CN1722609A - 具有改良二阶截取点的用于直接转换收发器的混频器电路 - Google Patents

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Abstract

本发明涉及一种用于直接转换发送机和接收机的混频器，利用四个彼此正交的移相后的本地振荡信号来控制多个用于输出彼此正交的信号的开关。两个相互正交的输出信号没有相互干扰并且有预先的小的信号增益。此外，该混频器可以包括四个或者八个由四个彼此正交的本地振荡信号控制开关的，用于输出在I－Q图上彼此正交的信号。从由四个相移本地振荡信号控制的开关输出的信号除去了I－Q不匹配和DC分量，从而改善了IP2特性。

Description

具有改良二阶截取点的用于直接转换收发器的混频器电路
技术领域
本发明涉及射频通信系统，特别是用于直接转换发送机和接收机的混频器电路。
背景技术
在射频(RF)通信系统中，基带信号被转换成用于传输的(比较高的)载频，并且在接收机中该载频被转换回基带信号。为了发送，将基带信号调制为载频并输出到天线。在发送中的频率转换被称为“上变频”。为了接收，用天线检测载波信号并将其解调为用于其输出的基带信号。在接收中的频率转换被称为“下变频”。
上变频表示将基带信号转换为具有比基带信号高的频率的载波信号，下变频表示将载波信号转换为具有比载波信号低的频率的基带信号。
相关技术的收/发机制主要分为零差机制和外差机制。
在接收/发送中，外差机制使用频率比RF信号低的中频(IF)信号，因此，在发送和接收系统中，能够容易地放大，并且选择性和保真度可以较高。
零差机制被称为“直接转换”，直接将载波信号(RF)转换为基带信号。因此，在发送和接收系统中的“直接转换”表示RF频率不被转换为中频(IF)而被直接转换为基带频率。这样的直接转换的优点是使用的硬件简单而且功耗可以最小化。
然而，直接转换可能存在这样的问题，例如自混频、I-Q不匹配、和来自混频器的DC分量。
由于RF信号的中心频率与本地振荡器的LO频率基本相同，耦合将本地振荡器的信号施加在RF的输入端(或将RF信号的一部分施加到LO输入端)，这种现象会导致自混频。因此，在每个输入端中产生了一个对应的两个信号的差值的DC分量。这个问题的解决方法包括增加屏蔽或隔离。
当直接转换使用正交结构时就会产生I-Q不匹配，在正交结构中本地振荡器的信号被分为相互之间具有90°相位差并具有相同幅度的信号，然后被分开的信号被分别施加在I和Q信道混频器上。在两个被施加并被分开的信号相互之间具有不同的幅度或两个信号的相位差不是90°情况下，在接收/发送中出错的可能性很高。
此外，在直接转换中，二阶截取点(second order intercept point，IP2)通常由通信系统的设计者考虑。在使用中频(IF)的超外差机制中，IP3(三阶截取点)具有重要的意义。在通信系统中，将具有基带频率的信号调制成载波信号以发送或接收它。当两个或更多频率通过非线性系统或电路时，输出一个不是作为输入信号而存在的信号。这叫做相互调制(IM)。IMD(互调失真)表示由IM分量导致的失真。当两个频率通过单一的非线性系统并且在输出侧检测到与这两个频率的谐波的和差相关的分量的时候，IMD会引起问题，会干扰调制和解调。
然而，在不使用IF直接转换的情况下，由于在混频器中的基带信号是直接从载波信号转换的，二阶IMD的影响要比三阶IMD项的影响大。
因此，在将载波信号转换成IF的情况下，二阶IMD与初始信号的基带在频率上有差异，但是接近基带。在直接转换的情况下，二阶IMD接近基带信号。因此，在直接转换中二阶IMD项的调节是防止信号失真的重要的考虑因素。
二阶IMD项的干扰程度的指标是IP2(二阶截取点)。IP2表示系统的线性程度，是通信中的一个很重要的参数。一个输入信号的连续增加使最初很小的二阶IMD信号增大到与在二阶截取点(IP2)的初始信号相同的功率电平。
因此，初始信号频率能量满足二阶IMD的能量点被称为IP2。
为了保证通信系统的线性度，IP2应该很高，这表示二阶IMD的生成的最小化。
通常，用于直接转换接收机的混频器具有IP2校正电路，用于调整IP2。
图1A和1B是说明用于直接转换的传统混频器的电路图。
图1A是说明使用在直接转化中的传统单平衡混频器的电路图。
参阅图1A，单平衡混频器包括开关对(一对开关)101，负载阻抗103和跨导级105。跨导级105包括电流源It和晶体管Q1。射频(RF)信号被输入到晶体管Q1的栅极。
开关对101包括两个开关S1和S2。开关S1执行由本地振荡信号LO+控制的开-关操作。开关S2执行由本地振荡信号LO-控制的开-关操作，该本地振荡信号LO-与本地振荡信号LO+相比具有180度的相位差。
图1B是说明使用在直接转化中的传统双平衡混频器的电路图。传统双平衡混频器是吉尔伯特单元形式的。吉尔伯特单元是交叉耦合的差分放大器。吉尔伯特单元被用作具有小的信号增益和负载阻抗111的主动混频器，负载阻抗111控制小的信号增益并用于校正IP2。
负载阻抗电路103包括电阻器R1和R2。通常使用晶体管作为开关S1和S2以使单平衡混频器具有小的信号增益。负载阻抗电路103控制小信号增益并被使用来校正IP2。
参阅图1B，双平衡混频器包括两个开关对107和109、负载阻抗111和跨导级113。
双平衡混频器的两个开关对包括第一开关对107(具有开关S1和S2)和第二开关对109(具有开关S3和S4)。这些开关可以由MOS(金属氧化物半导体)晶体管或双极性晶体管实现。开关S2和S3都执行由本地振荡信号LO+控制的开-关(开关)操作，开关S1和S4都执行由本地振荡信号LO-控制开-关(开关)操作，本地振荡信号LO-与本地振荡信号LO+相比具有180°的相位差。
跨导级113包括晶体管Q1和Q2以及电流源It，射频(RF)信号输入到每个晶体管，RF信号可以以那种方式输入到包括双平衡混频器的直接转换接收机，其中射频(RF)信号被输入到晶体管Q1和Q2中的每一个。在包括双平衡混频器的发送机中，将基带信号输入到晶体管Q1和Q2。
负载阻抗111包括电阻器R3和R4。
改善IP2的传统方法是将负载阻抗111调整到和二阶谐波分量具有相同的幅度。这种改善IP2特性的方法具有局限性，必须精确地调整负载阻抗111，但是很难。这种方法在RF信号的频率相对较低的情况下更有效。然而，当射频信号的频率相对较高的情况下，这个方法存在缺陷：I-Q不匹配被产生并且甚至负载阻抗111的小变化也会使IP2的特性降低。
发明内容
本发明的实施例提供用于直接转换发送机和接收机的混频器。第一实施例提供了一种直接转换混频器，该混频器具有用四个相移本地振荡信号控制的两个开关对(两对开关)，为了开关对输出在I-Q图上相互正交的信号，这四个相移本地振荡信号是相互正交的，。相互正交的两个输出信号不互相地干扰并且具有预定的小的信号增益。
通常，直接转换接收机的混频器可能包含四个或八个由四个相移本地振荡信号控制的开关，这四个相移本地振荡信号是彼此正交的以输出在I-Q图上相互正交的信号。
从四个相移本地振荡信号所控制的开关输出的信号除去了I-Q不匹配和DC分量，改善了IP2特性。本发明的实施例提供了一种通过修改混频器的结构和LO信号的输入端从而具有改善的IP2特性的单平衡混频器电路。
在一些实施例中，单平衡混频器包括：设定为接收第一本地振荡信号和第二本地振荡信号的第一开关对，第二本地振荡信号相对于第一本地振荡信号具有90°的相位差；设定接收第三本地振荡信号和第四本地振荡信号的第二开关对，第三本地振荡信号相对于第二本地振荡信号具有180°相位差，第四本地振荡信号相对于第三本地振荡信号具有90°的相位差同时相对于第一本地振荡信号具有180°的相位差；与第一开关对和第二开关对共同耦合并设定为接收输入信号的跨导级；在第一和第二开关对之间耦合的负载阻抗以及电源电压VDD。这个跨导级可以主要由串联“电流源”(例如，电阻器)的放大器(晶体管)组成。
在另外一些实施例中，一种双平衡混频器包括：设定为由第一本地振荡信号控制的第一开关对；设定为由第二本地振荡信号控制的第二开关对；设定为由第三本地振荡信号控制的第三开关对；设定为由第四本地振荡信号控制的第四开关对；设定为由第四本地振荡信号控制的第五开关对；设定为由第三本地振荡信号控制的第六开关对；设定为由第二本地振荡信号控制的第七开关对；设定为由第一本地振荡信号控制的第八开关对。
第二本地振荡信号相对于第一本地振荡信号有90°的相位差；第三本地振荡信号相对于第二本地振荡信号具有180°的相位差；第四本地振荡信号相对于第三本地振荡信号具有90°相位差同时相对于第一本地振荡信号具有180°相位差。
在其他实施例中，一种直接转换接收机包括：设定为移动本地振荡信号的相位的移相器；设定为基于所述移相器的输出信号对所述RF信号执行第一次下变频的第一混频器(以上第一和第二混频器的实施例中的任意一个)；设定为基于第一混频器的输出生成对应于同相分量的基带信号的第一基带信号处理器；设定为基于该移相器输出信号对所述RF信号执行第二次下变频的第二混频器(例如，和第一混频器相同的类型)设定为基于第二混频器的输出生成对应于正交分量的基带信号的第二基带信号处理器。
在其他实施例中，一种直接转换发送机包括：设定为移动本地振荡信号的相位的移相器；设定为接收对应于同相分量的基带信号的第一基带信号处理器；设定为接收第一基带信号处理器的输出并设定为基于移相器的输出信号对RF信号执行第一次上变频的第一混频器(以上第一和第二混频器的实施例中的任意一个)；设定为接收对应于正交分量的基带信号的第二基带信号处理器；以及设定为接收第二基带信号处理器的输出并设定为基于移相器的输出信号对RF信号执行第二次上变频的第二混频器(例如，与第一混频器同一类型)。
此外，本发明的另外一个特点是提供一种使用包括单平衡混频器实施例或双平衡混频器实施例的混频器电路的接收机和发送机的直接转换收发器。
附图说明
通过参照相应附图详细描述本发明的典型实施例，本发明的上述和其他特性将显而易见，其中：
图1A和1B是图解说明用于直接转换的传统混频器的电路图；
图2A到2C是说明根据本发明典型实施例的单平衡混频器的框图和电路图；
图3A到3C是说明根据本发明另一个典型实施例的双平衡混频器的框图和电路图；
图4A到4C是说明根据本发明再另一个典型实施例的双平衡混频器的框图和电路图；
图5A是说明包括根据本发明实施例的混频器的直接转换接收机的框图；
图5B是说明包括根据本发明实施例的混频器的直接转换发送机的框图。
具体实施方式
图2A、2B和2C是举例说明根据本发明典型实施例的单平衡混频器的框图和电路图。
传统的单平衡混频器包括一开关对和一跨导级(具有一晶体管)，而根据本发明实施例的混频器包括两个开关对和一跨导级(具有一晶体管)。因而在严格意义上讲，本发明的典型实施例的混频器也许不是“单平衡”混频器。然而，为了方便，第一典型实施例的混频器在下文中将被称为单平衡混频器。
图2A的单平衡混频器包括第一开关对201、第二开关对203、跨导级205和负载阻抗电路207。
第一开关对201接收第一本地振荡信号LO1和第二本地振荡信号LO2。在第一本地振荡信号LO1是参考信号的情况下，LO1在I-O图中属于I+(同相的)信号并且被表示为LO1(I+)。第二本地振荡信号LO2与第一本地振荡信号LO1相比具有90°的相位差。如果LO1属于I+(同相的)信号那么在I-O图第二本地振荡信号就LO2属于Q-(正交的)。更可取的，该LO1信号和LO2信号相互具有相同的幅度，相互之间具有90°的相位差。
第二开关对203接收第三本地振荡信号LO3和第四本地振荡信号LO4。在第二本地振荡信号LO2是Q-信号的情况下，第三本地信号LO3是Q+信号(同时在替换的LO2是Q+信号的情况中，第三本地振荡信号LO3是Q-信号)。因而，LO2信号和LO3信号相对于彼此具有180°的相位差。同样地，第四本地振荡信号LO4与第一振荡信号LO1相比较具有180°的相位差。从而，第四本地振荡信号LO4在I-Q图属于I-信号。更可取的，该LO3和LO4本地振荡信号具有相同的幅度，并且相互之间具有90°的相位差。
负载阻抗电路207具有第一负载209和第二负载211。第一负载209的一端与第一开关对201的第一输出端耦合，并与第二开关对203的第三输出端耦合。第一负载209的另外一端连接在电源电压VDD上。
此外，第二负载211的一端与第一开关对201的第二输出端耦合，同时也与第二开关对203的第四输出端耦合。第二负载211的另外一端连接在电源电压VDD上。
跨导级205连接在(与第一开关对201和第二开关对203耦合的)公共节点和地电压或VSS之间。在单平衡混频器被用在直接转换发送机中的情况下，基带信号被输入到跨导级205。在单平衡混频器被用在直接转换接收机中的情况下，RF信号被输入到跨导级205。
参考图2B，第一开关对(图2A中的201)包括开关S1和S2。开关S1由第一本地振荡信号LO1(I+)控制，开关S2由第二本地振荡信号LO2(Q-)控制。更进一步，第二开关对(图2A中的203)包括开关S3和S4。开关S3由第三本地振荡信号LO3(Q+)控制，开关S4由第四本地振荡信号LO4(I-)控制。
第一负载209连接在公共节点(耦合到第一开关S1的第一输出端和第三开关S3的第三输出端)和电源电压VDD之间。同样地，第二负载211连接在公共节点(耦合到第二开关S2的第二输出端和第四开关S4的第四输出端)和电源电压VDD之间。
将RF信号输入到晶体管QN5的栅极。晶体管QN5的一个电极与四个的开关S1、S2、S3和S4公共耦合，该晶体管QN5对于跨导级执行小信号模型功能；并且，晶体管QN5的另一个电极连接地或VSS。由于应当通过晶体管QN5施加偏流，以便(通过开关S1、S2、S3和S4)操作开关电路，跨导级应该包括一个电流源。可是，考虑到小信号模型，跨导级205的电流源可以被制作为电阻器(为了方便解释而未示出)。
根据本地振荡信号LO1、LO2、LO3和LO4的控制，开关S1、S2、S3和S4分别地执行开-关(开关)操作，用本地振荡信号LO1到LO4乘以输入到晶体管QN5栅极的RF信号分别(所以可以通过开关S1、S2、S3和S4输出端输出相乘后的信号)。此外，本地振荡信号是方波或正弦波。
RF信号与第一本地振荡信号LO1(I+)(控制第一开关S1的操作)和第三本地信号LO3(Q+)(控制第三开关S3的操作)相乘。所以，从第一输出端和第三输出端输出I-Q图中的I+信号和Q+信号(并在第一混频器输出端公共节点对其求和)。此外，既然在I-Q图中同相信号分量和正交分量不会互相干扰，所以可以得到具有相同振幅只是具有90°相位差的输出信号(并在第一混频器输出端公共节点对该输出信号求和)。
此外，RF信号与第二本地振荡信号LO2(Q-)(控制第二开关S2的操作)和第四本地振荡信号LO4(I-)(控制第四开关S4的操作的)相乘。所以，从第二输出端和第四输出端I-Q图中的I-信号和Q-信号(并在第二混频器输出端公共节点对其求和)。更进一步，既然上述的I-信号和Q-信号在I-Q图中是彼此正交的，这两个信号不会彼此干扰。因此，在本地振荡信号LO1、LO2、LO3和LO4具有相同的幅度的情况下，可以在第二输出端和第四输出端得到具有相同的幅度和90°的相位差的输出信号。
此外，由于在第一和第二混频器的输出端输出的信号彼此具有180的相位差，所以能够避免在I-Q图中的不匹配，并且第二IMD(互调失真，InterModulation Distortion)能够得到最小化。
图2C是举例说明根据本发明典型的实施例的单平衡混频器的电路图，该单平衡混频器是用MOS晶体管实现的。
参考图2C，第一开关对(图2A中的201)包括第一晶体管QN1和第二晶体管QN2。因此，图2B中第一开关S1与晶体管QN1相对应，并且图2B中第二开关S2与晶体管QN2相对应。第一本地振荡信号LO1(I+)被输入到晶体管QN1(开关S1)的栅极，而第二本地振荡信号LO2(Q-)被输入到晶体管QN2(开关S2)的栅极。
同样地，第二开关对(图2A中的203)包括第三晶体管QN3和第四晶体管QN4。图2B中第三开关S3与晶体管QN3相对应，而图2B中第四开关S4与晶体管QN4相对应。第三本地振荡信号LO3(Q+)被输入到晶体管QN3的栅极，而第四本地振荡信号LO4(I-)被输入到晶体管QN4的栅极。
晶体管QN1的第一输出端和晶体管QN3的第三输出端共同与(图2A中负载阻抗电路207的)电阻器R1相耦合。因此，电阻器R1与图2B中第一负载(209)相对应。同样地，晶体管QN2的第二输出端和晶体管QN4的第四输出端共同与(图2A中负载阻抗电路207的)电阻器R2相耦合。因此，电阻器R2与图2B中第二负载(211)相对应。
跨导级(图2A中的205)包括与电流源It串联连接的晶体管QN5。RF信号被输入到上述QN5的栅极。此外，晶体管QN5的漏极与四个晶体管QN1、QN2、QN3和QN4共同耦合，并且晶体管QN5的源极与电流源It耦合。电流源It提供偏流给组成第一和第二开关对的晶体管。
根据本地振荡信号LO1到LO4的控制，上述晶体管执行开-关的操作，因此，用LO1到LO4信号的每一个乘以输入到晶体管QN5的栅极的RF信号，以便相乘后的信号可以从每个晶体管的输出端输出。此外，本地振荡信号可以是方波或正弦波。
将RF信号乘以第一本地振荡信号LO1(I+)(控制晶体管QN1的操作)和第三本地信号LO3(Q+)(控制晶体管QN3的操作)。从而，从第一输出端和第三输出端输出在I-Q图中的I+信号和Q-信号并对它们求和。输出的信号具有预定的小的信号增益，该预定的小的信号增益是由每个晶体管的小信号输出阻抗和电阻器R1控制的。此外，既然同相分量和正交分量在I-Q图中不会干扰，能够得到具有相同大小并彼此具有90°的相位差的输出信号。
同样地，将RF信号乘以第二本地振荡信号LO2(Q-)(控制晶体管QN2的操作)和第四本地振荡信号LO4(I-)(控制晶体管QN4的操作)。从而，从第二输出端和第四输出端输出在I-Q图中的I-信号和Q-信号并对它们求和。输出信号具有预定的小信号增益，该预定的小信号增益由每个晶体管的小信号输出阻抗和电阻器R2所控制。此外，既然I-信号和Q-信号在I-Q图中彼此正交，他们彼此之间不会干扰。因此，在本地振荡信号LO1、LO2、LO3和LO4具有相同的幅度的情况下，能够在第二输出端和第四输出端的得到具有相同的幅度和彼此具有90°的相位差的输出信号。此外，既然在第一和第二混频器输出端的信号彼此具有180°的相位差，可以避免在I-Q图中的不匹配，并且第二IMD(IMD2)的发生能够得到最小化。
虽然在图2C开关中被描述成为由MOS晶体管所构成，开关也能够由双极性晶体管所构成，以及由其它形式的开关构成。此外，优选地，电阻器R1和R2具有相同的值，并且根据使用类型，这两个电阻器与电容器或者电感器一起被构造成阻抗电路(例如，其阻抗幅度根据频率而改变)。
在图2C中，输入到晶体管QN5的栅极的信号是RF信号。在直接转换接收机中使用单平衡混频器的情况下使用这种结构。此外，由于执行了直接转换，所以不会输出中频，并且RF信号的中心频率基本上等于本地振荡信号的频率。
进一步，在直接转换发送机中使用单平衡混频器的情况下，基带信号被提供到晶体管QN5的栅极。因此，本地振荡信号的频率基本上等于第一和第二混频器的输出端的之间的差分信号Vo的中心频率。
图3A到3C是说明根据本发明的另一个典型实施例的双平衡混频器的框图和电路图。
传统的双平衡混频器包括两个开关对和一个有两个晶体管的跨导级。本发明的当前实施例包括四个开关对和一个具有两个晶体管的跨导级，因此从严格意义上讲，这种配置的混频器不是一个“双平衡混频器”。然而，为了方便，根据本发明的另一个典型的实施例这个混频器在下文中称为双平衡混频器。
在图3A中，双平衡混频器包括第一开关对301、第二开关对303、第三开关对305、第四开关对307、跨导级309和负载阻抗电路311。
第一开关对301和第四开关对307都接收第一本地振荡信号LO1和第二本地振荡信号LO2。在第一本地振荡信号LO1被设置为参考信号的情况下，第一本地振荡信号LO1在I-Q图上和I+(同相)一致。与第一本地振荡信号LO1相比第二本地振荡信号LO2具有90°的相位差。当信号LO1与I+一致时，第二本地振荡信号LO2在I-Q图上与Q-(正交)一致。更可取的是，第一本地振荡信号LO1(如，I+)和第二本地振荡信号LO2(如，Q-)具有相同的幅度和90°的相位差。
第二开关对303和第三开关对305都接收第三本地振荡信号LO3和第四本地振荡信号LO4。第三本地振荡信号LO3是Q+信号相对LO2(Q-)有180°的相位差。此外，第四本地振荡信号LO4相对第一本地振荡信号LO1(I+)有180°的相位差。换句话说，LO4在I-Q图上对应I-信号。更可取的是，第三本地振荡信号LO3(如：Q+)和第四本地振荡信号LO4具有相同的幅度并彼此具有90°的相位差。
负载阻抗电路311包括第一负载313和第二负载315。第一负载313连接在节点(公共地连接在第一开关对301的第一输出端和第二开关对303的第三输出端，还有第三开关对305的第五输出端和第四开关对307的第七输出端上)和电源电压VDD之间。
第二负载315连接在节点(公共地连接在第一开关对301的第二输出端和第二开关对303的第四输出端，还有第三开关对305的第六输出端和第四开关对307的第八输出端上)和电源电压VDD之间。
跨导级309连接在节点(共同地连接在第一开关对301和第二开关对303，还有第三开关对305和第四开关对307上)与地或者VSS之间。当双平衡混频器用在直接转换发送机上时，将差分的基带信号用在跨导级309上。当双平衡混频器用在直接转换接收机上时，将差分的射频信号施加在跨导级309上。
图3B是说明根据本发明的另一个典型实施例的双平衡混频器的电路图。
在图3B的双平衡混频器中，第一开关对(图3A的301)包括开关S1和S2，其中开关S1由LO1(I+)信号控制而开关S2由LO2(Q-)信号控制。第二开关对包括开关S3和S4，其中开关S3由LO3(Q+)信号控制并且开关S4由LO4(I-)信号控制。
第三开关对包括开关S5和S6，其中开关S5由LO4(I-)信号控制而开关S6由LO3(Q+)信号控制。第四开关对包括开关S7和S8，其中开关S7由LO2(Q-)信号控制而开关S8由LO4(I+)信号控制。
第一负载313连接在第一混频器输出端的节点(共同地与第一开关S1的第一输出端和第三开关S3的第三输出端，还有第五开关S5的第五输出端和第七开关S7的第七输出端耦合)和电源电压VDD之间。
第二负载315连接在第二混频器输出端节点(共同地耦合在第二开关S2的第二输出端和第四开关S4的第四输出端，还有第六开关S6的第六输出端和第八开关S8的第八输出端)和电源电压VDD之间。
执行跨导级(图3A的309)的小信号功能的晶体管QN51耦合在(图3A的第一和第二开关对301和303的)四个开关S1、S2、S3和S4的共有的节点和地或者VSS之间。既然为了操作开关电路应该采用偏流，那么跨导级应该包括一个电流源。然而，考虑到小信号，将电流源制造为单个电阻器(为了方便解释而未示出)。
执行跨导级(图3A的309)的小信号功能的晶体管QN5_2耦合在(图3A的第三个和第四个开关对305和307的)开关S5、S6、S7和S8的共有节点和地或者VSS之间。为了提供偏流，可能将电流源(例如，未示出的电阻器)与晶体管QN5_2和地串联地配置。
为差分信号的RF信号被施加在跨导级(图3A的309)的晶体管QN5_1和QN5_2的每一栅极上。
开关S 1、S2、S3、S4、S5、S6、S7和S8执行开关操作，因此，施加在晶体管QN5_1和QN5_2的栅极上的差分RF信号被乘以LO1到LO4中的每个信号，以便可以从每个开关的输出端输出相乘后的信号，在奇数和偶数开关组中之间的开关的输出端是相互连接的。奇数开关S1、S3、S5和S7的输出端共同连接在第一混频器输出端(节点)上。偶数开关S2、S4、S6和S8的输出端共同连接在第一混频器输出端(节点)上。此外，本地振荡信号是方波或是正弦波。
RF信号被乘以控制第一开关S1的操作的LO1(I+)信号和控制第三开关S3的操作的LO3(Q+)信号。因此，在I-Q图上的I+信号和Q+信号以总计的形式从第一输出端和第三输出端输出。此外，该RF信号被乘以控制第五开关S5的操作的LO4(I-)信号和控制第七开关S7的操作的LO2(Q-)信号。由于晶体管QN5_2的栅极是一个差分(辅助的)输入端，所以在I-Q图上的I+信号和Q+信号从第五输出端和第七个输出端以总计的形式输出。所有奇数开关(S1、S3、S5、S7)共同连接第一混频器输出端(节点)上，因此，来自四个开关的I+信号和Q+信号以总计的形式输出。具有I+特性的两个小信号电流同相结合，具有Q+特性的两个小信号电流也通过前面所述的过程同相结合。因此，通过在第五和第七输出端的正交信号，由于在第一和第三输出端的信号彼此不正交或者幅度不同而发生的I-Q不匹配的影响得到了缩减。此外，因为同相分量和正交分量在I-Q图中没有干扰，可以得到具有相同的幅度和90°相位差的输出信号。
RF信号被乘以控制第二开关S2的操作的LO2(Q-)信号和控制第四开关S4操作的LO4(I-)信号。因此，在I-Q图上的I+信号和Q+信号从第二输出端和第四输出端以总计的形式输出。此外，RF信号被乘以控制第六开关S6操作的LO3(Q+)信号和控制第八开关S8操作的LO1(I+)信号。然而，由于晶体管QN5_2的栅极是一个差分(辅助的)输入端，所以在I-Q图上的I-信号和Q-信号从第六输出端和第八输出端以总计的形式输出。所有偶数开关(S2、S4、S6、S8)共同和第二混频器输出端(节点)相连，因此，来自四个开关的I-信号和Q-信号以总计的形式输出。具有I-特性的两个小信号电流同相结合，而具有Q-特性的两个小信号电流也通过前面所述的过程同相结合。因此，通过在第六和第八输出端的正交信号，由于在第二和第四输出端的信号彼此不正交或者幅度不同而发生的I-Q不匹配的影响得到了缩减。此外，因为同相分量和正交分量在I-Q图中没有干扰，可以得到具有相同的幅度和90°相位差的输出信号。此外，因为上述的I-信号和Q-信号在I-Q图上相互正交，它们没有干扰。因此，当本地振荡信号LO1、LO2、LO3和LO4具有相同的幅度，可以在第二混频器输出端(在第二、第四、第六、第八输出端的公共节点)得到具有相同幅度并彼此具有90°相位差的输出信号。
此外，由于在第一和第二混频器输出端的信号在它们之间具有180°的相位差，所以可以避免在I-Q图上的不匹配，发生二阶IMD的情况可以得到最小化。
图3C是按照发明的当前实施例说明用MOS晶体管组成的双平衡混频器的电路图。
参照3C，第一开关对(图3A中的301)包括晶体管QN1_1和晶体管QN1_2。因此，图3B中的第一开关S1对应晶体管QN1_1，而图3B中的第二开关S2对应晶体管QN1_2。LO1(I+)信号被输入到晶体管QN1_1的栅极，LO2(Q-)信号被输入到晶体管QN1_2的栅极。
同样地，第二开关对(图3A中的303)包括晶体管QN2_1和晶体管QN2_2。因此，图中3B中的第三开关S3对应晶体管QN2_1，而图3B中的第四开关S4对应晶体管QN2_2。LO3(Q+)信号被输入到晶体管QN2_1的栅极，而LO4(I-)信号被输入到晶体管QN2_2的栅极。
同样，第三开关对(图3A中的305)包括晶体管QN3_1和晶体管QN3_2。因此，图3B中的第五开关S5对应晶体管QN3_1，图3B中的第六开关S6对应晶体管QN3_2。LO4(I-)信号被输入到晶体管QN3_1的栅极，LO3(Q+)信号输入到晶体管QN3_2的栅极。
同样，第四开关对(图3A中的307)包括晶体管QN4_1和晶体管QN4_2。因此，图3B中的第七开关S7对应晶体管QN4_1，而图3B中的第八开关S8对应晶体管QN4_2。LO2(Q-)信号被输入到晶体管QN4_1的栅极，而LO1(I+)信号被输入到晶体管QN4_2的栅极。
晶体管QN1_1的第一输出端，晶体管QN2_1的第三输出端，晶体管QN3_1的第五输出端，晶体管QN4_1的第七输出端共同连接在电阻器R1上。因此，电阻器R1对应图3B中的第一负载313。同样，晶体管QN1_2的第二输出端，晶体管QN2_2的第四输出端，晶体管QN3_2的第六输出端，晶体管QN4_2的第八输出端共同连接在电阻器R2上。因此，电阻器R2对应图3B中的第二负载315。
跨导级包括晶体管QN5_1和QN5_2、以及电流源It。RF信号被差分地输入到晶体管QN5_1和QN5_2的栅极。此外，晶体管QN5_1的漏极共同连接到四个(开关)晶体管QN1_1、QN1_2、QN2_1和QN2_2，并且晶体管QN5_1的源极和电流源It耦合。同样地，晶体管QN5_2的漏极共同连接到四个晶体管QN3_1、QN3_2、QN4_1和QN4_2，并且晶体管QN5_2的源极和电流源It耦合。
电流源It向组成第一、第二、第三和第四开关对的(开关)晶体管(S1、S2、S3、S4、S5、S6、S7和S8)提供偏流。
晶体管根据本地振荡信号LO1到LO4的控制来执行开-关(开关)操作，因此，输入到晶体管QN5_1和QN5_2每一个栅极的RF信号被乘以将要从每个(开关)晶体管的输出端输出的LO1到LO4信号。此外，本地振荡信号可以是方波或是正弦波。
RF信号被乘以控制晶体管QN1_1的操作的LO1(I+)信号和控制晶体管QN1_1的操作的LO3(Q+)信号。因此，在I-Q图上的I+信号和Q+信号从第一输出端和第三输出端输出。输出信号获得由每个晶体管的小信号输出阻抗和电阻器R1预定的小信号增益。
RF信号被乘以控制晶体管QN3_1的操作的LO4(I-)信号和控制晶体管QN4_1的操作的LO2(Q-)信号。因此，在I-Q图上的I+信号和Q+信号从第五输出端和第七输出端输出。输出信号获得由每个晶体管的小信号输出阻抗和电阻器R1预定的小信号增益。第一输出端、第三输出端、第五输出端和第七输出端共同接到第一混频器输出端(节点)。因此，对在第一输出端和第三输出端中形成的小信号电流与在第五输出端和第七输出端中形成的小信号电流进行求和。
此外，由于同相分量和正交分量在I-Q图上没有干扰，可以得到具有相同幅度并且在它们之间具有90°相位差的输出信号。
RF信号也被乘以控制晶体管QN1_2的操作的LO2(Q-)信号和控制晶体管QN2_2的操作的LO4(I-)信号。因此，I-Q图上的I-信号和Q-信号从第二输出端和第四输出端输出。输出信号获得由每个晶体管的小信号输出阻抗和电阻器R2预定的一个小信号增益。
RF信号还被乘以控制晶体管QN3_2的操作的LO(Q+)信号和控制晶体管QN3_2的操作的LO1(I+)信号。因此，I-Q图上的I-信号和Q-信号从第六输出端和第八输出端以总计的形式输出。输出信号获得由每个晶体管的小信号输出阻抗和电阻器R2预定的小信号增益。第二输出端、第四输出端、第六输出端和第八输出端共同接到第二混频器输出端(节点)。因此，对在第二输出端和第四输出端中形成的小信号电流与在第六输出端和第八输出端中形成的小信号电流求和。
此外，由于同相分量和正交分量在I-Q图上没有互相干扰，因此可以得到具有相同幅度和在它们之间具有90°相位差的输出信号。因此，在本地振荡信号LO1、LO2、LO3和LO4具有相同幅度的情况下，可以在第一个和第二混频器的每一个输出端得到具有相同幅度和90°相位差的输出信号。
此外，由于第一混频器输出端和第二混频器输出端的信号之间有180°相位差，所以可以避免在I-Q图上的不匹配，并且二阶IMD的发生可以降到最低。
虽然开关(S1、S2、S3、S4、S5、S6、S7和S8)在图3C所示为由MOS晶体管形成，但是这些开关也可以由双极性晶体管和其他的开关技术形成。此外，电阻器R1和R2最好具有相同的值，并且根据将要实际使用的类型二被提供有电容器或电感器，例如其阻抗幅度随着频率变化的阻抗电路。
在图3C中的双平衡混频器用于直接转换接收机的情况下，输入到晶体管QN5_1和QN5_2的每一个栅极的信号是RF信号。此外，由于执行直接转换，所以没有输出中频，并且RF信号的中心频率基本上同本地振荡信号的频率相等。
此外，在直接转换发送机中利用双平衡混频器的情况下，基带信号输入到晶体管QN5_1和QN5_2的每一个栅极。因此，本地振荡信号的频率基本上等于第一混频器输出端和第二混频器输出端之间的差分信号Vo的中心频率。
图4A到4C是说明按照当前发明的另一个典型实施例的双平衡混频器的框图和电路图。
图4A的双平衡混频器同图3A中所示的混频器相似，除了：LO3(Q+)信号代替LO2(Q-)被输入到第一开关对301；LO2(Q-)信号代替LO3(Q+)被输入到第二开关对303；LO2(Q-)信号代替LO3(Q+)被输入到第三开关对305；以及LO3(Q+)信号代替LO2(Q-)被输入到第四开关对307。
因此，I+信号和Q-信号从第一输出端和第三输出端输出，而I+信号和Q-信号从第五输出端和第七输出端输出。因此，相互正交的信号从第一混频器的输出端输出。然而，正交分量的相位和图3A中的不同。
同样地，I-信号和Q+信号从第二输出端和第四输出端输出，I-信号和Q+信号从第六输出端和第八输出端输出。因此，相互正交并且与从第一混频器输出端输出的信号具有180°相位差的信号从第二混频器的输出端输出。
参照图4B，图4B的双平衡混频器与图3B中的混频器相似，除了：第二开关S2由LO3(Q+)信号控制；第三开关S3由LO2(Q-)信号控制；第六开关S6由LO2(Q-)信号控制；第七开关S7由LO3(Q+)信号控制。从每个开关的输出端输出的信号与图4A中描述的一样。
参照图4C，图4C的双平衡混频器和图3C中所示的典型实施例相似，除了：LO3(Q+)信号被输入到晶体管QN1_2的栅极，LO2(Q-)信号被到晶体管QN2_1的栅极，LO2(Q-)信号被输入到晶体管QN3_2的栅极，以及LO3(Q+)信号被输入到晶体管QN4_1的栅极。此外，在每个晶体管的输出端中的信号和图4A中描述的一样。
因此，根据本发明的实施例，相互正交的输出信号被输出，这样I-Q不匹配可以降到最低，并且可以改善IP2的特性。
图5A和图5B分别是说明根据本发明另外典型实施例的直接转换发送机和直接转换接收机的框图。
图5A是说明根据本发明实施例的直接转换接收机的框图。
参考图5A，直接转换接收机包括设置为放大接收的射频(RF)信号的低噪音放大器(LNA)513、设置为执行接收的RF信号的阻抗匹配的变压器511、设置为执行第一下变频的第一混频器501、第一基带信号处理器505、设置为执行第二下变频的第二混频器503、第二基带信号处理器507、和移相器509。
移相器509接收从本地振荡器(未示出)输出的本地振荡(LO)信号，并对接收的LO信号进行移相，以便LO信号和移相后的LO信号可以被输出到第一混频器501和第二混频器503。因此，输入到第一混频器501和第二混频器503的移相器509的输出信号是第一本地振荡LO1信号、第二本地振荡LO2信号、第三本地振荡LO3信号和第四本地振荡LO4信号，这四个信号具有彼此不同的相位。
在设置第一本地振荡LO1信号作为参考信号的情况下，第二本地振荡LO2信号与第一本地振荡信号具有90°的相位差，第三本地振荡LO3信号与第一本地振荡LO1信号具有180°的相位差，第四本地振荡LO4信号与第二本地振荡LO2信号具有180°的相位差。
第一混频器501接收从移相器509输出的LO信号(LO1、LO2、LO3、LO4)和RF信号。同样地，第二混频器503接收从移相器509输出的LO信号(LO1、LO2、LO3、LO4)和RF信号。
第一混频器501和第二混频器503的结构可以与图2A、图3A或图4A所示出和描述的相同。
因此，接收的RF信号被输入到第一混频器501的跨导级，并且作为由移相器509输出的信号的本地振荡(LO)信号的四个相位被输入到开关对(可见例如图2A、图3A或图4A)。
由于在直接转换接收机中RF信号的中心频率实质上与本地振荡LO信号的频率相同，所以包括基带信号分量的信号被从第一混频器501和第二混频器503的混频器输出端输出。从而，通过混频器的操作、接收的RF信号和本地振荡LO信号相乘的乘积被输出。所以，当乘积的傅立叶变换完成时，不言自明，具有在接收的RF信号和本地振荡信号的频率之间的差值的信号分量被输出。这样的操作被称为下变频。
第一混频器501的输出被输入到第一基带信号处理器505，并且被过滤和放大，以被作为基带信号I(同相)分量输出。同样地，第二混频器503的输出被输入到第二基带信号处理器507，并且被过滤和放大，以被作为基带信号Q(正交)分量输出，该基带信号Q分量与基带信号I分量正交。
图5B是说明根据本发明实施例的直接转换发送机的框图。
参考图5B，直接转换发送机包括被设置为过滤和放大基带信号的I分量的第一基带信号处理器605、被设置为过滤和放大基带信号的Q分量的第二基带信号处理器607、被设置为对本地振荡LO信号的相位进行移位的移相器609、被设置为执行第一上变频的第一混频器601、被设置为执行第二上变频的第二混频器603、被设置成放大混频器的输出并且提高电流驱动能力的驱动放大器611、及被设置为执行阻抗匹配的变压器613。
移相器609接收本地振荡器(未示出)的输出、本地振荡LO信号，并且对接收的LO信号移相，以便被移相的LO信号(LO1、LO2、LO3、LO4)可以被输出到第一混频器601和第二混频器603。因此，被输入到第一混频器601和第二混频器603的移相器609的输出信号是第一本地振荡LO1信号、第二本地振荡LO2信号、第三本地振荡LO3信号和第四本地振荡LO4信号，这四个信号具有彼此不同的相位。在第一本地振荡信号被设置作为参考信号情况下，第二本地振荡LO2信号与第一本地振荡LO1信号具有90°的相位差，第三本地振荡LO3信号与第一本地振荡LO1信号具有180°的相位差，而第四本地振荡LO4信号与第二本地振荡LO2信号具有180°的相位差。
第一混频器601接收来自第一基带信号处理器605的输出以及来自移相器609的移相后的LO信号(LO1、LO2、LO3、LO4)。相似地，第二混频器603接收来自第二基带信号处理器607的输出和来自移相器609的移相后的LO信号(LO1、LO2、LO3、LO4)。
第一基带信号处理器605过滤和放大要输入到第一混频器601(的跨导级)的基带信号的I分量，并且第二基带信号处理器607过滤和放大要输入到第二混频器603(的跨导级)的基带信号的Q分量。
第一混频器601和第二混频器603的组成可以与图2A、3A、4A所示和描述的混频器相同。
因此，基带信号的I分量或基带信号的Q分量被输入到第一混频器601(的跨导级)，而本地振荡LO信号(由移相器509输出的信号)的四个相位被输入到开关对(参考图2A、3A或4A)。通过混频器的操作基带信号和本地振荡LO信号(LO1、LO2、LO3、LO4)相乘的乘积被以预定的方式求和并被输出。因此，当执行总计的乘积的傅立叶变换时，不言而明，具有基带信号频率和本地信号频率的总和的信号分量被输出。这个操作被称为上变频。因此，通过上述的调制处理，RF信号被从第一混频器601或第二混频器603的混频器输出端输出。所输出的RF信号的中心频率与输入到移相器609的本地振荡LO信号的频率基本相同。
输出的RF信号经由驱动放大器611和变压器613被输入到功率放大器(PA)。
根据上述所描述的本发明的实施例，从混频器的输出端输出具有两个相互正交的分量(如，I和Q)的信号，所以可以最小化I-Q不匹配，并且改善IP2特性。此外，消除了混频器输出信号的DC分量，从而可以改善自混现象。
混频器的输出信号的通式可以如下面表达式所给出的：
Vo = Vdc + a 1 v in + a 2 v in 2 + a 3 v in 3 + . . . 表达式1
在上述公式(表达式1)中，Vdc是混频器输出端处的DC电压，Vo是混频器输出端处的瞬时值。第二谐波分量是由表达式1的系数a2所生成的，因而，IP2的特性恶化了。
然而，在本发明中，当RF(I+)＝cos(w1t)+cos(w2t)时，RF(Q+)是sin(w1t)+sin(w2t)，如果LO(I+)＝cos(w3t)，LO(Q+)＝sin(w3t)，并且输出相互正交的信号。混频器的输出信号可以由以下表达式给出：
Vo1＝Vdc+a1(cos(w4t)+cos(w5t))+a2(cos(w4t)+cos(w5t))2+...         表达式2
Vo2＝Vdc+a1(sin(w4t)+sin(w5t))+a2(sin(w4t)+sin(w5t))2+...         表达式3
在表达式2中，w4等于w1-w3，w5等于w2-w3。由于混频器的输出信号Vo等于Vo1-Vo2，所以在Vo中不存在DC分量和二阶IMD项的(w4-w5)分量。
因此，根据本发明，可以消除DC分量，IP2的特性可以得到改善。
尽管已经参照本发明的典型实施例对其进行了描述，但是不言而明，可在不偏离由在此的权利要求所定义本发明的范围和精神的基础上作出各种的修改和改变。因此，所附权利要求是用来定义本发明的范围的。

Claims (27)

1.一种混频器包括：
第一对开关，被设置为由第一本地振荡信号和第二本地振荡信号控制；
第二对开关，被设置为由第三本地振荡信号和第四本地振荡信号控制；
与第一对开关和第二对开关电耦合的跨导级，被设置为接收输入信号。
2.如权利要求1所述的混频器，其中：
第二本地振荡信号具有相对于第一本地振荡信号的相位差；
第三本地振荡信号具有相对于第二本地振荡信号的相位差；及
第四本地振荡信号具有相对于第三本地振荡信号的相位差，并且同时具有相对于第一本地振荡信号的相位差。
3.如权利要去2所述的混频器，其中：
第二本地振荡信号具有相对于第一本地振荡信号大约90°的相位差；
第三本地振荡信号具有相对于第二本地振荡信号大约180°的相位差；及
第四本地振荡信号具有相对于第三本地振荡信号大约90°的相位差，并且同时具有相对于第一本地振荡信号大约180°的相位差。
4.如权利要求1所述的混频器，其中跨导级仅包括一个用于放大输入信号的晶体管。
5.如权利要求1所述的混频器，其中跨导级主要由一个与电流源串联连接的放大器组成。
6.如权利要求5所述的混频器，其中放大器主要由一个晶体管组成，并且电流源主要由电阻器组成。
7.如权利要求1所述的混频器，其中：
第一对开关包括被设置为由第一本地振荡信号控制的第一开关和被设置为由第二本地振荡信号控制的第二开关；而且其中
第二对开关包括被设置为由第三本地振荡信号控制的第三开关和被设置为由第四本地振荡信号控制的第四开关。
8.如权利要求1所述的混频器，进一步包括负载阻抗电路，该电路包括：
与第一开关和第三开关电连接的第一负载，其被设置为将偏流传导到第一开关和第三开关；及
与第二开关和第四开关电连接第二负载，其被设置为将偏流传导到第二开关和第四开关。
9.如权利要求1所述的混频器，其中跨导级包括与跨导晶体管串联连接的电流源，用于将偏流提供到第一对开关和第二对开关，其中，输入信号被提供给该跨导晶体管。
10.一种混频器，包括：
第一开关，被设置为由第一本地振荡信号控制；
第二开关，被设置为由第二本地振荡信号控制；
第三开关，被设置为由第三本地振荡信号控制；
第四开关，被设置为由第四本地振荡信号控制；
第五开关，被设置为由第四本地振荡信号控制；
第六开关，被设置为由第三本地振荡信号控制；
第七开关，被设置为由第二本地振荡信号控制；以及
第八开关，被设置为由第一本地振荡信号控制。
11.如权利要求10所述的混频器，其中：
第二本地振荡信号具有相对于第一本地振荡信号大约90°的相位差；
第三本地振荡信号具有相对于第二本地振荡信号大约180°的相位差；及
第四本地振荡信号具有相对于第三本地振荡信号大约90°的相位差，并且同时具有相对于第一本地振荡信号大约180°的相位差。
12.如权利要求10所述的混频器，进一步包括负载阻抗电路，其包括：
与第一、第三、第五和第七开关的输出端共同耦合的第一负载；及
与第二、第四、第六和第八开关的输出端共同耦合的第二负载。
13.如权利要求10所述的混频器，进一步包括跨导级，其中：
第一输入信号和第二输入信号被输入到跨导级作为差分输入信号。
14.如权利要求10所述的混频器，其中，当在发送机中使用该混频器时，每个开关的输出的中心频率与本地振荡信号的频率基本相同，而当在接收机中使用该混频器时，差分输入信号的中心频率与本地振荡信号的频率基本相同。
15.一种直接转换接收机，包括：
移相器，被设置成输出被移相的本地振荡信号；
第一混频器，被设置成利用被移相的本地振荡信号对RF信号执行第一下变频；
第一基带信号处理器，被设置为生成与来自第一混频器的输出的同相分量相对应的基带信号；
第二混频器，被设置成利用被移相的本地振荡信号对所述RF信号执行第二下变频；和
第二基带信号处理器，被设置为生成与来自第二混频器的输出的正交分量相对应的基带信号。
16.如权利要求15所述的直接转换接收机，其中，该移相器输出第一本地振荡信号、具有相对于第一本地振荡信号大约90°的相位差的第二本地振荡信号、具有相对于第一本地振荡信号大约180°的相位差的第三本地振荡信号、和具有相对于第二本地振荡信号大约180°的相位差的第四本地振荡信号。
17.如权利要求16所述的直接转换接收机，其中第一混频器和第二混频器中的至少一个包括：
第一对开关，被设置为接收第一本地振荡信号和第二本地振荡信号；
第二对开关，被设置为接收第三本地振荡信号和第四本地振荡信号；
跨导级，被设置为接收RF信号并且串联连接在第一对开关和第二对开关的共有节点之间。
18.如权利要求17所述的直接转换接收机，其中RF信号的中心频率与本地振荡信号的频率基本相同。
19.如权利要求16所述的直接转换接收机，其中，第一混频器和第二混频器中的至少一个包括：
第一对开关，被设置为由第一和第二本地振荡信号控制；
第二对开关，被设置为由第三和第四本地振荡信号控制；
第三对开关，被设置为由第三和第四本地振荡信号控制；以及
第四对开关，被设置为由第一和第二本地振荡信号控制。
20.如权利要求19所述的直接转换接收机，其中，RF信号的中心频率与本地振荡信号的频率基本相同。
21.一种直接转换发送机，包括：
移相器，被设置成输出移相后的本地振荡信号；
第一基带信号处理器，被设置为接收与同相分量相对应的基带信号；
第一混频器，被设置为接收第一基带信号处理器的输出，并且基于移相后的本地振荡信号执行生成RF信号的第一上变频；
第二基带信号处理器，被设置为接收与正交分量相对应的基带信号；和
第二混频器，被设置为接收第二基带信号处理器的输出，并且基于移相后的本地振荡信号执行生成RF信号的第二上变频。
22.如权利要求21所述的直接转换发送机，其中，移相器被设置为输出第一本地振荡信号、具有相对于第一本地振荡信号大约90°的相位差的第二本地振荡信号、具有相对于第一本地振荡信号大约180°的相位差的第三本地振荡信号和具有相对于第二本地振荡信号大约180°的第四本地振荡信号。
23.如权利要求22所述的直接转换发送机，其中，第一混频器和第二混频器中的至少一个包括：
第一对开关，被设置为接收第一本地振荡信号和第二本地振荡信号；
第二对开关，被设置为接收第三本地振荡信号和第四本地振荡信号；
连接在第一对和第二对开关的公共节点之间的跨导级，其被设置为接收来自第一或第二基带信号处理器的输出；及
耦合在第一对与第二对开关和供给电源电压之间的负载阻抗部分。
24.如权利要求23所述的直接转换发送机，其中，RF信号的中心频率与本地振荡信号的频率基本相同。
25.如权利要求22所述的直接转换发送机，其中，第一和第二混频器中的至少一个包括：
第一对开关，被设置为由第一和第二本地振荡信号控制；
第二对开关，被设置为由第三和第四本地振荡信号控制；
第三对开关，被设置为由第三和第四本地振荡信号控制；以及
第四对开关，被设置为由第一和第二本地振荡信号控制。
26.如权利要求25所述的直接转换发送机，进一步包括：
与第一、第二、第三和第四对开关共同耦合的跨导级，其被设置为接收来自第一和第二基带信号处理器的输出；以及
耦合在第一、第二、第三及第四对开关与电源电压之间的负载阻抗部分。
27.如权利要求26所述的直接转换发送机，其中RF信号的中心频率与本地振荡信号的频率基本相同。
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