JP2008206004A - ミキサ回路 - Google Patents

Abstract

【課題】 回路規模の拡大を抑制しつつ、低ノイズで高線形性を示すミキサ回路を提供する。
【解決手段】 入力される高周波電圧を高周波電流に変換するトランスコンダクタ部１１と、入力される低周波のローカル信号に基づいてトランスコンダクタ部１１から出力される前記高周波電流に対して周波数変換を行い変換電流を生成するミキサコア部１２と、ミキサコア部１２から出力される前記変換電流を外部に出力する出力部１３と、を備えてなり、トランスコンダクタ部１１に対して所定の第１電流を供給するために、トランスコンダクタ部１１と前記ミキサコア部１２の接続ノードに接続されるトランスコンダクタ用定電流源Ｉ１及びＩ２と、ミキサコア部１２に対して所定の第２電流を供給するために、ミキサコア部１２と出力部１３の接続ノードに接続されるミキサコア用定電流源Ｉ３及びＩ４と、を備える。
【選択図】 図２

Description

本発明は、ミキサ回路に関する。

従来の無線通信用もしくは放送用の受信器では、アンテナで受信される高周波信号（以下、「ＲＦ信号」と記載）を低周波信号へ変換するために、半導体集積回路で形成されたギルバートセル型ミキサ回路が用いられている。

図５は、従来型のギルバートセル型ミキサ回路の代表的な構成を示す図である。このミキサ回路５０は、トランスコンダクタ部１１、ミキサコア部１２、及び出力部５１を備えて構成される。

トランスコンダクタ部１１は、差動対（ＲＦ用トランジスタ差動対）を形成する２つのＲＦ用トランジスタＭ１及びＭ２を備え、両トランジスタのゲート端子には、夫々変換対象となる高周波電圧ＲＦｉｎ＿ｐ、及びＲＦｉｎ＿ｍが入力される。両信号ＲＦｉｎ＿ｐ及びＲＦｉｎ＿ｍは、互いに位相が反転する信号であり、以下では、信号ＲＦｉｎ＿ｐを正位相信号、ＲＦｉｎ＿ｍを逆位相信号と記載する。図５では、正位相信号ＲＦｉｎ＿ｐがＲＦ用トランジスタＭ１のゲート端子に、逆位相信号ＲＦｉｎ＿ｍがＲＦ用トランジスタＭ２のゲート端子に夫々入力されている。又、両トランジスタＭ１及びＭ２は、互いのソース端子が接続されると共に、この接続ノードが接地されている。そして、両トランジスタのドレイン端子から出力される差動増幅信号がミキサコア部１２を構成するトランジスタ差動対（ＬＯ用トランジスタ差動対）に与えられる。尚、図５では、両ソース端子の接続ノードが直接接地される構成であるが、定電流源或いは抵抗を介して接地されるものとしても良い。

ミキサコア部１２は、２組の差動対（ＬＯ用トランジスタ差動対）を構成する４つのＬＯ用トランジスタＳＷ１〜ＳＷ４で構成される。図５では、ＬＯ用トランジスタＳＷ１及びＳＷ２が一の差動対（以下、「第１ＬＯ用トランジスタ差動対」と記載）を構成し、トランジスタＳＷ３及びＳＷ４が別の差動対（以下、「第２ＬＯ用トランジスタ差動対」と記載）を構成している。

第１ＬＯ用トランジスタ差動対を構成する２つのトランジスタＳＷ１及びＳＷ２は、両ソース端子が接続されており、この接続ノードがＲＦ用トランジスタＭ１のドレイン端子と接続されている。同様に、第２ＬＯ用トランジスタ差動対を構成する２つのトランジスタＳＷ３及びＳＷ４についても、両ソース端子が接続されており、この接続ノードはＲＦ用トランジスタＭ２のドレイン端子と接続されている。

又、ＬＯ用トランジスタＳＷ１及びＳＷ４のゲート端子には、正位相の低周波信号（以下、「ローカル信号」と記載）ＬＯが印加され、ＬＯ用トランジスタＳＷ２及びＳＷ３には、逆位相のローカル信号ｎＬＯが印加される。そして、ＬＯ用トランジスタＳＷ１及びＳＷ３の両ドレイン端子、並びにＬＯ用トランジスタＳＷ２及びＳＷ４の両ドレイン端子が夫々接続されている。そして、これらの接続ノード（以下、「出力用接続ノード」と記載）が出力部５１に接続されている。ミキサコア部１２では、トランスコンダクタ部１１に入力される高周波電圧に基づく高周波電流Ｉ_ＲＦと入力されるローカル信号ＬＯ或いはｎＬＯとが混合されることで、周波数変換が施された変換電流が生成され、当該変換電流が、出力用接続ノードを介してミキサコア部１２から出力部５１に対して差動入力される構成である。尚、出力部５１は、一端に電源電圧Ｖｃｃが印加される負荷抵抗Ｒ１及びＲ２を備えており、ミキサコア部１２からの出力信号が出力端子ＯＭ及びＯＰから出力される。

尚、図５では、出力部５１が備える各負荷抵抗Ｒ１及びＲ２に電源電圧Ｖｃｃが接続され、トランスコンダクタ部１１が備えるトランジスタＭ１及びＭ２のソース端子が接地される構成としたため、ミキサ回路５０内では、出力部５１側からトランスコンダクタ部１１側に向かって電流が流れる構成である。即ち、変換対象となる高周波電圧がトランスコンダクタ部１１に入力されると、当該高周波電圧が変換されて得られる高周波電流がミキサコア部１２からトランスコンダクタ部１１に対して導かれる。そして、この高周波電流とローカル信号ＬＯ或いはｎＬＯとが混合されて得られる変換電流が出力部５１からミキサコア部１２に対して導かれ、更にこの変換電流が、出力端子ＯＭ及びＯＰから出力される構成である。

ここで、ミキサ回路５０内で発生される入力換算ノイズｎ_ｉｎは以下の数１のように表される。

尚、上記数１において、ｋはボルツマン定数〔Ｊ／Ｋ〕、Ｔはミキサ回路５０内の温度〔Ｋ〕、Ｉ_ＲＦはトランジスタＭ１（またはＭ２）に流れる電流〔Ａ〕、αはトランジスタＭ１（又はＭ２）の単体ゲイン（トランスコンダクタンスをｇｍとするとα＝ｇｍ／Ｉ_ＲＦ）、γ_ＲＦはトランジスタＭ１（又はＭ２）及びトランジスタＳＷ１（又はＳＷ２、ＳＷ３、ＳＷ４）のノイズ係数、Ｖ_ＬＯはローカル信号ＬＯ或いはｎＬＯの振幅、Ｒは負荷抵抗Ｒ１及びＲ２の抵抗値を夫々示す。

上記数１より、トランジスタＭ１（又はＭ２）に流れる電流Ｉ_ＲＦを大きくすることでｎ_ｉｎの値を小さくすることができ、ノイズを低減することができる（低ノイズ化が可能）。

一方、この電流Ｉ_ＲＦを大きくすることで上記ノイズだけでなく、歪み（非線形性）を低減することもできるが、電流Ｉ_ＲＦを大きくすることによる歪みの低減効果には一定の限界があることが分かっている。

図６は、トランジスタＭ１又はＭ２に流れる電流Ｉ_ＲＦに対するノイズレベル及び歪みレベルの関係を示すグラフである。図６（ａ）は、電流Ｉ_ＲＦ〔Ａ〕を横軸に表し、入力換算ノイズ〔ｄＢμ〕を縦軸に表した場合の両者の関係をグラフにしたものである。又、図６（ｂ）は、電流Ｉ_ＲＦ〔Ａ〕を横軸に表し、３次入力インターセプトポイント（Third Order Input Intercept Point：ＩＩＰ３）〔ｄＢμ〕を縦軸に表した場合の両者の関係をグラフにしたものである。一般にミキサ回路において、入力電力を増加させると、出力電力はそれに比例して増加する。このとき、入力を横軸、出力を縦軸にｄＢでプロットすると、１次成分は傾き１の直線になる。一方、３次の高調波による歪みを表すＩＭ３（Third Order Inter Modulation：３次相互変調歪み）という出力も現れ、これは入力に対し３乗比例するので、傾き３の直線になる。これら両者の直線を延長した交点を入力３次相互変調歪みインターセプトポイントと呼び、その交点の入力電力が前記ＩＩＰ３に相当する。このＩＩＰ３が高いほど歪みレベルが低い（線形性が高い）ことを表している。

図６（ａ）を参照すれば、トランジスタＭ１又はＭ２を流れる電流Ｉ_ＲＦの上昇に伴ってノイズレベルが低下していることが分かる。又、図６（ｂ）を参照すれば、電流Ｉ_ＲＦの上昇に伴ってＩＩＰ３が大きくなっており、歪みレベルが低下していることが分かる。しかし、一方で、電流Ｉ_ＲＦを上昇させてもある閾値を超えるとＩＩＰ３の値が殆ど上昇せず、頭打ちになっていることが分かる。このことは、電流Ｉ_ＲＦを上昇させることで歪みレベルを低減させるには一定の限界があることを示唆するものと言える。

又、電流Ｉ_ＲＦを上昇させることは、ミキサコア部１２に流れる電流が増大することを意味する。このためには、ミキサコア部１２を構成するＬＯ用トランジスタＳＷ１〜ＳＷ４のサイズを大きくする必要がある。この結果、ミキサコア部１２の占有面積が増大し、ミキサ回路５０全体の回路規模が大きくなってしまうという問題がある。

上記の問題を解決するために、従来よりトランスコンダクタ部１１に対して供給する電流を増大させるための定電流源を備えるミキサ回路が提案されている（例えば特許文献１〜３参照）

特開平４−１２９４０７号公報 特開２０００−０５９１４７号公報 米国特許第６６３９４４７号明細書

図７は、上記特許文献１〜３に開示されている従来構成のミキサ回路を示す回路ブロック図である。図７に示されるミキサ回路５０ａは、図５に示されるミキサ回路５０に加えて、定電流源（以下、「トランスコンダクタ用定電流源」と記載）Ｉ１及びＩ２を備える構成である。

トランスコンダクタ用定電流源Ｉ１の出力は、ＲＦ用トランジスタＭ１のドレイン端子に接続され、定電流源Ｉ１から所定の定電流がＲＦ用トランジスタＭ１に供給される。同様に、トランスコンダクタ用定電流源Ｉ２の出力は、ＲＦ用トランジスタＭ２のドレイン端子に接続され、定電流源Ｉ２から所定の定電流がＲＦ用トランジスタＭ２に供給される。

ここで、トランジスタＭ１のドレイン端子に供給される電流量Ｉ_ＲＦに対するトランスコンダクタ用定電流源Ｉ１からの電流量の割合（以下、「電流注入係数」と記載）をｂ_ｉｎｊとすると、ミキサ回路５０ａ内で発生される入力換算ノイズｎ_ｉｎは以下の数２のように表される。

上記数２より、ｂ_ｉｎｊの値を大きくするとノイズｎ_ｉｎの大きさを削減することができることが分かる。又、負荷抵抗Ｒ１に流れる電流をＩｒと記載すると、Ｉｒ＝Ｉ_ＲＦ×（１−ｂ_ｉｎｊ）より、ｂ_ｉｎｊの値が大きくなるほどミキサコア部１２に流れる電流Ｉｒは減少する。これによりミキサコア部１２を構成するＬＯ用トランジスタＳＷ１〜ＳＷ４のサイズを小さくすることができる。

従って、図７の構成によれば、ノイズレベル及び歪みレベルを一定程度抑制可能な電流Ｉ_ＲＦを決定した上で、更に上記ｂ_ｉｎｊの値を大きくすることで、占有面積の拡大を抑制しながらミキサ回路から発生されるノイズを更に削減することができる。

しかしながら、図７の構成のように、トランスコンダクタ用定電流源Ｉ１及びＩ２から電流供給を行うことにより、ミキサ回路の歪み性能が劣化するという問題が発生する。図８は、図７の構成における電流注入係数に対するノイズレベル及び歪みレベルの関係を示すグラフである。尚、図８では、（ａ）及び（ｂ）の何れの場合も、ＲＦ用トランジスタＭ１を流れる電流Ｉ_ＲＦ＝４．５ｍＡとしている。図８（ａ）は、電流注入係数ｂ_ｉｎｊを横軸に表し、入力換算ノイズ〔ｄＢμ〕を縦軸に表した場合の両者の関係をグラフにしたものである。又、図８（ｂ）は、電流注入係数ｂ_ｉｎｊを横軸に表し、ＩＩＰ３〔ｄＢμ〕を縦軸に表した場合の両者の関係をグラフにしたものである。

図８（ａ）によれば、ｂ_ｉｎｊを大きくするに連れて入力換算ノイズは低減されていることが分かる。ｂ_ｉｎｊを大きくすることは、ＲＦ用トランジスタＭ１に流れる電流の内、トランスコンダクタ用定電流源Ｉ１から供給される電流の寄与率を増加させることを意味する。言い換えれば、ＲＦ用トランジスタＭ１に流れる電流Ｉ_ＲＦを所定の値に定めた状態において、トランスコンダクタ用定電流源Ｉ１から供給される電流量を上昇させることでノイズレベルを削減することができることが示されている。

しかし、ｂ_ｉｎｊを大きくするとミキサコア部１２に流れる電流が小さくなって、ミキサコア部１２を構成するトランジスタＳＷ１〜４の動作が通常状態からはずれるためミキサコア部１２による歪が発生してしまう現象が起こる。その結果を図８（ｂ）に示す。図８（ｂ）によれば、ｂ_ｉｎｊを大きくするに連れてＩＩＰ３の値が低下（線形性が低下）し、歪みレベルが上昇していることが分かる。従って、図８（ａ）及び（ｂ）の結果を踏まえれば、ＲＦ用トランジスタＭ１に流れる電流Ｉ_ＲＦを所定の値に定めた状態において、トランスコンダクタ用定電流源Ｉ１から供給される電流量を上昇させた場合、ノイズレベルの削減効果は奏されるものの、歪みレベルは劣化傾向を示すこととなる。

本発明は、上記の問題点に鑑み、回路規模の拡大を抑制しつつ、低ノイズで高線形性を示すミキサ回路を提供することを目的とする。

上記目的を達成するための本発明に係るミキサ回路は、入力される高周波電圧を高周波電流に変換するトランスコンダクタ部と、入力される低周波のローカル信号に基づいて前記トランスコンダクタ部から出力される前記高周波電流に対して周波数変換を行い変換電流を生成するミキサコア部と、前記ミキサコア部から出力される前記変換電流を外部に出力する出力部と、を備えるミキサ回路であって、前記トランスコンダクタ部に対して所定の第１電流を供給するために、前記トランスコンダクタ部と前記ミキサコア部の接続ノードに接続されるトランスコンダクタ用定電流源と、前記ミキサコア部に対して所定の第２電流を供給するために、前記ミキサコア部と前記出力部の接続ノードに接続されるミキサコア用定電流源と、を備えることを第１の特徴とする。

本発明に係るミキサ回路の上記第１の特徴構成によれば、トランスコンダクタ用定電流源から一定の電流がトランスコンダクタ部に供給されることで低ノイズ効果を奏すると共に、ミキサコア用定電流源から一定の電流がミキサコア部に供給される。このため、ミキサコア部１２を構成するトランジスタＳＷ１〜４が通常動作するために必要な電流が流れるので歪が発生しない。トランスコンダクタ部とミキサコア部に供給される電流を夫々調整することによって、出力信号のノイズレベル及び歪みレベルの低下が実現可能となる。

又、本発明に係るミキサ回路は、上記第１の特徴構成に加えて、前記トランスコンダクタ用定電流源又は前記ミキサコア用定電流源の少なくとも何れか一方が、出力する電流量を制御可能に構成されていることを第２の特徴とする。

本発明に係るミキサ回路の上記第２の特徴構成によれば、消費電流特性を劣化させることなく、低ノイズ且つ低歪みの信号出力が可能となるような条件を充足するように電流源の電流量を調整することができる。

又、本発明に係るミキサ回路は、上記第１又は第２の特徴構成に加えて、正逆両位相の前記高周波電圧が夫々に入力されるＲＦ用トランジスタ差動対で構成される前記トランスコンダクタ部と、前記正逆両位相の前記ローカル電圧が夫々に入力されるＬＯ用トランジスタ差動対を２組備える前記ミキサコア部とを備えるギルバートセル型のミキサ回路であり、前記ＬＯ用トランジスタ差動対を構成する各ＬＯ用トランジスタの出力端子と、他のＬＯ用トランジスタ差動対を構成するＬＯ用トランジスタの内の位相の異なる前記ローカル電圧が入力されるＬＯ用トランジスタの出力端子と、が接続されることで２つの出力用接続ノードを有すると共に、各前記出力用接続ノードから出力される前記変換電流を夫々正位相出力信号及び逆位相出力信号として前記出力部に与え、前記ＲＦ用トランジスタ差動対の夫々の出力端子に前記トランスコンダクタ用定電流源からの前記第１電流が供給され、各前記出力用接続ノードに前記ミキサコア用定電流源からの前記第２電流が供給されることを第３の特徴とする。

又、本発明に係るミキサ回路は、上記第３の特徴構成に加えて、前記出力部が、各ソース端子が電源電圧に接続される第１〜第４ＰＭＯＳトランジスタを備え、前記第１ＰＭＯＳトランジスタのゲート端子、前記第２ＰＭＯＳトランジスタのゲート端子及びドレイン端子が互いに接続されることで第１カレントミラー回路を構成し、前記第４ＰＭＯＳトランジスタのゲート端子、前記第３ＰＭＯＳトランジスタのゲート端子及びドレイン端子が互いに接続されることで第２カレントミラー回路を構成し、前記出力用接続ノードを介して前記ミキサコア部から前記第２ＰＭＯＳトランジスタのドレイン端子に入力される前記変換電流が、前記第１カレントミラー回路を介して前記第１ＰＭＯＳトランジスタのドレイン端子から出力され、前記出力用接続ノードを介して前記ミキサコア部から前記第３ＰＭＯＳトランジスタのドレイン端子に入力される前記変換電流が、第２カレントミラー回路を介して前記第４ＰＭＯＳトランジスタのドレイン端子から出力されることを第４の特徴とする。

本発明に係るミキサ回路の上記第４の特徴構成によれば、ミキサコア部と出力部の共通点がミキサ回路の出力と独立されることによって、ミキサコア部からの信号が電流として出力部へ伝達され、歪を低減することができる。

本発明の構成によれば、回路規模の拡大を抑制しつつ、低ノイズで高線形性を示すミキサ回路の実現が図られる。

以下において、本発明に係るミキサ回路（以下、適宜「本発明回路」と称する）の実施形態について図面を参照して説明する。

図１は、本発明回路の概略構成を示すブロック図である。図１に示される本発明回路１は、図７に示される従来構成のミキサ回路５０ａと比較して、ミキサコア部１２に対して所定の定電流を供給するための定電流源２２（以下、「ミキサコア用定電流源」と記載）を更に備える点が異なる。尚、図１では、図７におけるトランスコンダクタ用定電流源Ｉ１及びＩ２を「トランスコンダクタ用定電流源２１」と総称している。又、図７における出力部５１に代えて出力部１３を備える構成である。尚、図５並びに図７と同一の構成要素については同一の符号を付してその詳細な説明を省略する。

本発明回路１は、トランスコンダクタ部１１、ミキサコア部１２、及び出力部１３、トランスコンダクタ部１１に対して所定の定電流を供給するトランスコンダクタ用定電流源２１、並びに、ミキサコア部１２に対して所定の定電流を供給するためのミキサコア用定電流源２２を備える。トランスコンダクタ部１１の出力とミキサコア部１２の入力が接続され、この接続ノードとトランスコンダクタ用定電流源２１が接続されることでトランスコンダクタ部１１に対して所定の定電流が供給される。そして、ミキサコア部１２の出力と出力部１３の入力が接続され、この接続ノード（出力用接続ノード）とミキサコア用定電流源２２が接続されることでミキサコア部１２に対して所定の定電流が供給される。

図２は、図１に示される本発明回路１の具体的な一回路構成例であり、図５並びに図７と同様、本発明回路１がギルバートセル型ミキサ回路で構成される場合を図示している。

図２に示されるように、本発明回路１は、ＬＯ用トランジスタＳＷ１とのドレイン端子とＬＯ用トランジスタＳＷ３のドレイン端子の接続ノードにミキサコア用定電流源Ｉ３が接続されており、ＬＯ用トランジスタＳＷ２のドレイン端子とＬＯ用トランジスタＳＷ４のドレイン端子の接続ノードにミキサコア用定電流源Ｉ４が接続されている。

又、出力部１３は、それぞれのソース端子が電源電圧Ｖｃｃに接続される４つのトランジスタＭａ、Ｍｂ、Ｍｃ、Ｍｄを備える。第１トランジスタＭａと第２トランジスタＭｂ、並びに第３トランジスタＭｃと第４トランジスタＭｄは、夫々がカレントミラー回路を構成しており、このカレントミラー回路を介してミキサコア部１２からの差動入力を外部に出力させる。即ち、第１トランジスタＭａと第２トランジスタＭｂの両ゲート端子、並びに第２トランジスタＭｂのドレイン端子は互いに接続されており、同様に、第３トランジスタＭｃと第４トランジスタＭｄの両ゲート端子、並びに第３トランジスタＭｂのドレイン端子は互いに接続されている。

ミキサコア用定電流源Ｉ３が接続されている側の出力用接続ノードを逆位相側、ミキサコア用定電流源Ｉ４が接続されている側の出力用接続ノードを正位相側とすると、逆位相側の出力用接続ノードには第２トランジスタＭｂのドレイン端子が接続され、正位相側の出力用接続ノードには第３トランジスタＭｃのドレイン端子が接続されている。

このように構成されるとき、トランスコンダクタ部１１に入力される高周波電圧に基づいて高周波電流が生成され、この高周波電流に対してミキサコア部１２において周波数変換が施された変換電流が生成され、この変換電流が第１トランジスタＭａのドレイン端子、及び第４トランジスタＭｄのドレイン端子より出力される。

尚、トランジスタＭ１のドレイン端子に供給される電流量Ｉ_ＲＦに対するミキサコア用定電流源Ｉ３から供給の電流量の割合を示す第２電流注入をｂ_ｉｎｊ２とすると、図２の構成における本発明回路１内で発生される入力換算ノイズｎ_ｉｎを上記数２に倣って記載すると以下の数３のように表される。数３において、γ_BBはトランジスタＭａ（又はＭｂ、Ｍｃ、Ｍｄ）のノイズ係数を表している。

上記数３においても、上述した数２と同様、電流注入係数ｂ_ｉｎｊ或いはｂ_ｉｎｊ２を大きくすることでノイズｎ_ｉｎを小さくすることが可能であることが分かる。

図３は、図２に示される本発明回路の構成における電流注入係数ｂ_ｉｎｊに対するノイズレベル及び歪みレベルの関係を示すグラフである。尚、図３では、本発明回路の構成における電流注入係数ｂ_ｉｎｊに対するノイズレベル及び歪みレベルの関係を実線で表記し、これに併せて、従来構成のミキサ回路における電流注入係数ｂ_ｉｎｊに対するノイズレベル及び歪みレベルの関係を破線で表記している。

又、ここでいう電流注入係数ｂ_ｉｎｊは、図８の場合と同様、トランジスタＭ１（又はＭ２）のドレイン端子に供給される電流量Ｉ_ＲＦに対するトランスコンダクタ用定電流源Ｉ１（又はＩ２）からの電流量の割合を示すものとする。そして、縦軸及び横軸の取り方は図８と同様とし、又、（ａ）及び（ｂ）の何れの場合も、図８と同様にＲＦ用トランジスタＭ１を流れる電流Ｉ_ＲＦ＝４．５ｍＡとしている。

図３（ａ）によれば、本発明回路２の構成において検出されるノイズレベルは、従来構成（図７）において検出されるノイズレベルと同程度になることが分かる。一方、図３（ｂ）によれば、従来構成と比べて本発明回路２の方が電流注入係数ｂ_ｉｎｊを増加させた場合のＩＩＰ３の値の低下が小さい。言い換えれば、従来構成と比べて本発明回路２の構成の方が、電流注入係数ｂ_ｉｎｊを大きくした場合の歪みレベルの劣化度合いが抑制されていることが分かる。これは、出力用接続ノードに対してミキサコア用定電流源Ｉ３或いはＩ４からの直流電流を注入することによって、ミキサコア部１２を構成するトランジスタＳＷ１〜４が通常動作するために必要な電流が流れて、歪みレベルを低下させることが可能となる。

これにより、トランスコンダクタ用定電流源Ｉ１及びＩ２から供給される電流注入係数（第１電流注入係数）ｂ_ｉｎｊ、及びミキサコア用定電流源Ｉ３及びＩ４から供給される電流注入係数（第２電流注入係数）ｂ_ｉｎｊ２を夫々適切な値に調整することにより、低ノイズで低歪みのミキサが実現される。以下の表１において、発明者が設計した実回路による本発明回路の特性データの数値例を従来構成のミキサ回路の数値例と併せて記載する。尚、下記の表１では、比較のために従来構成のミキサ回路も出力部１３（カレントミラー回路）を備える構成であるとした。

上記表１によれば、従来構成と比較して消費電流特性及び低ノイズ特性を維持したまま歪性能を示すＩＩＰ３の値が改善されていることが分かる。

図４は、図２に示される本発明回路２の更に具体的な回路構成の一例である。図４では、トランスコンダクタ用定電流源Ｉ１及びＩ２、並びにミキサコア用定電流源Ｉ３及びＩ４を何れも印加されるゲート電圧Ｖｂ＿ｉｎｊによって電流量の制御が可能なＰＭＯＳトランジスタによって構成している。尚、各定電流源Ｉ１〜Ｉ４を構成する各ＰＭＯＳトランジスタのゲート端子に印加されるゲート電圧Ｖｂ＿ｉｎｊは、Ｉ１及びＩ２とＩ３及びＩ４との間で異なる値であって、適宜調整可能に構成されているものとして構わない。

尚、図２或いは図４では、何れもＭＯＳトランジスタで構成されるものとしたが、バイポーラトランジスタで構成されるものとしても構わない。又、接続の極性を反転させることによりＰ型とＮ型を反転させる構成としても構わない。更に、図５或いは図７のように出力部５１を備える構成としても構わない。

本発明回路の概略構成を示すブロック図 本発明回路の具体的な構成例 本発明回路の構成における電流注入係数ｂ_ｉｎｊに対するノイズレベル及び歪みレベルの関係を示すグラフ 本発明回路の具体的な回路構成例 従来のミキサ回路の代表的な構成を示す図 従来のミキサ回路のシミュレーション結果を示すグラフ 従来のミキサ回路の構成を示す図 従来のミキサ回路の構成における電流注入係数に対するノイズレベル及び歪みレベルの関係を示すグラフ

符号の説明

１： 本発明に係るミキサ回路
１１： トランスコンダクタ部
１２： ミキサコア部
１３： 出力部
２１： トランスコンダクタ用定電流源
２２： ミキサコア用定電流源
５０、５０ａ： 従来構成のミキサ回路
５１： 出力部
Ｉ１、Ｉ２： トランスコンダクタ用定電流源
Ｉ３、Ｉ４： ミキサコア用定電流源
ＬＯ、ｎＬＯ： ローカル信号
Ｍ１、Ｍ２： ＲＦ用トランジスタ
Ｍａ、Ｍｂ、Ｍｃ、Ｍｄ： （出力用）トランジスタ
ＯＭ、ＯＰ： 出力端子
Ｒ１、Ｒ２： 負荷抵抗
ＲＦｉｎ＿ｍ、ＲＦｉｎ＿ｐ： 高周波信号
ＳＷ１〜ＳＷ４： ＬＯ用トランジスタ

Claims (4)

1. 入力される高周波電圧を高周波電流に変換するトランスコンダクタ部と、
   入力される低周波のローカル信号に基づいて前記トランスコンダクタ部から出力される前記高周波電流に対して周波数変換を行い変換電流を生成するミキサコア部と、
   前記ミキサコア部から出力される前記変換電流を外部に出力する出力部と、を備えるミキサ回路であって、
   前記トランスコンダクタ部に対して所定の第１電流を供給するために、前記トランスコンダクタ部と前記ミキサコア部の接続ノードに接続されるトランスコンダクタ用定電流源と、
   前記ミキサコア部に対して所定の第２電流を供給するために、前記ミキサコア部と前記出力部の接続ノードに接続されるミキサコア用定電流源と、を備えることを特徴とするミキサ回路。
2. 前記トランスコンダクタ用定電流源又は前記ミキサコア用定電流源の少なくとも何れか一方が、出力する電流量を制御可能に構成されていることを特徴とする請求項１に記載のミキサ回路。
3. 正逆両位相の前記高周波電圧が夫々に入力されるＲＦ用トランジスタ差動対で構成される前記トランスコンダクタ部と、前記正逆両位相の前記ローカル電圧が夫々に入力されるＬＯ用トランジスタ差動対を２組備える前記ミキサコア部とを備えるギルバートセル型のミキサ回路であり、
   前記ＬＯ用トランジスタ差動対を構成する各ＬＯ用トランジスタの出力端子と、他のＬＯ用トランジスタ差動対を構成するＬＯ用トランジスタの内の位相の異なる前記ローカル電圧が入力されるＬＯ用トランジスタの出力端子と、が接続されることで２つの出力用接続ノードを有すると共に、各前記出力用接続ノードから出力される前記変換電流を夫々正位相出力信号及び逆位相出力信号として前記出力部に与え、
   前記ＲＦ用トランジスタ差動対の夫々の出力端子に前記トランスコンダクタ用定電流源からの前記第１電流が供給され、
   各前記出力用接続ノードに前記ミキサコア用定電流源からの前記第２電流が供給されることを特徴とする請求項１又は請求項２に記載のミキサ回路。
4. 前記出力部が、各ソース端子が電源電圧に接続される第１〜第４ＰＭＯＳトランジスタを備え、
   前記第１ＰＭＯＳトランジスタのゲート端子、前記第２ＰＭＯＳトランジスタのゲート端子及びドレイン端子が互いに接続されることで第１カレントミラー回路を構成し、
   前記第４ＰＭＯＳトランジスタのゲート端子、前記第３ＰＭＯＳトランジスタのゲート端子及びドレイン端子が互いに接続されることで第２カレントミラー回路を構成し、
   前記出力用接続ノードを介して前記ミキサコア部から前記第２ＰＭＯＳトランジスタのドレイン端子に入力される前記変換電流が、前記第１カレントミラー回路を介して前記第１ＰＭＯＳトランジスタのドレイン端子から出力され、
   前記出力用接続ノードを介して前記ミキサコア部から前記第３ＰＭＯＳトランジスタのドレイン端子に入力される前記変換電流が、第２カレントミラー回路を介して前記第４ＰＭＯＳトランジスタのドレイン端子から出力されることを特徴とする請求項３に記載のミキサ回路。

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