JP4335804B2

JP4335804B2 - キャリア漏れが減少されたｒｆフロントエンド

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Publication number: JP4335804B2
Application number: JP2004524847A
Authority: JP
Inventors: エンソクソン; スン−ウクリー; ジョン−ウーリー; ジョーンバエパク; キョンゴーリー
Original assignee: ジーシーティーセミコンダクターインコーポレイテッド
Priority date: 2002-07-31
Filing date: 2003-07-28
Publication date: 2009-09-30
Anticipated expiration: 2023-07-28
Also published as: WO2004012350A1; US6850748B2; EP1527522A1; TW200412036A; JP2006500798A; AU2003254188A1; CN100438347C; KR20050056946A; HK1081744A1; US20040023624A1; CA2492860A1; CN1679244A; TWI326161B

Description

本発明は、無線通信受信機のフロントエンドに関し、より詳細には、広帯域中間周波（ＩＦ）無線受信機および直接変換無線受信機に関する。

無線トランシーバにおける無線周波（ＲＦ）フロントエンド設計は、おそらく受信機設計の最も重要な部分である。というのは、雑音指数および直線性の点におけるフロントエンドの性能が受信機の性能全体を決定するからである。無線トランシーバを実現するいくつかのアーキテクチャが存在している。２つの一般的なものは、ヘテロダインアーキテクチャと、ホモダインまたは直接変換アーキテクチャとである。

多モードおよび多帯域無線受信機の需要が成長するにつれて、直接変換無線受信機に払われる関心もまたそのように成長する。直接変換受信機は簡単に図示される構成を有するが、無線市場における直接変換受信機の実用は、それの固有の問題のために遅れている。この問題は、直流（Ｄ／Ｃ）成分オフセット雑音に関係し、この直流（Ｄ／Ｃ）成分オフセット雑音は、周波数の逆数値（１／ｆ）に比例し、かつ偶数次の歪みである。これらのうちで、ＤＣオフセット測定とＤＣオフセット補正の間には相反する条件があるために、ＤＣオフセットの問題は解決するのがより困難である。ＤＣオフセットの主な原因はキャリア漏れによる。

図１は、キャリア漏れのある関連技術直接変換受信機のブロック図を示す。局部発振器（ＬＯ）１の信号のスペクトル漏れ５または結合が、低雑音増幅器（ＬＮＡ）２の入力信号に加わる。この追加信号はＬＯ１の信号と同じ周波数成分を有するので、ミクサ３の出力にＤＣ成分を生成する。このＤＣ成分が、今度は、入力信号に加わる。関連技術の一般的な無線用途では、要求されるダイナミックレンジは、８０デシベル（ｄＢ）を超えるので、小さなオフセットの場合でも受信機の出力が飽和することがある。

ＤＣオフセットはＤＣに非常に近接しているので、平均化に基づいたオフセット相殺方法のために、ＤＣオフセットの測定プロセスを行なうには余りにも多くの時間が必要となる。また、ＤＣオフセットを相殺するための補正時間は長くなる傾向がある。高速ＤＣオフセット相殺を必要とする無線システムでは、上述の理由のために大抵の方法が実施可能でない。したがって、ＤＣオフセットを完全に無くするのではなく無視できるレベルに減少させることが、非常に望ましいかもしれない。ＤＣオフセットを減少させるためには、アンテナ４およびＬＮＡ２の入力へのキャリア漏れの量を減少させることが非常に重要である。

図２は、近年使用されている、キャリア漏れを減少する関連技術の広帯域ゼロＩＦ、ＲＦフロントエンド設計を示す。図２の完全な説明は、（特許文献１）に見出すことができる。これによって、この特許を参照して組み込む。図示の構成は、関連技術のヘテロダイン受信機に似ている。しかし、関連技術ヘテロダイン受信機と図示の設計の主な差は、中間周波数（ＩＦ）の選択である。

図３は、関連技術のスーパヘテロダイン受信機を示す。スーパヘテロダイン受信機では、像選択性とチャネル選択性の間の妥協を解決するために、ＩＦ周波数は、キャリア周波数の約１／５であるように選ばれる。ダウンコンバージョン３１の前に、像帯域の信号を阻止するために像阻止フィルタ３２が挿入される。第１のダウンコンバージョン３１の後で、狭帯域フィルタ３３が不要な信号を阻止する。

図２の設計と図３の設計の主要な差は、図２で示す設計に、チャネル選択に使用される帯域フィルタ、および像阻止フィルタが無いことである。このことは図２の回路で実施可能である。その理由は、ＩＦ周波数は非常に高いので、帯域選択を実現するように意図されたフロントエンドフィルタは像信号も阻止するのにも十分であるからである。チャネル選択は、ＩＦ帯域ではなくてベースバンドで行なわれる。高性能ベースバンド回路を使用するとき、図２に示す回路で行なわれるような広帯域ＩＦ変換の性能劣化は、無視できるほどになる。

広帯域ゼロＩＦ受信機では、２つの局部発振器周波数２１および２２の和は元のキャリア周波数２３に等しい。信号増幅がベースバンドで行なわれるときはいつでも、低ＤＣオフセットを生じさせるために、ＲＦフロントエンドの注意深い設計が要求される。それは、交流（ＡＣ）結合またはそれと同等なものが、長い整定時定数のために、言われているほどでないからである。最も重要なＤＣオフセット源はキャリア漏れである。

ここで図１を参照して、キャリア周波数に対して分数調波関係にある信号があるときキャリア漏れは避けられない。例えば、図２に示すように、１／４分周回路２３で生成された第２のＬＯ信号２２の第５高調波周波数は、所望のキャリア周波数と同じ周波数である。したがって、第２のＬＯ信号２２のアンテナ引込み口（図示しない）への漏れは、ミクサ２４出力にＤＣオフセットを生じさせる。この簡単な観察は、ＤＣオフセットを生成しないようにするために、ＬＯ信号の全ての高調波または分数調波がキャリア信号と異なるべきであることを示す。

どんなＲＦフロントエンドの実現でも信号分離は完全ではないので、電磁放射、基板結合、および寄生結合を通してスペクトル漏れが発生する。関連技術の実施では、このスペクトル結合は、キャリア周波数と同じ周波数を有するＬＯ信号の高調波成分によって合成され、それによって、ダウンコンバージョンミクサ出力にＤＣオフセット成分を生成する。このことは関連技術の実現では起こる。というのは、設計は、１／Ｎ分周回路を使用して、ＲＦキャリア周波数の信号を生成する電圧制御発振器（ＶＣＯ）からミキシング周波数の各々を発生させるからである。この設計でＮは整数であるので、ミキシングされるＲＦキャリアと同じ周波数を有する高調波が、必然的にダウンコンバータで生成される。

追加または代替の細部、特徴および／または技術的背景の適切な教示に適切である限りで、上述の文献を参照して本明細書に組み込む。

米国特許第５，７６１，６１５号明細書米国特許第６，３１３，６８８号明細書

本発明の目的は、少なくとも上述の問題および／または不利点を解決し、かつ少なくとも以下で述べる有利点を提供することである。

したがって、本発明の目的は、キャリア漏れを減少させる無線周波（ＲＦ）フロントエンドを提供することである。

本発明の他の目的は、ミクサ出力でのＤＣオフセットを減少するＲＦフロントエンドを提供することである。

本発明のなお他の目的は、高集積化無線受信機で使用するためのＲＦフロントエンドを提供することである。

本発明のさらに他の目的は、ＲＦフロントエンドでＬＯ信号を生成するための分数分周器またはその同等物を提供することである。

本発明のさらに他の目的は、ＲＦフロントエンドで分数分周器を使用して、ＲＦキャリアに対して高調波関係にある周波数成分のダウンコンバータによる生成を無くすることである。

本発明の目的は、入力信号周波数を所定の値で割って出力信号周波数を生成する周波数分周器と、この出力信号周波数をキャリア信号周波数とミキシングして、出力信号周波数とキャリア信号周波数の差に実質的に等しい変換された信号周波数を生成する周波数ミクサとを含んだ周波数変換器によって、全体的または部分的に実現することができる。所定の値および入力信号周波数は、キャリア信号周波数が出力信号周波数の整数倍数と実質的に同値でないように選択される。

さらに、本発明の目的は、各々Ｎ番目の入力信号周波数をＮ番目の値で割ってＮ番目の出力信号周波数を生成するＮ個の周波数分周器と、各々そのＮ個の出力信号周波数の別個の対応する１つをＮ個の対応するキャリア信号周波数の別個の１つとミキシングして、Ｎ番目の出力信号周波数とＮ番目のキャリア信号周波数の差に実質的に等しいＮ番目の変換された信号周波数を生成するＮ個の周波数ミクサとを含んだ周波数変換器によって、全体的または部分的に実現することができる。Ｎは１よりも大きな整数であり、さらに、Ｎ番目の値および対応するＮ番目の入力信号周波数は、Ｎ番目のキャリア信号周波数がＮ番目の出力信号周波数の整数倍数と実質的に同値でないように選択される。

さらに、本発明の目的は、入力信号周波数を所定の値で割って出力信号周波数を生成すること、および、出力信号周波数をキャリア信号周波数とミキシングして、出力信号周波数とキャリア信号周波数の差に実質的に等しい変換された信号周波数を生成することを含んだ周波数変換の方法によって、全体的または部分的に実現することができる。所定の値および入力信号周波数は、キャリア信号周波数が出力信号周波数の整数倍数と実質的に同値でないように選択される。

さらに、本発明の目的は、Ｎ個の入力信号周波数の各々を対応するＮ番目の値で割って対応するＮ番目の出力信号周波数を生成すること、および、Ｎ個の出力信号周波数の各々をＮ個の対応するキャリア信号周波数の別個の１つとミキシングして、Ｎ番目の出力信号周波数とＮ番目のキャリア信号周波数の差に実質的に等しいＮ番目の変換された信号周波数を生成することを含んだ周波数変換の方法によって、全体的または部分的に実現することができる。Ｎは１よりも大きな整数であり、さらに、Ｎ番目の値および対応するＮ番目の入力信号周波数は、Ｎ番目のキャリア信号周波数がＮ番目の出力信号周波数の整数倍数と実質的に同値でないように選択される。

さらに、本発明の目的は、周波数変換器であって、各々Ｎ番目の入力信号周波数をＮ番目の値で割ってＮ番目の出力信号周波数を生成するＮ個の周波数分周器、および、各々Ｎ個の出力信号周波数の別個の対応する１つをＮ個の対応するキャリア信号周波数の別個の１つとミキシングして、Ｎ番目の出力信号周波数とＮ番目のキャリア信号周波数の差に実質的に等しいＮ番目の変換された信号周波数を生成するＮ個の周波数ミクサを備え、Ｎは１よりも大きな整数であり、さらに、Ｎ番目の値および対応するＮ番目の入力信号周波数は、Ｎ番目のキャリア信号周波数がＮ番目の出力信号周波数の整数倍数と実質的に同値でないように選択されるものである周波数変換器と、最高値の入力信号周波数に等しい周波数を有する被選択信号を含んで信号を受け取るアンテナと、受け取られた被選択信号をフィルタ処理するアンテナに結合されたＲＦフィルタと、フィルタ処理された被選択信号を増幅するＲＦフィルタに結合された利得を有する低雑音増幅器と、低雑音増幅器から受け取られた信号をフィルタ処理する像阻止フィルタと含み、Ｎ個の周波数ミクサは最高値の入力信号周波数を有する被選択信号をベースバンド信号に変換するものであり、さらに、ベースバンド信号をディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換ユニットと、ディジタル信号を受け取る離散時間信号処理ユニットとを含んだ通信システムによって、全体的または部分的に実現することができる。

本発明の他の有利点、目的、および特徴は、以下の説明で一部が明らかになり、さらに、一部は、下記のものを考察するときに当業者に明らかになり、または本発明の実施から学ぶことができる。本発明の目的および有利点は、添付の特許請求の範囲に特に指摘するように実現し達成することができる。

本発明は、以下の図面を参照して詳細に説明する。この図面では、同様な参照数字は同様な要素を参照する。

ここで本発明の好ましい実施例を詳細に参照し、その実施例の例を添付の図面に示す。

図４は、ＤＳオフセットを減少するか、または無くするＲＦフロントエンドの第１の好ましい実施例を示す。アンテナ４０１は、受信無線周波（ＲＦ）信号をＲＦ帯域フィルタ（ＢＰＦ）４０２に供給する。ＲＦＢＰＦ４０２は、受信ＲＦ信号をフィルタ処理して、低雑音増幅器（ＬＮＡ）４０３に送られる意図された通過帯域以外の周波数成分のスペクトルエネルギーを減少させるか、または最小限にする。ＬＮＡ４０３は、キャリア周波数の近くに中心を置く通過帯域信号を増幅する。ＬＮＡ４０３は、この通過帯域信号をＲＦＢＰＦ４０２から受け取り、増幅された信号を随意の像阻止フィルタ４０４に送る。像阻止フィルタ４０４は、ＬＮＡ４０３から受け取った像信号のスペクトルエネルギーを最小限にし、そのフィルタ処理された信号を同相の第１のミクサ４０５と直角位相の第１のミクサ４０６の両方に送る。可変周波数局部発振器（ＬＯ）４０８が、第１の分周器４０７に第１のミキシング周波数４１７の倍数を供給する。第１の分周器４０７は、ＬＯ４０８から受け取った信号の周波数を好ましくは２で割り、結果として得られた信号を第１のミキシング周波数４１７として第１のミクサ４０５、４０６および２個の第２の分周器４１１、４１２に供給する。第１のミクサ４０５、４０６は、随意の像阻止フィルタ４０４から、または像阻止フィルタが回路に含まれていない場合にはＬＮＡ４０３から受け取った信号を、第１のミキシング周波数４１７とミキシングして、それぞれ同相ＩＦ信号および直角位相ＩＦ信号を生成する。同相ＩＦ信号は、直接か、または随意の増幅段またはフィルタ処理段４０９で増幅またはフィルタ処理された後かのどちらかで、第２のミクサ４１３に供給される。同様に、直角位相ＩＦ信号は、直接か、または随意の増幅段またはフィルタ処理段４１０で増幅またはフィルタ処理された後かどちらかで、第２のミクサ４１４に供給される。第２の分周器４１１、４１２は、第１のミキシング周波数を３／２で割り、その商を第２のミキシング周波数４１８としてそれぞれ第２のミクサ４１３、４１４に供給する。第２のミクサ４１３は、第２のミキシング周波数４１８を第１のミクサ４０５から直接または間接に受け取った同相ＩＦ信号とミキシングする。第２のミクサ４１３で生成された信号積は同相ベースバンド信号４１５である。同様に、第２のミクサ４１４は、第２のミキシング周波数４１８を第１のミクサ４０６から直接または間接に受け取った同相ＩＦ信号とミキシングする。第２のミクサ４１４で生成された信号積は直角位相ベースバンド信号４１６である。

図４の回路構成は、図２に示す広帯域中間周波（ＩＦ）配列と似ているが、ＬＯ周波数の配分が違っている。図４の回路で生成される高調波および分数調波の全ては、所望のキャリア周波数とは違っている。このようにして、ミクサ出力にＤＣオフセットを生成するダウンコンバートされたミキシング項はない。所望のキャリア周波数は、次の一般式に従って合成されるかもしれない。

式１で、ｆ_ｃは所望のキャリア周波数であり、ｉ番目のＮ_ｉ／Ｍ_ｉの各々はｉ番目のダウンコンバートミクサに供給されるミキシング周波数である。

次の要求を満たす項Ｎ_ｉ／Ｍ_ｉの任意の組合せが、ミキシング周波数を特定しこれによって第１の分周器４０７および第２の分周器４１１、４１２の除数値を特定するための解になる。制約は、選択されたＮｉ／Ｍｉの可能な整数倍数（すなわち、ｋ＊Ｎｉ／Ｍｉ、ｋは任意の整数値）がどれも所望のキャリア周波数ｆ_ｃに等しい積を生成しないかもしれないことである。言い換えると、全てのＬＯ信号の高調波がキャリア周波数と異なるはずである。

本発明に従った好ましい実施例と図２の関連技術回路の主な差は、本発明によればＮｉ／Ｍｉのどの高調波または分数調波もｆ_ｃに等しくないことである。図２に示す関連技術の回路は、上の条件を満たすことができない。というのは、第２のＬＯ信号の第５高調波はキャリア周波数と同じであるからである。したがって、本発明に従った好ましい実施例では、ミキシング積は高い周波数を有するので、アンテナ引込み口へのどのようなスペクトル漏れもＤＣオフセットに寄与しない。

式１の考察で、特定の要求を満たしながら、ＲＦフロントエンドで使用されるミキシング周波数の組合せについて多数の解を考案できることが明らかになる。図４は、本発明のそのような特徴を維持する多くの可能な実現のうちの１つだけを示す。図４では、キャリア周波数は次式によって生成される。

式２では、ＬＯ周波数ｆ_ＬＯは、所望のキャリア周波数ｆ_ｃと分数被乗数６／５の積として選ばれる。したがって、第１の分周器４０７は、ｆ_ＬＯを２で割るために選ばれ、第２の分周器４１１、４１２は第１のミキシング周波数を３／２で割るために選ばれる。式２と図４の間の対応を表す別の方法を述べると、第１の分周器４０７はｆ_ＬＯに１／２を掛けるために選ばれ、第２の分周器４１１、４１２は、１／２とｆ_ＬＯの積に２／３を掛けるために選ばれる。ミキシング周波数Ｎｉ／Ｍｉ（すなわち、６／１０＊ｆ_ｃおよび４／１０＊ｆ_ｃ）のどの整数倍数も所望のキャリア周波数ｆ_ｃに等しい積を生成しないことに注目されたい。

最も最新の通信受信機は、同相ベースバンド信号と直角位相ベースバンド信号の両方の回復を必要とする。したがって、ＬＯ４０８は、同相ミキシング周波数と直角位相ミキシング周波数の両方を供給すべきである。同相と直角位相の両方のミキシング信号を単一ＬＯで生成する２つのよく知られている方法は、位相シフタか１／２分周回路かのどちらかを利用する。１／２分周回路の場合に位相精度がより優れているが、ＬＯはミキシング周波数の２倍で動作しなければならない。図４は、直角位相ＬＯ信号を生成するために、１／２分周回路を利用する多くの可能な実現のうちの１つだけを示す。他の可能な実現を図５に示す。

図５は、本発明のＲＦフロントエンドの第２の好ましい実施例を示す。アンテナ５０１は、受信無線周波（ＲＦ）信号をＲＦ帯域フィルタ（ＢＰＦ）５０２に供給する。ＲＦＢＰＦ５０２は、受信ＲＦ信号をフィルタ処理して、低雑音増幅器（ＬＮＡ）５０３に送られる意図された通過帯域以外の周波数成分のスペクトルエネルギーを最小限にするか、または減少させる。ＬＮＡ５０３は、キャリア周波数の近くに中心を置く通過帯域信号を増幅する。ＬＮＡ５０３は、この通過帯域信号をＲＦＢＰＦ５０２から受け取り、増幅された信号を随意の像阻止フィルタ５０４に送る。像阻止フィルタ５０４は、ＬＮＡ５０３から受け取った像信号のスペクトルエネルギーを最小限にするかまたは減少させ、そのフィルタ処理された信号を同相の第１のミクサ５０５と直角位相の第１のミクサ５０６の両方に送る。可変周波数局部発振器（ＬＯ）５０８は、第１の分周器５０７および第２の分周器５１１にそれぞれ第１および第２のミキシング周波数５１７および５１８の倍数を供給する。第１の分周器５０７は、ＬＯ５０８から受け取った信号の周波数を２で割り、好ましくは結果として得られた信号を第１のミクサ５０５、５０６に供給する。第１のミクサ５０５、５０６は、随意の像阻止フィルタ５０４から、または像阻止フィルタが回路に含まれていない場合にはＬＮＡ５０３から受け取った信号を、第１のミキシング周波数５１７とミキシングして、それぞれ同相ＩＦ信号および直角位相ＩＦ信号を生成する。

同相ＩＦ信号は、直接か、または随意の増幅段またはフィルタ段５０９で増幅またはフィルタ処理された後かのどちらかで、第２のミクサ５１３に供給される。同様に、直角位相ＩＦ信号は、直接か、または随意の増幅段またはフィルタ段５１０で増幅またはフィルタ処理された後かのどちらかで、第２のミクサ５１４に供給される。第２の分周器５１１は、第１のミキシング周波数を３で割り、その商を第２のミキシング周波数としてそれぞれ第２のミクサ５１３、５１４に供給する。第２のミクサ５１３は、第２のミキシング周波数５１８を第１のミクサ５０５から直接または間接に受け取った同相ＩＦ信号とミキシングする。第２のミクサ５１３で生成された信号積は同相ベースバンド信号５１５である。同様に、第２のミクサ５１４は、第２のミキシング周波数５１８を第１のミクサ５０６から直接または間接に受け取った同相ＩＦ信号とミキシングする。第２のミクサ５１４で生成された信号積は直角位相ベースバンド信号５１６である。

上の式１を使用して、図５のキャリア周波数生成は、式３で表すことができる。

式３において、ＬＯ周波数ｆ_ＬＯは、所望のキャリア周波数ｆ_ｃと分数被乗数６／５の積として選ばれる。したがって、第１の分周器５０７は、ｆ_ＬＯを２で割るために選ばれ、第２の分周器５１１はＦ_ＬＯを３で割るために選ばれる。別の方法で述べると、第１の分周器５０７はｆ_ＬＯに１／２を掛けるために選ばれ、第２の分周器５１１は、ｆ_ＬＯに１／３を掛けるために選ばれる。ミキシング周波数Ｎ_ｉ／Ｍ_ｉ（すなわち、３／５＊ｆ_ｃおよび２／５＊ｆ_ｃ）のどの整数倍数も所望のキャリア周波数ｆ_ｃに等しい積を生成しないことに注目されたい。第２の好ましい実施例では、局部発振器の周波数は所望のキャリア周波数の６／５であるので、図４の分数分周器が後に続く１／２分周器は、図５に示すように１／３分周回路に取り替えることができる。

式１のＬＯ信号生成の一般式を参照して、ダウンコンバージョン段の数は、式１で一緒に合計される添え字ｉで識別される項の数に等しい。好ましい実施例のある特定の構造は、図２に示す広帯域ゼロＩＦ、ＲＦフロントエンドに似ているので、像阻止のために適切なフィルタ処理段が信号経路中に好ましい。スーパヘテロダイン受信機と違って、所望帯域と像帯域の間の周波数差は大きく、したがって、本発明では、この目的のために、好ましくは簡単な低域または帯域フィルタを使用することができる。さらに、２つの隣り合うダウンコンバージョン段の間に適切な利得段を挿入して、雑音指数の悪化を軽減することができる。この設計の考慮すべきことは、また、より適切に理解するために図４および図５に示す。例えば、図４に示す回路では、利得段４０９が第１のミクサ４０５と第２のミクサ４１３の間の信号経路に挿入され、さらに利得段４１０が第１のミクサ４０６と第２のミクサ４１４の間の信号経路に挿入される。同様に、図５で示す回路では、利得段５０９が第１のミクサ５０５と第２のミクサ５１３の間の信号経路に挿入され、さらに利得段５１０が第１のミクサ５０６と第２のミクサ５１４の間の信号経路に挿入される。

（特許文献２）に記載される多相ミクサで行なわれる周波数変換と同じように、本発明は、多相ミクサを使用する単一段ダウンコンバータを利用することができる。この米国特許は、このようにして参照して組み込む。図６は、積重ねスイッチを有する単一ダウンコンバージョン段を使用する本発明の好ましい実施例を示す。

図６に示すように、アンテナ６０１は、受信無線周波（ＲＦ）信号をＲＦ帯域フィルタ（ＢＰＦ）６０２に供給する。ＲＦＢＰＦ６０２は、受信ＲＦ信号をフィルタ処理して、低雑音増幅器（ＬＮＡ）６０３に送られる意図された通過帯域以外の周波数成分のスペクトルエネルギーを最小限にするか、または減少させる。ＬＮＡ６０３は、キャリア周波数の近くに中心を置く通過帯域信号を増幅する。ＬＮＡ６０３は、この通過帯域信号をＲＦＢＰＦ６０２から受け取り、増幅された信号を随意の像阻止フィルタ６０４に送る。像阻止フィルタ６０４は、ＬＮＡ６０３から受け取った像信号のスペクトルエネルギーを最小限にするかまたは減少させ、そのフィルタ処理された信号を同相のミクサ６０５と直角位相のミクサ６０６の両方に送る。可変周波数局部発振器（ＬＯ）６０８は、好ましくは、第１および第２のミキシング周波数６１７および６１８の倍数をそれぞれ第１の分周器６０７および第２の分周器６１１に供給する。第１の分周器６０７は、ＬＯ６０８から受け取った信号の周波数を２で割り、結果として得られた信号を第１のミキシング周波数６１７としてミクサ６０５、６０６に供給する。同様に、第２の分周器６１１は、ＬＯ６０８から受け取った信号の周波数を３で割り、結果として得られた信号を第２のミキシング周波数６１８としてミクサ６０５、６０６に供給する。

ミクサ６０５、６０６各々は、好ましくは、ミクサ負荷６２０、２つの積重ねスイッチ６２１および６２２、およびトランジスタ６２３を含む。積重ねスイッチ６２１、６２２は、好ましくは、ミクサ負荷６２０およびトランジスタ６２３と並列に接続される。ミクサ負荷６２０は、電圧源を通してトランジスタ６２３と直列に接続される。他のミクサ構成は、本発明に従った好ましい実施例で使用することができ、また、上で言及した文献で教示されるものを含んで、当業者によく知られている。

好ましくは、積重ねスイッチ６２１、６２２は、直列に接続された２つのＭＯＳＦＥＴトランジスタで形成され、各積重ねスイッチ６２１、６２２の一方のトランジスタのドレインはミクサ負荷６２０に接続され、そして各積重ねスイッチ６２１、６２２の他方のトランジスタのソースがトランジスタ６２３に接続されている。各積重ねスイッチ６２１、６２２の直列接続トランジスタを形成する一方のトランジスタのゲートが、切換え動作を調整するための第１のミキシング周波数６１７を受け取る。各積重ねスイッチ６２１、６２２の直列接続トランジスタを形成する他方のトランジスタのゲートは、切換え動作を調整するための第２のミキシング周波数６１８を受け取る。しかし、積重ねスイッチ６２１は、好ましくは、積重ねスイッチ６２２で同時に受け取られる第１および第２のミキシング周波数６１７、６１８に対して１８０度位相反転した第１および第２のミキシング周波数６１７、６１８を受け取る。

好ましくは、トランジスタ６２３は同じくＭＯＳＦＥＴであり、両方の積重ねスイッチ６２１、６２２に接続されたドレイン、および電圧源の一方の電位に接続されたソースを有する。電圧源の他方の電位は、ミクサ負荷６２０に直列接続されている。トランジスタ６２３のゲートは、随意の像阻止フィルタ６４０から、または像阻止フィルタが回路に含まれない場合にはＬＮＡ６０３からＲＦ信号を受け取る。このＲＦ信号は、トランジスタ６２３の切換え動作を調整する。ミクサ６０５、６０６は、第１と第２のミキシング周波数６１７、６１８の両方をＲＦ信号とミキシングして、それぞれ同相ベースバンド信号６１５および直角位相ベースバンド信号６１６を生成する。

上の式１を使用して、図６のキャリア周波数生成を式４で表すことができる。この式は、前に説明した式３と全く同じである。

式４において、ＬＯ周波数ｆ_ＬＯは、所望のキャリア周波数ｆ_ｃと分数被乗数６／５の積として選択される。したがって、第１の分周器６０７は、ｆ_ＬＯを２で割るように選択され、第２の分周器６１１はＦ_ＬＯを３で割るように選択される。他の方法で述べると、第１の分周器６０７はｆ_ＬＯに１／２を掛けるように選択され、第２の分周器６１１は、ｆ_ＬＯに１／３を掛けるように選択される。ミキシング周波数Ｎ_ｉ／Ｍ_ｉ（すなわち、３／５＊ｆ_ｃおよび２／５＊ｆ_ｃ）のどの整数倍数も所望のキャリア周波数ｆ_ｃに等しい積を生成しないことに注目されたい。

図５で示す回路に関する場合のように、図６で示す回路は、また、キャリア周波数に直接関係した高調波またはスペクトル漏れを全く有しない。したがって、この実施例もまた、ＤＣオフセットを有しない。信号経路にただ１つのダウンコンバージョン段があるので、ハードウェアの複雑さは、図５に示すものからさらに減少する。

表１は、ＤＣオフセットを無くするように本発明に従って使用することができるＬＯ信号の他のいくつかの組合せを列挙する。表の用語Ｆ_ＬＯｉはｉ番目のミキシング周波数を指す（ここで、ｉ＝１、２、．．．）。表１のＬＯ周波数の組合せは、図４および５に示すもののような多段ミクサ、または図６に示すもののような単一段多相ミクサで使用することができる。回路実現は、複数のＬＯ信号を生成するために、分数分周器か整数分周器かのどちらかを使用することができ、またＬＯの位相は、同相信号および直角位相信号のために調整することができる。さらに、いくつかの分周器を有する単一ＶＣＯを、全ての要求されるＬＯ信号を生成するために使用することができる。

本発明は、セルラーシステムおよび無線ＬＡＮシステムを含んだどのような種類の無線通信受信機でもＲＦフロントエンドに応用することができる。本発明はキャリア漏れおよびＤＣオフセットの減少に対処するので、広帯域ＩＦおよび直接変換無線受信機に特に適している。

前述の実施例および有利点は、単に例示に過ぎず、本発明を制限するものとして解釈すべきでない。本教示は、他の型の装置に容易に応用することができる。本発明の説明は、例示であり、特許請求の範囲を制限する意図でない。多くの代替物、修正物および変形物が当業者には明らかになるであろう。特許請求の範囲では、手段に機能を加えた項は、列挙された機能を行なうものとして本明細書で説明された構造および構造上の同等物だけでなく同等な構造も含む意図である。

キャリア漏れのある関連技術の直接変換無線受信機を示すブロック図である。関連技術の広帯域ゼロＩＦ、ＲＦフロントエンドを示す図である。関連技術のスーパヘテロダイン受信機を示す図である。ＤＣオフセットを減少した本発明のＲＦフロントエンドの好ましい実施例を示す図である。本発明のＲＦフロントエンドの他の好ましい実施例を示す図である。単一ダウンコンバージョン段を有する本発明のＲＦフロントエンドの第３の好ましい実施例を示す図である。

Claims

周波数変換器であって、
入力信号周波数を所定の値で割って出力信号周波数を生成する周波数分周器と、
前記出力信号周波数をキャリア信号周波数とミキシングして、前記出力信号周波数と前記キャリア信号周波数の差に実質的に等しい変換された信号周波数を生成する複数のミクサであって、前記所定の値および前記入力信号周波数は、前記キャリア信号周波数が前記出力信号周波数の整数倍数と実質的に同値でないように選択されるものである複数のミクサと、
各々前記入力信号周波数を所定の値で割ってＮ個の出力信号周波数を生成するＮ個の周波数分周器であって、Ｎが１よりも大きな整数であり、かつ前記Ｎ個の出力信号周波数の和が前記キャリア信号周波数に実質的に等しいものであるＮ個の周波数分周器と、
前記入力信号周波数を生成する発振器と
を具え、
前記複数のミクサは、前記Ｎ個の出力信号周波数を前記キャリア信号周波数と同時に結合して、前記キャリア信号周波数をベースバンド信号周波数に変換することを特徴とする周波数変換器。
前記入力信号周波数は、前記キャリア信号周波数に仮分数を掛けたものと実質的に同値であることを特徴とする請求項１記載の周波数変換器。
周波数変換器であって、
各々Ｎ番目の入力信号周波数をＮ番目の値で割ってＮ番目の出力信号周波数を生成するＮ個の周波数分周器と、
各々前記Ｎ個の出力信号周波数の別個の対応する１つをＮ個の対応するキャリア信号周波数の別個の１つとミキシングして、前記Ｎ番目の出力信号周波数と前記Ｎ番目のキャリア信号周波数の差に実質的に等しいＮ番目の変換された信号周波数を生成するＮ個の周波数ミクサと
を具え、
Ｎは１よりも大きな整数であり、
前記Ｎ番目の値および前記対応するＮ番目の入力信号周波数は、前記Ｎ番目のキャリア信号周波数が前記Ｎ番目の出力信号周波数の整数倍数と実質的に同値でないように選択されるものであり、前記Ｎ番目の出力信号周波数の複数の各々は、前記Ｎ番目の出力信号周波数の前記各々の全ての高調波が前記キャリア周波数と異なるように生成されることを特徴とする周波数変換器。
前記Ｎ番目の値および前記対応するＮ番目の入力信号周波数は、前記Ｎ個のキャリア信号周波数のどれもが前記Ｎ個の出力信号周波数のどれの整数倍数とも実質的に同値でないように、選択されることを特徴とする請求項３記載の周波数変換器。
前記Ｎ個の入力信号周波数は、実質的に同じ周波数を有することを特徴とする請求項３記載の周波数変換器。
Ｍ番目の出力信号周波数が、前記対応するＭ＋１番目の周波数分周器へのＭ＋１番目の入力信号周波数として用いられ、
ＭはＮ−１に等しい整数値であることを特徴とする請求項３記載の周波数変換器。
各Ｍ番目の出力信号周波数が、前記対応するＭ＋１番目の周波数分周器へのＭ＋１番目の入力信号周波数として用いられ、
Ｍは１よりも大きくＮよりも小さな整数値であることを特徴とする請求項３記載の周波数変換器。
前記Ｎ個の出力信号周波数の和が、最高値のキャリア信号周波数に実質的に等しいことを特徴とする請求項７記載の周波数変換器。
最高値の入力信号周波数を生成する発振器をさらに具え、
前記最高値の入力信号周波数が、最高値のキャリア信号周波数に仮分数を掛けたものと実質的に同値であることを特徴とする請求項３記載の周波数変換器。
前記仮分数が、６／５、８／７、または１０／９であることを特徴とする請求項９記載の周波数変換器。
周波数変換の方法であって、
入力信号周波数を所定の値で割って出力信号周波数を生成するステップと、
前記出力信号周波数をキャリア信号周波数とミキシングして、前記出力信号周波数と前記キャリア信号周波数の差に実質的に等しい変換された信号周波数を生成するステップであって、前記所定の値および前記入力信号周波数は、前記キャリア信号周波数が前記出力信号周波数の整数倍数と実質的に同値でないように選択されるステップと、
前記入力信号周波数を所定の値で割ってＮ個の出力信号周波数を生成するステップであって、Ｎが１よりも大きな整数であり、前記Ｎ個の出力信号周波数の和が前記キャリア信号周波数に実質的に等しいものであるステップと、
単一ミクサで前記Ｎ個の出力信号周波数を前記キャリア信号周波数とミキシングして、
前記キャリア信号周波数をベースバンド信号周波数に変換するステップと
を具えたことを特徴とする方法。
前記入力信号周波数を発振器で生成するステップをさらに具え、
前記発振器で生成される前記入力信号周波数は、前記キャリア信号周波数に仮分数を掛けたものと実質的に同値であることを特徴とする請求項１１記載の方法。
周波数変換の方法であって、
Ｎ個の入力信号周波数の各々を対応するＮ番目の値で割って、対応するＮ番目の出力信号周波数を生成するステップと、
前記Ｎ個の出力信号周波数の各々をＮ個の対応するキャリア信号周波数の別個の１つとミキシングして、前記Ｎ番目の出力信号周波数と前記Ｎ番目のキャリア信号周波数の差に実質的に等しいＮ番目の変換された信号周波数を生成するステップと
を具え、
Ｎが１よりも大きな整数であり、
前記Ｎ番目の値および前記対応するＮ番目の入力信号周波数は、前記Ｎ番目のキャリア信号周波数が前記Ｎ番目の出力信号周波数の整数倍数と実質的に同値でないように選択され、
前記複数のＮ個の出力信号周波数の前記各々は、前記複数のＮ個の出力信号周波数の全ての高調波が前記キャリア周波数と異なるように生成されることを特徴とする周波数変換の方法。
前記Ｎ番目の値および前記対応するＮ番目の入力信号周波数は、前記Ｎ個のキャリア信号周波数のどれもが前記Ｎ個の出力信号周波数のどれの整数倍数とも実質的に同値でないように、選択されることを特徴とする請求項１３記載の方法。
前記Ｎ個の入力信号周波数は、実質的に同じ周波数を有することを特徴とする請求項１４記載の方法。
前記Ｎ個の出力信号周波数の和は、最高値のキャリア信号周波数に実質的に等しいことを特徴とする請求項１５記載の方法。
Ｍ番目の出力信号周波数をＭ＋１番目の周波数分周器にＭ＋１番目の入力信号周波数として与えるステップをさらに具え、
前記Ｍ＋１番目の周波数分周器は、前記Ｍ＋１番目の入力信号周波数を前記対応するＮ番目の値で割って、前記対応するＭ＋１番目の出力信号周波数を生成し、
ＭはＮ−１に等しい整数値であることを特徴とする請求項１３記載の方法。
各Ｍ番目の出力信号周波数をＭ＋１番目の周波数分周器にＭ＋１番目の入力信号周波数として与えるステップをさらに具え、
各Ｍ＋１番目の周波数分周器は、前記Ｍ＋１番目の入力信号周波数を前記対応するＮ番目の値で割って、前記対応するＭ＋１番目の出力信号周波数を生成し、
Ｍは１よりも大きくＮよりも小さな整数値であることを特徴とする請求項１３記載の方法。
最高値の入力信号周波数を生成するステップをさらに具え、
前記最高値の入力信号周波数は、最高値のキャリア信号周波数に仮分数を掛けたものと実質的に同値であることを特徴とする請求項１３記載の方法。
前記仮分数が、６／５、８／７、または１０／９であることを特徴とする請求項１９記載の方法。
周波数変換器と、
該周波数変換器は、
各々Ｎ番目の入力信号周波数をＮ番目の値で割ってＮ番目の出力信号周波数を生成するＮ個の周波数分周器と、
各々前記Ｎ個の出力信号周波数の別個の対応する１つをＮ個の対応するキャリア信号周波数の別個の１つとミキシングして、前記Ｎ番目の出力信号周波数と前記Ｎ番目のキャリア信号周波数の差に実質的に等しいＮ番目の変換された信号周波数を生成するＮ個の周波数ミクサとを具え、
Ｎは１よりも大きな整数であり、
前記Ｎ番目の値および前記対応するＮ番目の入力信号周波数は、前記Ｎ番目のキャリア信号周波数が前記Ｎ番目の出力信号周波数の整数倍数と実質的に同値でないように選択され、前記複数の前記Ｎ番目の出力信号周波数の各々が、前記Ｎ番目の出力信号周波数の前記各々の全ての高調波が前記キャリア周波数と異なるように生成される周波数変換器と、
最高値の入力信号周波数に等しい周波数を有する選択された被選択信号を含んだ信号を受け取るアンテナと、
前記受け取られた被選択信号をフィルタ処理する前記アンテナに結合されたＲＦフィルタと、
前記フィルタ処理された被選択信号を増幅する、前記ＲＦフィルタに結合された利得を有する低雑音増幅器と、
前記低雑音増幅器から受け取られた信号をフィルタ処理する像阻止フィルタと、
該像阻止フィルタは、前記Ｎ個の周波数ミクサは、前記最高値の入力信号周波数を有する前記被選択信号をベースバンド信号に変換するものであり、
前記ベースバンド信号をディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換ユニットと、
前記ディジタル信号を受け取る離散時間信号処理ユニットと
を具えたことを特徴とする通信システム。
信号を復調する方法であって、
第１および第２の発振器信号を生成するように入力信号を割るステップと、
キャリア周波数で受け取られた信号を前記第１の発振器信号とミキシングして中間周波信号を生成するステップと、
前記中間周波信号を前記第２の発振器信号とミキシングするステップと
を具え、前記第１および第２の発振器信号は、前記第１および第２の発振器信号の全ての高調波が前記キャリア周波数と異なるように生成されることを特徴とする方法。
前記生成するステップは、
基準周波数を第１の値で割って前記第１の発振器信号を生成するステップと、
前記第１の発振器信号を第２の値で割って前記第２の発振器信号を生成するステップとを含み、前記第１の値および前記第２の値は、前記第１の発振器信号と前記第２の発振器信号の和が、前記キャリア周波数に少なくとも実質的に等しいように選択されることを特徴とする請求項２２記載の方法。
信号を復調する方法であって、
第１および第２の発振器信号を生成するステップと、
キャリア周波数で受け取られた信号を前記第１および第２の発振器信号と単一ミクサで同時にミキシングしてベースバンド信号を生成するステップと
を具え、
前記第１および第２の発振器信号は、前記第１および第２の発振器信号の全ての高調波が前記キャリア周波数と異なるように生成されることを特徴とする方法。
前記生成するステップは、
基準周波数を第１の値で割って前記第１の発振器信号を生成するステップと、
前記基準周波数を第２の値で割って前記第２の発振器信号を生成するステップとを含み、前記第１の値および前記第２の値は、前記第１の発振器信号と前記第２の発振器信号の和が前記キャリア周波数に少なくとも実質的に等しいように選択されることを特徴とする請求項２４記載の方法。
信号復調を行なう発振器信号を生成する方法であって、
第１の発振器信号を生成するステップと、
第２の発振器信号を生成するステップと
を具え、
前記第１および第２の発振器信号は、前記第１および第２の発振器信号の全ての高調波が受け取られた信号のキャリア周波数と異なるように生成され、
基準周波数を第１の値で割って前記第１の発振器信号を生成するステップと、
前記第１の発振器信号を第２の値で割って前記第２の発振器信号を生成するステップとをさらに具え、
前記第１の値および前記第２の値は、前記第１の発振器信号と前記第２の発振器信号の和が前記キャリア周波数に少なくとも実質的に等しいように選択されることを特徴とする方法。
前記第１の発振器信号および前記第２の発振器信号が、前記キャリア周波数の前記受け取られた信号と同時にミキシングされることを特徴とする請求項２６記載の方法。
周波数変換器であって、
各々Ｎ番目の入力信号周波数をＮ番目の値で割ってＮ番目の出力信号周波数を生成するＮ個の周波数分周器と、
各々前記Ｎ個の出力信号周波数の別個の対応する１つをＮ個の対応するキャリア信号周波数の別個の１つとミキシングして、前記Ｎ番目の出力信号周波数と前記Ｎ番目のキャリア信号周波数の差に実質的に等しいＮ番目の変換された信号周波数を生成するＮ個の周波数ミクサと
を具え、
Ｎは１よりも大きな整数であり、
前記Ｎ番目の値および前記対応するＮ番目の入力信号周波数は、前記Ｎ番目のキャリア信号周波数が前記Ｎ番目の出力信号周波数の整数倍数と実質的に同値でないように選択されるものであり、
Ｍ番目の出力信号周波数は、対応するＭ＋１番目の周波数分周器へのＭ＋１番目の入力信号として用いられ、
ＭがＮ−１に等しい整数であることを特徴とする周波数変換器。
周波数変換の方法であって、
Ｎ個の入力信号周波数の各々を対応するＮ番目の値で割って、対応するＮ番目の出力信号周波数を生成するステップと、
前記Ｎ個の出力信号周波数の各々をＮ個の対応するキャリア信号周波数の別個の１つとミキシングして、前記Ｎ番目の出力信号周波数と前記Ｎ番目のキャリア信号周波数の差に実質的に等しいＮ番目の変換された信号周波数を生成するステップと、
Ｎは１よりも大きな整数であり、
前記Ｎ番目の値および前記対応するＮ番目の入力信号周波数は、前記Ｎ番目のキャリア信号周波数が前記Ｎ番目の出力信号周波数の整数倍数と実質的に同値でないように選択されるものであり、
Ｍ番目の出力信号周波数をＭ＋１番目の周波数分周器にＭ＋１番目の入力信号周波数として与えるステップと
を具え、
前記Ｍ＋１番目の周波数分周器は、前記Ｍ＋１番目の入力信号周波数を前記対応するＮ番目の値で割って、前記対応するＭ＋１番目の出力信号周波数を生成し、
ＭはＮ−１に等しい整数値であることを特徴とする周波数変換の方法。