号を供給する工程と、
    上記可変周波数であり、かつ、上記第１の信号に対して実質的に−４５°の位相シフトを有している、第２の信号を供給する工程と、
    上記可変周波数であり、かつ、上記第１の信号に対して実質的に＋４５°の位相シフトを有している、第３の信号を供給する工程とを含む、請求項２２に記載の方法。
25. 上記高調波信号部分を抑制する工程は、
    入力信号を、係数約１．４１で増幅して増幅入力信号を出力する工程と、
    上記増幅入力信号を、上記第１の信号を用いて変換して第１変換信号を出力する工程と、
    上記入力信号を、上記第２の信号を用いて変換して第２変換信号を出力する工程と、
    上記入力信号を、上記第３の信号を用いて変換して第３変換信号を出力する工程と、
    上記第１変換信号、上記第２変換信号および上記第３変換信号の全てを互いに加算して、上記少なくとも一方の信号を出力する工程とを含む、請求項２４に記載の方法。

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