CN1679244A - 具有减小的载波泄漏的rf前端 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种方法和装置，它在一个射频前端中提供了一个频率转换，所述装置包括一个分频器(407)，它将一个输入信号频率除以一个预定值，以产生一个输出信号频率(417)；以及一个频率混合器(405、406)，它将所述输出信号频率(417)与一个载波信号频率相混合，以产生一个转换的信号频率，所述转换的信号频率基本等于所述输出信号频率(417)与所述载波信号频率的差。所述预定值和所述输入信号频率被选择为使得，所述载波信号频率基本不等于所述输出信号频率(417)的一个整数倍数。所述方法和装置可以被一个用于无线通信接收器，这包括无线通信系统和无线LAN系统。

Description

具有减小的载波泄漏的RF前端

技术领域

本发明涉及一个无线通信接收器的一个前端，更确切的，涉及一个宽带中频(IF)无线电接收器以及一个直接转换无线电接收器。

背景技术

无线接收器中的射频(RF)前端设计可能是接收器设计中最重要的部分，这是因为，它关于噪声指数和线性度方面的性能决定了接收器的总体性能。已经有很多结构来实施无线电收发器。常见的两个为，外差结构以及零差或直接转换结构。

随着对多模和多波段无线电接收器需求的增长，对直接转换无线电接收器的注意也越来越多。尽管它具有一个简单表示的配置，但由于其内在的问题，在无线市场中实际使用直接转换接收器一直被拖延。这些问题涉及一个直流(D/C)分量偏置噪声，它正比于频率的倒数(1/f)，以及偶数阶畸变。其中，所述直流偏置问题更难解决，这是因为，直流偏置测量和直流偏置纠正之间有抵触矛盾。所述直流偏置的主要原因来源于载波泄漏。

图1示出了相关技术的直接转换接收器的框图，它受到载波泄漏的影响。本地振荡器(LO)1的谱泄漏5或耦合被加到低噪声放大器(LNA)2的输入信号上。该添加的信号与LO1信号具有相同的频率分量，所以，就在混合器3的输出处产生直流分量。该直流分量反过来加到输入信号中。在相关技术中的一个典型无线应用中，所需的动态范围超过80分贝(dB)，所以，即使是小偏置，接收器的输出也能够被饱和。

由于所述直流偏置很接近直流电流，所以，对于基于平均的偏置消除技术，对该直流偏置的测量过程就需要很长时间来完成。同样，用来消除该直流偏置的纠正时间也会很长。在需要高速消除直流偏置的无线系统中，许多方案就由于上述原因而不可行。所以，非常需要将所述直流偏置降到一个可忽略的水平，而不是彻底消除它。为了降低直流偏置，就非常需要减小到天线4以及到LNA2输入端的载波泄漏量。

图2示出了最近几年使用的相关技术中的宽带零IF、RF前端设计，它减小了载波泄漏。关于图2的完整描述可以在美国专利5,761,615中找到，该文献在这里被作为参考。所示配置与相关技术的外差接收器相似。然而，相关技术中的外差接收器与所示设计的主要差别在于中频(IF)的选择。

图3示出了一个相关技术的超外差接收器。对于超外差接收器，所述IF频率被选择为载波频率的大约五分之一，以解决图像和通道选择之间的平衡。在下转换31之前，一个图像排斥滤波器32被插入，以阻挡图像波段的信号。在第一下转换31之后，窄带通滤波器33排斥了不希望的信号。

图2和图3中设计的主要差别在于图2所示设计中缺少用于通道选择的带通滤波器，以及，缺少图像排斥滤波器。这在图2的电路中是可行的，这是因为IF频率很高，从而被用来提供频带选择的前端滤波器也足够排斥所述图像信号。通道选择是在基带，而不是在IF频带进行的。当使用高性能的基带电路时，宽带IF转换(如图2所示的电路所进行的宽带IF转换)的性能恶化变得可忽略。

在宽带零IF接收器中，两个本地振荡频率21和22的和等于原始载波频率23。只要信号放大是在基带中完成的，那么就需要对RF前端仔细地设计，来产生一个低的直流偏置。这是因为，交流(AC)耦合或它的等价由于其长的稳定时间而不明显。直流偏置最重要的源是所述载波泄漏。

现在参考图1，当存在关于载波频率的子谐波频率的信号时，所述载波泄漏是不可避免的。例如，如图2所示，由被除以四的电路23所产生的第二LO信号22的第五谐波频率与期望载波频率相同。所以，到天线端口(未示出)的第二LO信号22的泄漏将会在混合器24输出处产生直流偏置。这一简单的发现表明，LO信号的所有谐波或子谐波都必须与载波信号不同，以防止产生直流偏置。

由于在任何RF前端的实施中，信号隔离都不是完美的，所以，谱泄漏会通过电磁辐射、衬底耦合以及寄生耦合来发生。在相关技术的实施中，谱耦合与LO信号的谐波分量相混合，从而在下转换混合器的输出产生直流偏置分量，所述LO信号的所述谐波分量具有与载波频率相同的频率。这发生在相关技术实施例中是因为，所述设计利用一个被除以N的电路来从一个电压控制振荡器(VCO)产生每个混合频率，其中所述电压控制振荡器在RF载波频率处产生一个信号。由于N在这些设计中是一个整数，所以，所述下转换器必须产生一个频率与被混合的RF载波一样的谐波。

当对附加或可替换细节、特征和/或技术背景作适当描述时，上述参考在这里被作为参考。

发明内容

本发明的一个目标在于，至少解决上述问题和/或缺点，并至少提供下文所述的优点。

所以，本发明的一个目标是提供一个减小载波泄漏的射频(RF)前端。

本发明的另一目标是提供一个在混合器输出处减小直流偏置的RF前端。

本发明的又一目标是提供一个用在高度集成的无线电接收器中的RF前端。

本发明的又一目标是提供一个分数除法器，或其等价物，以在所述RF前端中产生LO信号。

本发明的又一目标是在所述RF前端中采用一个分数除法器来消除由下转换器所产生的与所述RF载波相关的谐波频率分量的产生。

本发明的目标可以全部的或部分的由一个频率转换器来实现，所述频率转换器包括，一个分频器，它将一个输入信号频率除以一个预定的值，以产生一个输出信号频率；以及一个频率混合器，它将输出信号频率与载波信号频率相混合，以产生一个转换的信号频率，所述转换的信号频率基本等于输出信号频率与载波信号频率的差。所述预定值和所述输入信号频率被选择来使得，所述载波信号频率基本不等于所述输出信号频率的一个整数倍数。

本发明的目标还可以全部的或部分的由一个频率转换器来实现，所述频率转换器包括，N个分频器，其中的每一个将第N个输入信号除以第N值，以产生第N个输出信号频率；以及N个频率混合器，其中的每一个频率混合器将N个输出信号频率中单独的对应的一个与N个对应载波信号频率中单独的一个混合，以产生第N个转换的信号频率，它基本等于第N个输出信号频率与第N个载波信号频率的差。N是大于一的一个整数，并且，第N个值以及对应的第N个输入信号频率被选择来使得，第N个载波信号频率基本不等于第N个输出信号频率的一个整数倍数。

本发明的目标还可以全部的或部分的由一种频率转换方法来实现，所述频率转换方法包括，将一个输入信号频率除以一个预定的值，以产生一个输出信号频率；以及将输出信号频率与载波信号频率相混合，以产生一个转换的信号频率，所述转换的信号频率基本等于输出信号频率与载波信号频率的差。所述预定值和所述输入信号频率被选择来使得，所述载波信号频率基本不等于所述输出信号频率的一个整数倍数。

本发明的目标还可以全部的或部分的由一种频率转换方法来实现，所述频率转换方法包括，将N个输入信号中的每一个除以对应的第N值，以产生对应的第N个输出信号频率；以及将N个输出信号频率中的每一个与N个对应载波信号频率中单独的一个相混合，以产生第N个转换的信号频率，它基本等于第N个输出信号频率与第N个载波信号频率的差。N是大于一的一个整数，并且，第N个值以及对应的第N个输入信号频率被选择来使得，第N个载波信号频率基本不等于第N个输出信号频率的一个整数倍数。

本发明的目标还可以全部的或部分的由一种通信系统来实现，所述通信系统包括，一个频率转换器，其中所述频率转换器包括，N个分频器，其中的每一个将第N个输入信号除以第N值，以产生第N个输出信号频率，以及N个频率混合器，其中的每一个频率混合器将N个输出信号频率中单独对应的一个与N个对应载波信号频率中单独的一个相混合，以产生第N个转换的信号频率，它基本等于第N个输出信号频率与第N个载波信号频率的差，其中N是大于一的一个整数，并且，第N个值以及对应的第N个输入信号频率被选择来使得，第N个载波信号频率基本不等于第N个输出信号频率的一个整数倍数，一个接收信号的天线，所述信号包括具有频率等于最高值输入信号频率的被选择信号，一个耦合到所述天线的RF滤波器，它对接收到的被选择信号进行滤波，一个耦合到所述RF滤波器的低噪声放大器，它以一个增益放大被滤波的被选择信号，一个图像排斥滤波器，它对接收自低噪声放大器的信号进行滤波，其中所述N个频率混合器将具有最高值输入信号频率的被选择信号转换成基带信号，一个模数转换单元，它将所述基带信号转换成数字信号；以及一个离散时间信号处理单元，它接收所述数字信号。

本发明的其它优点、目标、以及特征将在下面的描述中得到部分阐述，并且，本领域中熟悉技术的人通过查阅下文可以明白部分优点、目标、以及特征，或者还可以通过实施本发明来得到所述的其它优点、目标、以及特征。本发明的目标和优点可以特别的按照所附权利要求书中所指出的来被实现和获得。

附图说明

下面将通过参考附图来描述本发明，其中相似的附图标记代表相似的元件，其中：

图1示出了相关技术中带有载波泄漏的直接转换无线电接收器的框图；

图2示出了相关技术的一个宽带零IF、RF前端；

图3示出了相关技术的一个超外差接收器；

图4示出了本发明RF前端的一个优选实施例，它具有减小的直流偏置；

图5示出了本发明RF前端的又一个优选实施例；以及

图6示出了本发明RF前端的第三优选实施例，它具有单个下转换级。

具体实施方式

下面将详细描述示于附图中的本发明优选实施例。

图4示出了一个RF前端的第一优选实施例，它被用来减小或消除直流偏置。一个天线401将一个接收到的射频(RF)信号提供到带通滤波器(BPF)402。RF BPF 402对接收到的RF信号进行滤波，以减小或最小化位于期望通带以外、被传送到低噪声放大器(LNA)403的频率分量的谱能量。LNA 403对中心大约在载波频率处的从RFBPF 402接收到的通带信号进行放大，并将放大后的信号传送到一个可选的图像排斥滤波器404。图像排斥滤波器404对接收自LNA 403的图像信号的谱能量最小化，并将滤波后信号传送到同相位第一混合器405和正交相位第一混合器406。一个可变频率本地振荡器(LO)408向第一除法器407提供第一混合频率417的倍数。第一除法器407对接收自LO 408的信号频率作除法，最好除以二，并将得到的信号作为第一混合频率417提供给第一混合器405、406以及两个第二除法器411、412。第一混合器405、406将接收自可选图像排斥滤波器404的信号(或者是接收自LNA 403的信号，如果图像排斥滤波器没有包括在电路中)与第一混合频率417相混合，来分别产生同相IF信号和正交相位IF信号。该同相IF信号被直接提供给第二混合器413，或者在被一个可选的增益或滤波级电路409放大或滤波后，被提供给第二混合器413。类似的，所述正交相位IF信号被直接提供给第二混合器414，或在被一个可选的增益或滤波级电路410放大或滤波后，被提供给第二混合器414。第二除法器411、412将第一混合频率除以3/2，并将商作为第二混合频率418分别提供给第二混合器413、414。第二混合器413将第二混合频率418与直接或间接的从第一混合器405接收到的同相IF信号相混合。第二混合器413产生的信号积是同相基带信号415。类似的，第二混合器414将第二混合频率418与直接或间接的从第一混合器406接收到的同相IF信号相混合。第二混合器414产生的信号积是正交相位基带信号416。

图4中的电路配置与图2中所示的宽带中频(IF)拓扑结构相似，但LO频率分配是不同的。图4中电路所产生的所有谐波和子谐波都与期望的载波频率不同。这样，就没有下转换混合项在混合器输出处产生直流偏置。可以根据下面的一般方程来合成所述的期望载波频率：

$f_c=\underset{i}{\mathrm{\Σ}}\left(\frac{N_i}{M_i}\right)---\left(1\right)$

在方程1中，f_c是期望载波频率，每一个第i个N_i/M_i都是提供到第i个下转换混合器的一个混合频率。

达到下述要求的N_i/M_i项的任何组合成为一个解，它被用来确定混合频率，从而确定第一除法器407和第二除法器411、412的除数值。所述约束为，所选的N_i/M_i的任何可能的整数倍数(也就是，k×N_i/M_i)都不可以等于期望载波频率f_c。换句话说，所有LO信号的谐波都必须与载波频率不同。

根据本发明的优选实施例与图2中相关技术电路的一个主要差别在于，N_i/M_i的任何谐波或子谐波都不等于f_c。图2中相关技术的电路没有能够达到上述条件，这是由于第二LO信号的第五谐波与载波频率相同。所以，利用根据本发明的本优选实施例，任何到天线端口的谱泄漏都不会产生直流偏置，这是由于混合积具有一个高频率。

对方程1的考察可以发现，能够对RF前端所使用的混合频率的组合求出许多个解，同时还能够达到规定的要求。图4仅仅示出了维持本发明该特征的多种可能的实施方式中的一种。在图4中，载波频率由下面的方程产生：

$f_c=\mathrm{\Σ}[\frac{1}{2}{f}_{\mathrm{LO}}+\frac{1}{2}\·\frac{2}{3}{f}_{\mathrm{LO}}]=\mathrm{\Σ}[\frac{1}{2}\left(\frac{6}{5}{f}_c\right)+\frac{1}{2}\·\frac{2}{3}\left(\frac{6}{5}{f}_c\right)]---\left(2\right)$

在方程2中，LO频率，f_LO，被选成期望载波频率f_c与分数乘数6/5的乘积。所以，第一除法器407被选择来将f_LO除以二，且第二除法器411、412被选择来将第一混合频率除以3/2。用另一种表达方式来反映方程2和图4之间的对应关系，那就是，第一除法器407被选择来将f_LO乘以1/2，且第二除法器411、412被选择来将1/2与f_LO的乘积乘以2/3。需要注意，混合频率N_i/M_i(也就是，6/10×f_c和4/10×f_c)的任何整数倍数都不会等于期望载波频率f_c。

大多数现代通信接收器需要恢复一个同相和一个正交相位基带信号。所以，LO 408必须提供同相和正交相位混合频率。用来从单个LO产生同相和正交相位信号的两种熟知的方法利用一个移相器，或者一个被除二电路。尽管被除二电路的相位准确性更好，但LO必须两次操作混合频率。图4仅示出了许多可能的实施方式中的一个，它利用被除二电路来产生正交LO信号。另一可能的实施方式被示于图5。

图5示出了本发明一个RF前端的第二优选实施例。一个天线501将接收到的射频(RF)信号提供给RF带通滤波器(BPF)502。RF BPF502对接收到的RF信号进行滤波，以最小化或减小位于期望通带以外的、被传送到低噪声放大器(LNA)503的频率分量的谱能量。LNA503对它从RF BPF 502接收到的、中心位于载波频率处的通带信号进行放大，并将放大后的信号传送到一个可选的图像排斥滤波器504。图像排斥滤波器504将接收自LNA 503的图像信号的谱能量最小化或减小，并将滤波后的信号送到同相第一混合器505和正交相位第一混合器506。一个可变频率本地振荡器(LO)508分别向第一除法器507和第二除法器511提供第一和第二混合频率517和518的倍数。第一除法器507将接收自LO 508的信号频率除以二，并且最好将得到的信号送到第一混合器505、506。第一混合器505、506将接收自可选图像排斥滤波器504的信号(或者接收自LNA 503，如果所述图像排斥滤波器没有包括在电路中)与第一混合频率517相混合，以分别产生同相IF信号和正交相位IF信号。

所述同相IF信号被直接的、或者在被一个可选的增益或滤波级电路509放大或滤波后提供给第二混合器513。类似的，所述正交相位IF信号被直接的、或者在被一个可选的增益或滤波级电路510放大或滤波后提供给第二混合器514。第二除法器511将第一混合频率除以3，并将商作为第二混合频率分别提供给第二混合器513、514。第二混合器513将第二混合频率518与直接或间接接收自第一混合器505的同相IF信号相混合。第二混合器513产生的信号积是同相基带信号515。类似的，第二混合器514将第二混合频率518与直接或间接接收自第一混合器506的同相IF信号相混合。第二混合器514产生的信号积是正交相位基带信号516。

利用上述的方程1，图5中的载波频率产生可以表达成方程3。

$f_c=\underset{i=2}{\mathrm{\Σ}}[\frac{1}{2}{f}_{\mathrm{LO}}+\frac{1}{3}{f}_{\mathrm{LO}}]=\underset{i=2}{\mathrm{\Σ}}[\frac{1}{2}\left(\frac{6}{5}{f}_c\right)+\frac{1}{3}\left(\frac{6}{5}{f}_c\right)]---\left(3\right)$

在方程3中，所述LO频率f_LO被选择成期望载波频率f_c与分数乘数6/5的积。所以，第一除法器507能够被选择来将f_LO除以二，且第二除法器511能够被选择来将f_LO除以3。换句话说，第一除法器507被选择来将f_LO乘以1/2，第二除法器511被选择来将f_LO乘以1/3。需要注意，混合频率N_i/M_i(也就是，3/5×f_c和2/5×f_c)的任何整数倍数都不会等于期望载波频率f_c。由于在第二实施例中，本地振荡器的频率是期望载波频率的6/5，所以，如图5所示，图4中分数除法器之前的被除二除法器能够被被除三电路代替。

参考方程1中用于LO信号产生的一般公式，下转换级的数量等于用指标i所标记的项的数量，这些项在方程1中被加在一起。由于优选实施例中的某个结构与图2所示的宽带零IF、RF前端相似，所以，在信号路径中最好有适当的滤波级以用于图像排斥。与超外差接收器不同，期望频带与图像频带之间的频率差很大，所以，本发明最好能够利用简单的低通或带通滤波器来达到这一目的。此外，可以通过在两个相邻的下转换级之间插入适当的增益级来减轻噪声指数的恶化。为了更好的理解，这些设计上的考虑也被示于图4和图5。例如，在图4所示的电路中，增益级409被插入到第一混合器405和第二混合器413之间的一个信号路径中，且增益级410被插入到第一混合器406与第二混合器414之间的信号路径中。类似的，对于图5所示的电路，增益级509被插入到第一混合器505和第二混合器513之间的信号路径中，且增益级510被插入到第一混合器506与第二混合器514之间的信号路径中。

就像美国专利6,313,688中描述的多相混合器所进行的频率转换一样，本发明可以利用单级下转换，采用一个多相混合器，其中所述的美国专利6,313,688在这里被作为参考。图6示出了本发明的一个优选实施例，它利用了带有层叠开关的单个下转换级。

如图6所示，一个天线601将接收到的射频(RF)信号提供给RF带通滤波器(BPF)602。RF BPF 602对接收到的RF信号进行滤波，以最小化或减小位于期望通带以外的、被传送到低噪声放大器(LNA)603的频率分量的谱能量。LNA 603对它从RF BPF 602接收到的、中心位于载波频率处的通带信号进行放大，并将放大后的信号传送到一个可选的图像排斥滤波器604。图像排斥滤波器604将接收自LNA 603的图像信号的谱能量最小化或减小，并将滤波后的信号送到同相混合器605和正交相位混合器606。一个可变频率本地振荡器(LO)608分别向第一除法器607和第二除法器611提供第一和第二混合频率617和618的倍数。第一除法器607将接收自LO 608的信号频率除以二，并且将得到的信号作为第一混合频率517送到混合器605、606。类似的，第二除法器611将接收自LO 608的信号频率除以三，并将得到的信号作为第二混合频率618送到混合器605、606。

混合器605、606都最好包括一个混合器负载620、两个层叠开关621和622，以及一个晶体管623。所述层叠开关621、622最好与混合器负载620以及与晶体管623并联。混合器负载620与晶体管623通过一个电压源相串联。根据本发明的优选实施例还可以采用其它的混合器配置，并且它们被本领域中熟悉技术的人所熟知，这包括上述参考文件中的一些配置。

优选的，层叠开关621、622最好由两个串联的MOSFET晶体管组成，其中，每个层叠开关621、622中一个晶体管的漏极被连接到混合负载620，每个层叠开关621、622中另一晶体管的源极被连接到晶体管623。在每个层叠开关621、622中，形成串联晶体管的一个晶体管的栅极接收第一混合频率617来调制它的开关操作。在每个层叠开关621、622中，形成串联晶体管的另一晶体管的栅极接收第二混合频率618来调制它的开关操作。但是，层叠开关621所接收到的第一和第二混合频率627、618最好与层叠开关622同时接收到的第一和第二混合频率617、618有180度的相位反转。

晶体管623最好也是一个MOSFET，它的漏极被连接到两个层叠开关621、622，并且它的源极被连接到所述电压源的一个电势上。所述电压源的另一电势被串联到混合器负载620。晶体管623的栅极从可选的图像排斥滤波器604接收RF信号，或者，如果图像排斥滤波器没有被包括在电路中就从LNA 603接收RF信号。该RF信号调制了晶体管623的开关操作。混合器605、606将第一和第二混合频率617、618与RF信号相混合，以分别产生同相基带信号615和正交相位基带信号616。

利用上述的方程1，图6中的载波频率产生可以表达成方程4，它与前述的方程3一样。

$f_c=\underset{i=2}{\mathrm{\Σ}}[\frac{1}{2}{f}_{\mathrm{LO}}+\frac{1}{3}{f}_{\mathrm{LO}}]=\underset{i=2}{\mathrm{\Σ}}[\frac{1}{2}\left(\frac{6}{5}{f}_c\right)+\frac{1}{3}\left(\frac{6}{5}{f}_c\right)]---\left(4\right)$

在方程4中，所述LO频率f_LO被选择成期望载波频率f_c与分数乘数6/5的积。所以，第一除法器607被选择来将f_LO除以二，且第二除法器611被选择来将f_LO除以3。换句话说，第一除法器607被选择来将f_LO乘以1/2，第二除法器611被选择来将f_LO乘以1/3。需要注意，混合频率N_i/M_i(也就是，3/5×f_c和2/5×f_c)的任何整数倍数都不会等于期望载波频率f_c。

正如图5所示电路的情况一样，图6所示的电路也没有直接相对于载波频率的谐波或谱泄漏。所以，该实施例也没有直流偏置。由于在信号路径中只有一个下转换级，所以，硬件复杂度就比图5所示的情况进一步减小。

表1列出了根据本发明可能被用来减小直流偏置问题的许多其它LO信号组合。表中的F_LOi项代表第i个混合频率(其中i＝1、2、...)。表1中的LO频率组合可以用于诸如图4和图5所示的多级混合器，或者用于诸如图6所示的单级、多相混合器。电路实施可以使用分数除法器或者整数除法器，以产生多个LO信号，并且，LO相位可以被调整来用于同相和正交相位信号。此外，带有多个除法器的单个VCO可以被用来产生所有需要的LO信号。

表1

FLO1	FLO2	FLO3	和
				(3/5)fc	(2/5)fc		fc
(4/7)fc	(3/7)fc		fc
				(5/9)fc	(4/9)fc		fc
(5/9)fc	(2/9)fc	(2/9)fc	fc

本发明可以被用于任何类型的无线通信接收器中的RF前端，这包括蜂窝系统和无线LAN系统。由于本发明针对的是减小载波泄漏和直流偏置，所以它特别适用于宽带IF和直接转换无线电接收器。

前述的实施例以及优点仅仅是示例性的，它们不该被理解成对本发明的限制。本发明可以很容易被用于其它类型的装置。对本发明的描述是示例性的，而不是要限制权利要求的范围。许多替换、修改和变化对本领域中熟悉技术的人是明显的。在权利要求中，装置加功能的限定旨在覆盖这里所述的结构，它们实现了所述的功能，所述结构不仅指结构等同体，还指等价的结构。

Claims (36)

1、一种频率转换器，它包括：

一个分频器，它将一个输入信号频率除以一个预定的值，以产生一个输出信号频率；以及

一个频率混合器，它将所述输出信号频率与一个载波信号频率相混合，以产生一个转换的信号频率，所述转换的信号频率基本等于输出信号频率与载波信号频率的差，其中

所述预定值和所述输入信号频率被选择为使得，所述载波信号频率基本不等于所述输出信号频率的一个整数倍数。

2、权利要求1中的频率转换器，其中所述输入信号频率基本等于载波信号频率乘以一个繁分数。

3、权利要求2中的频率转换器，还包括：

N个分频器，每一个将所述输入信号频率除以多个预定的值，以产生N个输出信号频率，其中N是一个大于一的整数，且N个输出信号频率的和基本等于所述载波信号频率。

4、权利要求3中的频率转换器，还包括：

一个振荡器，其产生所述输入信号频率，其中所述频率混合器将N个输出信号频率与所述载波信号频率相组合，以将所述载波信号频率转换成一个基带信号频率。

5、一种频率转换器，它包括：

N个分频器，其中每一个将第N个输入信号除以第N值，以产生第N个输出信号频率；以及

N个频率混合器，其中每一个频率混合器将N个输出信号频率中单独对应的一个与N个对应的载波信号频率中单独的一个相混合，以产生第N个转换的信号频率，其基本等于第N个输出信号频率与第N个载波信号频率的差，其中

N是大于一的一个整数，以及

第N个值以及对应的第N个输入信号频率被选择为使得，第N个载波信号频率基本不等于第N个输出信号频率的一个整数倍数。

6、权利要求5中的频率转换器，其中，第N个值与对应的第N个输入信号频率被选择为使得，N个载波信号频率中的没有一个基本等于N个输出信号频率中任何一个的整数倍数。

7、权利要求5中的频率转换器，其中所述N个输入信号频率具有基本相同的频率。

8、权利要求5中的频率转换器，其中

一个第M输出信号频率被作为到对应的第M+1个分频器的第M+1输入信号频率；以及

M是一个等于N-1的整数。

9、权利要求5中的频率转换器，其中

每个第M输出信号频率被作为到对应的第M+1个分频器的第M+1输入信号频率；以及

M是一个大于一且小于N的整数值。

10、权利要求9中的频率转换器，其中所述N个输出信号频率之和基本等于最高值载波信号频率。

11、权利要求5中的频率转换器，还包括：

一个振荡器，它产生所述最高值输入信号频率，其中

所述最高值输入信号频率基本等于最高值载波信号频率乘以一个繁分数。

12、权利要求11中的频率转换器，其中所述繁分数为6/5、8/7或10/9。

13、一种频率转换方法，包括：

将一个输入信号频率除以一个预定的值，以产生一个输出信号频率；以及

将所述输出信号频率与一个载波信号频率相混合，以产生一个转换的信号频率，所述转换的信号频率基本等于输出信号频率与载波信号频率的差，其中

所述预定值和所述输入信号频率被选择为使得，所述载波信号频率基本不等于所述输出信号频率的一个整数倍数。

14、权利要求13中的方法，它还包括：

用一个振荡器产生所述输入信号频率，其中

所述振荡器所产生的所述输入信号频率基本等于载波信号频率乘以一个繁分数。

15、权利要求14中的方法，还包括：

将所述输入信号频率除以多个预定的值，以产生N个输出信号频率，其中

N是一个大于一的整数，以及

N个输出信号频率之和基本等于所述载波信号频率。

16、权利要求15中的方法，还包括，将N个输出信号频率与载波信号频率相组合，以将所述载波信号频率转换成一个基带信号频率。

17、一种频率转换的方法，它包括：

将N个输入信号频率中的每一个除以一个对应的第N值，以产生对应的第N个输出信号频率；以及

将N个输出信号频率中的每一个与N个对应的载波信号频率中单独的一个相混合，以产生第N个转换的信号频率，其基本等于第N个输出信号频率与第N个载波信号频率的差，其中

N是大于一的一个整数，以及

第N个值以及对应的第N个输入信号频率被选择为使得，第N个载波信号频率基本不等于第N个输出信号频率的一个整数倍数。

18、权利要求17中的方法，其中，第N个值与对应的第N个输入信号频率被选择为使得，N个载波信号频率中的没有一个基本等于N个输出信号频率中任何一个的整数倍数。

19、权利要求18中的方法，其中所述N个输入信号频率具有基本相同的频率。

20、权利要求19中的方法，其中所述N个输出信号频率之和基本等于所述最高值载波信号频率。

21、权利要求17中的方法，还包括：

将一个第M输出信号频率作为第M+1输入信号频率提供给第M+1分频器，其中

所述第M+1分频器将第M+1输入信号频率除以对应的第N值，以产生对应的第M+1输出信号频率，以及

M是一个等于N-1的整数值。

22、权利要求17中的方法，还包括：

将每个第M输出信号频率作为第M+1输入信号频率提供给第M+1分频器，其中

每个第M+1分频器将第M+1输入信号频率除以对应的第N值，以产生对应的第M+1输出信号频率，以及

M是一个大于一且小于N的整数值。

23、权利要求17中的方法，还包括：

产生所述最高值输入信号频率，其中

所述最高值输入信号频率基本等于最高值载波信号频率乘以一个繁分数。

24、权利要求23中的方法，其中所述繁分数为6/5、8/7或10/9。

25、一种通信系统，包括：

一个频率转换器，其中所述频率转换器包括，

N个分频器，其中每一个将第N个输入信号除以第N值，

以产生第N个输出信号频率，以及

N个频率混合器，其中每一个频率混合器将N个输出信号频率中单独对应的一个与N个对应的载波信号频率中单独的一个相混合，以产生第N个转换的信号频率，它基本等于第N个输出信号频率与第N个载波信号频率的差，其中

N是大于一的一个整数，以及

第N个值以及对应的第N个输入信号频率被选择为使得，第N个载波信号频率基本不等于第N个输出信号频率的一个整数倍数；

一个接收信号的天线，所述信号包括频率等于最高值输入信号频率的被选择信号；

一个耦合到所述天线的RF滤波器，它对接收到的被选择信号进行滤波；

一个耦合到所述RF滤波器的低噪声放大器，它以一个增益放大被滤波的被选择信号；

一个图像排斥滤波器，它对接收自低噪声放大器的信号进行滤波，其中所述N个频率混合器将所述具有最高值输入信号频率的被选择信号转换成基带信号；

一个模数转换单元，它将所述基带信号转换成数字信号；以及

一个离散时间信号处理单元，它接收所述数字信号。

26、用于解调信号的一种方法，它包括：

产生第一和第二振荡信号；

将处于一个载波频率的一个接收信号与所述第一振荡信号相混合，以产生一个中频信号；以及

将中频信号与第二振荡信号相混合，

其中，第一和第二振荡信号被产生以使得，所述第一和第二振荡信号的所有谐波都与所述载波频率不同。

27、权利要求26中的方法，其中所述产生步骤包括：

通过将一个参考频率除以一个第一值来产生第一振荡信号；以及

通过将第一振荡信号除以一个第二值来产生第二振荡信号，其中所述第一值和第二值被选择为使得，所述第一振荡信号和第二振荡信号之和至少基本等于载波频率。

28、权利要求26中的方法，其中所述产生步骤包括：

通过将一个参考频率除以一个第一值来产生第一振荡信号；以及

通过将所述参考频率除以一个第二值来产生第二振荡信号，其中所述第一值和第二值被选择为使得，所述第一振荡信号和第二振荡信号之和至少基本等于载波频率。

29、用于解调信号的一种方法，它包括：

产生第一和第二振荡信号；以及

将处于一个载波频率的一个接收信号同时与第一和第二振荡信号相混合，以产生一个基带信号，

其中，第一和第二振荡信号被产生以使得，所述第一和第二振荡信号的所有谐波都与所述载波频率不同。

30、权利要求29中的方法，其中所述产生步骤包括：

通过将一个参考频率除以一个第一值来产生第一振荡信号；以及

通过将所述参考频率除以一个第二值来产生第二振荡信号，其中所述第一值和第二值被选择为使得，所述第一振荡信号和第二振荡信号之和至少基本等于载波频率。

31、一种用来产生振荡信号以进行信号解调的方法，所述方法包括：

产生一个第一振荡信号；

产生一个第二振荡信号；

其中，所述第一和第二振荡信号被产生以使得，所述第一和第二振荡信号的所有谐波都与接收到的信号的载波频率不同。

32、权利要求31中的方法，还包括

通过将一个参考频率除以一个第一值来产生第一振荡信号；以及

通过将第一振荡信号除以一个第二值来产生第二振荡信号，其中所述第一值和第二值被选择为使得，所述第一振荡信号和第二振荡信号之和至少基本等于所述载波频率。

33、权利要求31中的方法，还包括

通过将一个参考频率除以一个第一值来产生第一振荡信号；以及

通过将所述参考频率除以一个第二值来产生第二振荡信号，其中所述第一值和第二值被选择为使得，所述第一振荡信号和第二振荡信号之和至少基本等于所述载波频率。

34、一种频率转换器，包括：

用来将一个输入信号频率除以一个预定值以产生一个输出信号频率的装置；以及

用来将所述输出信号频率与一个载波信号频率相混合以产生一个转换信号频率的装置，所述转换信号频率基本等于所述输出信号频率与所述载波信号频率的差，

其中，所述预定值与所述输入信号频率被选择为使得所述载波信号频率基本不等于所述输出信号频率的一个整数倍数。

35、权利要求34中的频率转换器，还包括：

利用一个振荡器产生所述输入信号频率的装置，

其中，所述振荡器产生的所述输入信号频率基本等于所述载波信号频率乘以一个繁分数。

36、权利要求35中的频率转换器，还包括

用来将所述输入信号频率除以多个预定值以产生N个输出信号频率的装置，其中，N是一个大于一的整数，以及，其中所述N个输出信号频率之和基本等于所述载波频率。

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