CN110945781B - 具有对称边带增益的单平衡电压模式无源混频器 - Google Patents

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Abstract

一种单平衡电压模式混频器，包括补偿组件，用于降低预混频电路对所述混频器频率响应的负电抗影响。具体地，所述单平衡电压模式混频器包括预混频电路；以及无源混频器电路，所述无源混频器电路用于通过将所述输入的射频信号与本地信号混合，将第一频率(fin)的输入信号转换为第二频率(fout)的输出信号。所述无源混频器电路包括：第一输入端子，用于通过所述预混频电路接收所述输入信号，所述预混频电路呈现第一阻抗，所述第一阻抗包括到所述第一输入端子的第一电抗；以及第二输入端子，用于通过补偿组件连接到预定电位，所述补偿组件呈现第二阻抗，所述第二阻抗包括到所述第二输入端子的第二电抗，所述第二电抗是到所述第一电抗的共轭电抗。

Description

具有对称边带增益的单平衡电压模式无源混频器
技术领域
本申请涉及单平衡电压模式无源混频器。
背景技术
模拟混频器(也可称为混频器)是一种用于更改输入信号的频率的设备。具体地，模拟混频器通过将输入信号与本地信号(可称为所述本地振荡器(local oscillator，简称LO)信号)与预定频率(flo)混合，将第一频率(fin)的所述输入信号(例如，射频(radiofrequency，简称RF)信号)转换为第二频率(fout)的输出信号(例如，中频(intermediatefrequency，简称IF)或基带信号)。所述输入信号(例如，RF信号)通常承载信息。在所述频率转换期间，所述输入信号(例如，RF信号)承载的所述信息被频率转换为所述输出信号(例如，IF信号)。因此，模拟混频器将信息内容从第一频率的信号转换为第二频率的信号。
当模拟混频器将高频信号(例如，RF信号)转换为低频信号(例如，IF信号)时，所述混频器称为下变频器；当模拟混频器将低频信号(例如，IF信号或基带信号)转换为高频信号(例如，RF信号)时，所述混频器称为上变频器。上变频器通常用于发射器，将信息转换为适合传输的频率(例如，RF)；下变频器通常用于接收器，将RF信号中的信息转换为固定(例如中间)频率进行处理。
模拟混频器可以使用有源电路或无源电路实现。有源混频器电路通常包括放大组件，消耗直流偏置电流。无源混频器电路通常由一个或多个二极管和/或晶体管组成，这些二极管和/或晶体管用作开关，但不会消耗直流偏置电流，因此比有源混频器电路消耗的功率更少。无源混频器电路通常可以实现与有源混频器电路相当或更好的线性和噪声级别性能级别，同时功耗更低。因此，无源混频器因其固有的线性、低噪声和简便性而被广泛使用。
无源混频器可用于在电流模式或电压模式下运行。电压模式混频器用于对所述输入信号的电压进行操作。换言之，将电压模式混频器用于接收电压作为输入。相反，将电流模式混频器用于对所述输入信号的电流进行操作。换言之，将电流模式混频器用于接收电流作为输入。虽然电流模式混频器通常具有良好的线性和噪声系数，但它们不适用于宽带应用，因为它们需要所述混频器后面有转移阻抗放大器(transimpedance amplifier，简称TIA)提供虚拟接地，而且这种闭环运算放大器很难在宽带宽信号范围内工作，并功耗相当大。
混频器可分为不平衡、单平衡(single balanced，简称SB)或双平衡(doublebalanced，简称DB)。在非平衡模拟混频器中，所述输入信号(例如，输入RF信号)和所述LO信号都是“非平衡的”，因此所述输入信号和所述LO信号之间没有隔离，允许两者都出现在所述输出信号中。因此，非平衡模拟混频器往往具有较高的噪声水平。在单平衡(singlebalanced，简称SB)混频器中，所述输入信号和所述LO信号中的一个是“平衡的”，在所述输出信号(例如，IF信号)中提供LO或输入信号(例如，RF)抑制。具体地，在SB混频器中，将所述LO信号或输入信号应用于平衡(差分电路)，所述平衡(差分电路)在所述输出信号(例如IF信号)中提供LO或输入信号(例如，RF)抑制。例如，在SB混频器中，所述LO信号可以应用于设备，例如平衡-不平衡变压器(用于将非平衡信号转换为平衡信号的变压器类型或反之亦然)，它将所述非差分LO信号(即，单端信号)转换为差分LO信号(即，差分LO信号对，例如，同相信号和正交相位信号)。在双平衡(double balanced，简称DB)混频器中，所述输入信号(例如，输入RF信号)和所述LO信号均为“平衡”(即，应用于平衡(差分电路))。
与不平衡和双平衡混频器相比，单平衡混频器通常在降低噪声和复杂性之间提供良好的平衡。具体地，与非平衡混频器相比，单平衡混频器降低了噪音，但复杂度低于双平衡混频器。特别地，由于在单平衡混频器中，所述输入信号不是差动信号，因此简化了驱动所述混频器的电路(例如，放大电路)，并降低了包含所述混频器的系统的功耗和面积。
因此，单平衡电压模式无源混频器适用于宽带、低功耗、低噪声应用，例如5G应用(例如在5G接收器中)。但是，已知的单平衡电压模式无源混频器存在非对称边带增益的影响。
下面描述的实施例仅以示例的方式提供，不限于解决已知单平衡电压模式无源混频器的任何或所有缺点的实施。
发明内容
本发明的目的在于生成具有基本对称边带增益的单平衡电压模式无源混频器。
上述及其它目的通过独立权利要求的特征来实现。据从属权利要求、详细说明书以及附图，进一步的实现方式是显而易见的。
根据第一方面，提供了一种单平衡电压模式混频器，包括：预混频电路；无源混频器电路，用于通过将输入信号与本地信号混合，将第一频率的所述输入信号转换为第二频率的输出信号，所述无源混频器电路包括：第一输入端子，用于通过所述预混频电路接收所述输入信号，所述预混频电路呈现第一阻抗，所述第一阻抗包括到所述第一输入端子的第一电抗；通过补偿组件连接到预定电位的第二输入端子，所述补偿组件呈现第二阻抗，所述第二阻抗包括到所述第二输入端子的第二电抗，所述第二电抗是到所述第一电抗的共轭电抗。所述第一电抗通常导致所述混频器具有非对称频率响应，从而具有非对称边带增益。所述第二电抗基本消除所述第一电抗对所述频率响应的所述负面影响，从而消除所述边带增益，从而使所述单平衡电压模式混频器具有基本对称的边带增益。
在所述第一方面的进一步实现方式中，所述第一电抗是电容的，所述第二电抗是电感的。如果所述第一电抗是电容的，则通过具有所述第二个电抗是电感的，所述第二电抗消除或抵消所述第一电抗对所述频率响应的负面影响，从而消除或抵消所述边带增益。
在所述第一方面的进一步实现方式中，所述补偿组件包括有源电感。与无源电感器相比，有源电感器的面积效率高且对干扰不太敏感，因此，与其它混频器(例如，双平衡和/或电流模式无源混频器)相比，单平衡电压模式无源混频器的噪声更低。
在所述第一方面的进一步实现方式中，所述补偿组件包括无源电感。无源电感器实施简单方便，相比有源电感器，没有功耗。
在所述第一方面的进一步实现方式中，所述第二阻抗还包括电阻。
在所述第一方面的进一步实现方式中，所述第一电抗是电感的，所述第二电抗是电容的。如果所述第一电抗是电感的，则通过具有所述第二电抗是电容的，所述第二电抗消除或抵消所述第一电抗对所述频率响应的负面影响，从而消除或抵消所述边带增益。
在所述第一方面的进一步实现方式中，所述输入信号为单端信号。使用非差分输入信号(例如，单端信号)可以使所述预混频电路(例如，低噪声放大器(low-noiseamplifier，简称LNA))更简单(例如，不太复杂)。
在所述第一方面的进一步实现方式中，所述输出信号是包括差分同相分量和差分正交相位分量的差分信号。
在所述第一方面的进一步实现方式中，所述第二输入端子还通过虚拟电阻器与所述补偿组件并联连接到所述预定电位。所述虚拟电阻器可以提供阻抗匹配。
在所述第一方面的进一步实现方式中，所述无源混频器电路具有大致对称的上边带和下边带频率响应。具有基本对称的上边带和下边带频率响应，可产生对称的边带增益。
在所述第一方面的进一步实现方式中，所述输入信号为射频信号，所述输出信号为基带信号。
在所述第一方面的进一步实现方式中，所述输入信号的信号路径不包括所述补偿分量。通过确保所述补偿组件不在所述输入信号的所述信号路径中，所述补偿组件可包括无源组件，而不会影响所述混频器的所述线性。
在所述第一方面的进一步实现方式中，所述预混频电路包括电容器，所述电容器导致所述第一电抗的至少一部分。如果所述预混频电路包括执行特定功能的电容器，其中所述第二电抗耦合到所述第二输入端子而不是所述第一输入端子，则允许所述电容器继续执行其功能，同时仍消除所述电容器对所述频率响应的影响。
在所述第一方面的进一步实现方式中，所述第一输入端子由所述电容器连接到所述预定电位。
在所述第一方面的进一步实现方式中，所述第一电抗至少部分由所述预混频电路的寄生电容引起。
在所述第一方面的进一步实现方式中，所述预定电位接地和/或是与所述预混频电路的至少一部分(尤其是，与提供所述第一电抗的所述预混频电路的组件)连接的相同电位。
在第二方面中，提供了一种射频接收器，其包括所述第一方面的所述单平衡电压模式混频器。具有非对称边带增益的混频器可降低实施该混频器的接收机的误差矢量大小(error vector magnitude，简称EVM)和/或信噪比(signal to noise，简称SNR)。因此，包含具有基本对称边带增益的混频器的接收器可以具有改进的EVM和/或SNR。
附图说明
本发明将结合附图以示例的方式描述。在图纸中：
图1是已知单平衡电压模式无源混频器的框图；
图2是图1和图4的所述单平衡电压模式无源混频器的所述输入侧的示例频率响应图；
图3是图1和图4的所述单平衡电压模式无源混频器的所述输出侧的示例频率响应图；
图4是具有基本对称边带增益的示例单平衡电压模式无源混频器的框图；
图5是包含图4的所述单平衡电压模式无源混频器的示例RF接收器的框图。
具体实施方式
以下以示例的方式介绍，以使本领域技术人员能够制作和使用本发明。本发明不限于本文描述的实施例，对于本领域技术人员来说，对所公开的实施例的各种修改将是显而易见的。实施例仅以示例的方式进行描述。
如上所述，虽然单平衡电压模式无源混频器非常适合宽带宽、低功耗和低噪声应用，但已知的单平衡电压模式无源混频器却存在不对称边带增益的影响。特别地，已知单平衡电压模式无源混频器中的上边带和下边带的频率响应对于所述输入信号的载波频率是不对称的。这是因为在已知单平衡电压模式无源混频器中，所述输入信号在所述无源混频器电路处通过具有与其相关的电抗的预混频电路接收。具体地，所述无源混频器电路包括两个输入端子：通过所述预混频电路接收所述输入信号的第一输入端子和连接到预定电位(例如接地)的第二输入端子。所述预混频电路的所述电抗会导致非对称频率响应。
相应地，这里描述的是单平衡电压模式无源混频器，其中所述无源混频器电路的所述第二输入端子通过补偿组件连接到所述预定电位(例如，端接)，所述补偿组件与所述预混频器电路的电抗基本共轭。所述补偿组件基本上抵消或消除所述预混合电路相对于所述无源混合器电路的电抗，所述无源混合器电路纠正或扭转所述频率响应中的不对称性，从而纠正所述边带增益中的不对称性。
此处描述的所述单平衡电压模式无源混频器可用作下变频器或上变频器。例如，此处描述的所述单平衡电压模式无源混频器可用于接收射频(radio frequency，简称RF)信号并输出中频或基带信号；或者，此处描述的所述单平衡电压模式无源混频器可用于接收基带信号或中频信号并输出RF信号。
为了更清楚地描述改进的单平衡电压模式无源混频器，请先参阅图1，图1示出了申请人已知的单平衡电压模式无源混频器100。申请人知道所述单平衡电压模式无源混频器100的事实不是承认所述单平衡电压模式无源混频器100是众所周知的。所述已知的单平衡电压模式无源混频器100包括无源混频器电路102，所述无源混频器电路102用于通过将输入信号104与本地信号(即，本地振荡器(local oscillator，简称LO)信号108a、108b)与预定频率(flo)进行混合(例如，相乘)，将第一频率(fin)的所述输入信号104转换为第二频率(fout)的输出信号106a、106b。由于所述混频器是单平衡混频器，所述无源混频器电路102接收单端输入信号104、差分本地振荡器信号108a、108a，并生成差分输出信号106a、106b。所述无源混频器电路102在图1中显示为由用于用作开关的一组场效应晶体管(fieldeffect transistor，简称FET)实现。但是，对于本领域的技术人员显而易见的是，这仅仅是无源混频器电路的示例，而所述无源混频器电路102可以使用任何合适的技术实现。
所述无源混频器电路102包括用于接收所述输入信号104的输入侧107和用于输出所述输出信号106a、106b的输出侧109。所述无源混频器电路102的所述输入侧107包括第一输入端子110和第二输入端子112，用于捕获所述输入信号的所述电压。如上所述，由于所述混频器100是单平衡混频器，因此所述输入信号104是单端或非平衡信号。如本领域所知，单端信号通过两根导线传输，其中一根导线承载代表所述信号的变化电压(在这种情况下为输入信号)，另一根导线连接到预定电位(例如接地)。因此，所述电压变化信号沿所述信号路径向下传播并通过接地返回。承载所述电压变化信号的所述导线称为所述有源导线，连接到所述预定电位的导线称为所述假导线。
在图1所示的示例中，所述电压变化输入信号104通过预混频电路114在所述第一输入端子110处接收，并且所述第二输入端子112连接至预定电位(例如接地)。所述第二输入端子112可以通过纯电阻元件(例如虚拟电阻器(R))连接到所述预定电位进行阻抗匹配(如图1所示)，但是，对于本领域的技术人员来说，显而易见的是，所述纯电阻组件是可选的。由于所述第一输入端子110与所述有源线连接，所述第二输入端子112与所述虚拟线连接，因此所述第一输入端子110可以称为所述有源输入端子，所述第二输入端子112可以称为所述虚拟输入端子。
相反，如果所述混频器100是双平衡混频器100，则所述输入信号将是差分信号。如本领域技术人员所知，差分信号通过两根导线传输，两根导线承载两个互补信号(即一对差分信号)。这两个互补信号通常称为正信号和负信号，其中所述负信号的大小与所述正信号相等，极性与所述正信号相反。在双平衡混频器中，所述所述一对差分信号(例如，正信号)的一个信号通过第一预混频电路在所述第一输入端子接收，所述一对差分信号(例如，负信号)的另一个信号通过第二预混频电路在所述第二输入端子接收。
所述无源混频器电路102的所述输出侧109包括用于输出所述输出信号106a、106b的第一输出端子117和第二输出端子118。如上所述，所述输出信号106a、106b是差分信号，包括两个互补信号106a、106b(例如，同相信号106a和正交信号106b)。每个输出端子117、118用于输出所述互补信号中的一个。图1示出了所述输出端子117、118通过电容器C连接到预定电位(例如接地)或端接。但是，对于本领域的技术人员显而易见的是，这仅仅是示例，所述输出端子117、118可以以任何合适的方式端接。
所述预混频电路114提供第一阻抗Z1，其包括连接到所述第一输入端子110的第一电抗X。如本领域技术人员所知，阻抗(表示Z)是电路在施加电压时呈现给电流的对立面的量度。阻抗Z是复量，定义为Z＝R+jX，其中阻抗的实部是电阻R，虚部是电抗X。理想电阻的阻抗是纯实数，称为电阻阻抗。理想的电感器和电容器具有纯虚数无功阻抗。具体地，电感器具有电感电抗，电容器具有电容电抗。在许多情况下，所述第一电抗X1是电容的，但是在某些情况下，所述第一电抗X1可以是电感的。此处使用的短语“A表示B到C的阻抗”是指从C的角度来看，似乎A具有B的阻抗。
所述第一电抗X1至少部分由所述预混电路114中的电感或电容组件(例如，无源或有源电感或电容)和/或所述预混电路114中的寄生(或杂散)电感或电容引起。例如，在图1中，所述预混电路114包括低噪声放大器(low-noise amplifier，简称LNA)116、反馈电阻器Rin和电容器Cin。所述LNA 116接收所述输入信号104并放大(使用所述反馈电阻器Rin)输入信号以生成放大的输入信号，该输入信号具有用于所述无源混频器电路102处理的适当增益水平。在该示例中，所述第一电抗X1至少部分是由所述电容器Cin引起的。对于本领域技术人员显而易见的是，图1仅示出了预混频电路的示例，所述预混频电路114可以是连接到所述第一输入端子110的任何电路。例如，当所述混频器100用作下变频器时，所述预混频电路可以在所述混频器之前包括其它和/或不同的RF组件，例如但不限于天线和/或滤波器，例如SAW滤波器。
所述第一电抗X1(即所述预混频电路的电抗)会导致所述混频器100对所述载波频率附近的上边带和下边带具有非对称频率响应。具体地，所述输入信号在特定载波频率(fc)承载信息(例如，使用信息调制)。通常，所述载波频率(fc)可以理解为所述输入信号(fin)的频率(即，fc＝fin)。如本领域技术人员所知，所述调制信号中高于所述载波频率(fc)的频段称为上边带(USB)，所述调制信号中低于所述载波频率的频段称为下边带(LSB)。理想情况下，所述无源混频器电路102的所述输入侧107上的频率响应对于所述载波频率(fc)是对称的，而所述无源混频器电路102的所述输出侧109上的频率响应对于上边带和下边带(即，所述边带增益是对称的)是相同的。例如，在所述载波频率为5GHz的情况下，理想情况下，所述无源混频器电路102的所述输入侧107上的频率响应是对称的，约为5GHz。
但是，由于所述预混电路114的电抗(即，所述第一电抗X1)，所述无源混频器电路102的所述输入侧107上的所述混频器100的频率响应对于所述载波频率不对称(即，所述频率响应不以载波频率(fc)为中心)。例如，图2示出了所述已知单平衡电压模式无源混频器100的示例的所述输入侧107的所述频率响应202，其中所述输入信号是所述载波频率为5GHz的RF信号。从图2可以看出，所述频率响应202不以5GHz为中心(即，所述频率响应的峰值不为5GHz)。
所述无源混频器电路102的所述输入侧107上的这种非对称频率响应导致所述无源混频器电路102的输出侧109上的频率响应对于所述上边带和所述下边带是不同的。换言之，所述无源混频器电路102的所述输入侧107上的非对称频率响应导致所述混频器100具有非对称边带增益。换言之，所述边带增益比(即，所述上边带的增益与所述下边带的增益的比值不是1)。例如，图3示出了所述已知单平衡电压模式无源混频器100的所述无源混频器电路102的所述输出侧109的频率响应302、304，其中所述输入信号是载波频率(fc)为5GHz的RF信号，所述输出信号是基带信号。具体地，所述曲线302显示所述无源混频器电路102的所述输出侧109处接收到的RF信号的上边带的频率响应，所述曲线304显示所述无源混频器电路102的所述输出侧109处接收到的RF信号的下边带的频率响应。从图3可以看出，当所述曲线302向上倾斜时，所述曲线304向下倾斜。因此，从图3可以看出，对于所述上边带和所述下边带，所述无源混频器电路102的输出侧109(在本示例中为基带侧)的频率响应是不同的。因此，所述混频器100的边带增益不对称。
因此，希望抵消或消除所述预混电路(即，所述第一电抗X1)的电抗对这种单平衡电压模式无源混频器100的频率响应的影响。由于每个电抗都具有相对的或共轭的电抗，因此所述预混合电路(即第一电抗X1)的电抗的影响可能会通过在所述无源混合器电路102的所述输入侧107上插入大致相反的或共轭的电抗而被消除或抵消，因为相对的或共轭的电抗将对所述频率响应产生相反或反作用。例如，到电感电抗的共轭电抗是具有相同大小的电容电抗，而到电容电抗的共轭电抗是具有相同大小的负向电抗。因此，如果所述预混合电路(即，所述第一电抗X1)的电抗是电感的，则可以将具有电容电抗的补偿组件添加到所述无源混合器电路102的所述输入侧。同样，如果所述预混电路(即，第一电抗X1)的电抗是电感的，则可以将具有电感的补偿组件添加到所述无源混频器电路102的所述输入侧。
但是，所述补偿组件在所述无源混频器电路102的所述输入侧的位置是显著的。如果所述补偿组件放置在连接到所述第一输入端子(例如，所述有源输入端子)的信号路径中，并且所述预混电路(即，所述第一电抗X1)的电抗至少部分是由物理电感或电容组件(例如，用于特定目的的Cin)引起的，则补偿组件不仅会消除预混电路的电抗的影响混合电路(即，第一个电抗X1)对混频器的频率响应有影响，但它也会消除电感或电容组件对其预期用途的影响(例如阻抗匹配)。例如，所述电容器Cin可包含在所述预混电路114中，以便在所述LNA 116的输入处产生电感阻抗以进行阻抗匹配。如果与所述电容器Cin并联添加与所述电容器具有共轭电抗的电感器，则所述电容器Cin对所述LNA输入的影响将被有效消除，这将降低S11散射参数。所述S11散射参数随后可以通过在LNA 116的输入处添加大容量电感器或平衡-不平衡变压器来改进。因此，将所述补偿组件置于连接到所述第一输入端子的信号路径中可能消除一个问题(非对称边带增益)，但也可能导致另一个问题(例如，电感或电容组件最初解决的问题)。
即使所述预混电路的电抗完全寄生，将所述补偿分量置于连接到所述第一输入端子的信号路径中，将所述补偿分量置于所述输入信号的路径中。这意味着，如果所述补偿组件是活动组件(非线性)，所述补偿组件可能会影响所述混频器的线性。
因此，此处描述的是单平衡电压模式无源混频器，其中所述无源混频器电路的所述第二输入端子通过补偿组件连接到所述预定电位(例如，端接)，所述补偿组件呈现与所述预混频器电路的共轭电抗(即，到所述第一电抗X1的共轭电抗)。所述补偿组件有效地抵消或消除所述预混电路相对于所述无源混频器电路的电抗，所述无源混频器电路纠正或扭转频率响应中的不对称性。此外，由于所述补偿组件不在所述接收到的输入信号的信号路径中，所述补偿组件不会影响所述混频器的线性。
现在参考图4，图4示出了具有基本对称边带增益的单平衡电压模式无源混频器400的示例。所述混频器400包括具有第一输入端子110和第二输入端子112的图1的无源混频器电路102，其中所述第一输入端子110用于通过预混频电路114接收所述输入信号104，并且所述第二输入端子112连接到预定电位(例如接地)。但是，图4的单平衡电压模式无源混频器400还包括第二输入端子112(例如虚拟端子)和预定电位(例如接地)之间的补偿组件402。所述补偿组件402向所述第二输入端子112呈现第二阻抗Z2。所述第二阻抗Z2包括第二电抗X2，所述第二电抗X2是所述预混电路(即第一电抗X1)向所述第一输入端子110呈现的电抗的共轭电抗。特定电抗的共轭电抗是指具有与该特定电抗相同大小但相反符号的电抗。因此，所述第二电抗X2的大小与所述第一电抗X1相同，但符号相反。
由于电容电抗与电感电抗相反(即，电感电抗与电容电感的符号相反)，如果所述第一电抗X1是电感的，则所述第二电抗X2将是电容电抗，其大小与所述第一电抗X1大体上相同。因此，在所述第一电抗X1是电感的情况下，所述补偿组件可以包括一个或多个并联电容器，其向所述第二输入端子呈现所述第二电抗X2。同样，如果所述第一电抗X1是电容性的，则所述第二电抗X2将是电感电抗，其大小与所述第一电抗X1大体上相同。因此，在所述第一电抗X1是电容的情况下，所述补偿组件可以包括一个或多个并联电感(例如，Ldum)，其向所述第二输入端子呈现所述第二电抗X2。
由于所述补偿组件402不在所述输入信号的路径中，因此所述补偿组件402可包括有源电感/电容器或无源电感/电容器，而不会影响所述系统的线性。包含有源电感器/电容器以提供所述第二电抗X2中的至少一部分的补偿组件通常比仅包含无源电感器/电容器以提供所述第二电抗X2的补偿组件更能提高面积效率并降低对干扰的敏感度。因此，如果所述补偿组件包括有源电感/电容器以提供所述第二电抗X2的至少一部分，则所述混频器400的噪声可以降低。
所述第二电抗X2基本上消除或抵消所述第一电抗X1对所述混频器400的频率响应的负面影响，从而导致所述混频器400具有基本对称的边带增益。例如，图2示出了当所述输入信号是载波频率(fc)为5GHz的RF信号时，图4的无源混频器电路102的输入侧107(本示例中为所述RF侧)的频率响应204。从图2可以看出，所述频率响应204与5GHz的载波频率(fc)基本对称。
所述无源混频器电路102的所述输入侧107的对称频率响应导致所述无源混频器电路102的所述输出侧109的频率响应对于所述上边带和所述下边带基本上相同。换言之，所述无源混频器电路102的所述输入侧的对称频率响应导致所述混频器400具有基本上对称的边带增益。换言之，所述边带增益比(即，所述上边带的增益与所述下边带的增益之比)基本上为1。例如，图3示出了当所述输入信号为载波频率(fc)为5GHz的RF信号且所述输出信号为基带信号时，图4的所述无源混频器电路102的所述输出侧109(在此示例中为所述基带侧)的所述频率响应306、308。具体地，所述曲线306显示图4的所述无源混频器电路102的所述输出侧109(本示例中为所述基带侧)处接收到的RF信号的所述上边带的频率响应，所述曲线308显示图4的所述无源混频器电路102的所述输出侧109(本示例中为所述基带侧)处接收到的RF信号的下边带的频率响应。从图3可以看出，所述曲线306和308基本相似。因此，从图3可以看出，图4的所述无源混频器电路102的所述输出侧109的频率响应对于所述上边带和所述下边带基本上相同。因此，可以说，图4的所述混频器400的所述边带增益基本上是对称的。
除非所述第二电抗X2与第一电抗X1完全共轭，否则所述曲线306和308不太可能相同。在某些情况下，很难实施补偿组件，所述补偿组件呈现所述第二电抗X2，即与所述第一电抗X1的精确共轭。例如，在某些情况下，可能难以精确地确定所述第一电抗X1，在某些情况下，可能难以实施所述补偿组件402，以实现由于可用于实施补偿组件的组件而达到所述第一电抗X1的精确共轭电抗。尽管这些情况会导致所述无源混频器电路102的所述输出端109(在该示例中为所述基带端)的频率响应，而对于所述上边带和所述下边带则不是相同的，但如果所述第二电抗X2基本上是所述第一电抗X1的共轭，则所述曲线很可能非常接近实际值。
因此，在连接到所述第二输入端子112的信号路径中引入所述补偿组件402，所述补偿组件相对于所述预混频电路114的阻抗向所述第二输入端子呈现共轭电抗，从而生成具有基本上对称的边带增益的混频器400，而无需修改所述无源混频器电路102本身。
由于非对称边带增益的负面影响在宽带应用(例如5G)中更加明显，因此上文结合图4描述的所述单平衡电压模式无源混频器400特别适合宽带应用。
在射频接收器中，模拟混频器通常用于将接收到的RF信号转换为低频信号(例如，中频信号或基带信号)进行处理。与使用其它混频器的射频接收器相比，使用单平衡电压模式无源混频器的射频接收器通常具有更低的噪声、更低的功耗和更低的复杂性。特别地，在双平衡混频器中，因为需要差分输入信号，通常具有更复杂且功耗更高的预混电路(例如，所述预混电路可以包括平衡-不平衡变压器和差分LNA，后者比单端LNA复杂且功耗更高)；而且，如上所述，电流模式混频器消耗大量功率。但是，已知单平衡电压模式无源混频器的非对称边带增益可以降低所述接收器的误差矢量幅度(Error Vector Magnitude，简称EVM)和/或信噪比(signal to noise，简称SNR)。相应地，此处描述的所述单平衡电压模式无源混频器400可用于生成具有上述优点的RF接收器(例如，噪声更低、功耗更低和复杂度更低)，所述RF接收器具有改进的EVM和/或SNR，因为边带增益基本上是对称的。
现在参考图5，图5示出了可以实施本文所述的单平衡电压模式无源混频器400的无线电频率接收器500的示例的框图。接收器500包括天线502，用于捕获/接收RF信号。所述天线502捕获的RF信号可提供给单平衡电压模式无源混频器400，如参考图4所述。所述混频器400输出的IF信号可提供给产生滤波IF信号的滤波器504。然后，可以将所述滤波后的IF信号提供给所述模数转换器506，所述模数转换器506将所述滤波后的信号转换为数字信号进行处理。然后，处理器508可以处理所述数字信号。对于本领域技术人员显而易见的是，这仅仅是示例，并且可以实现本文所述的所述单平衡电压模式无源混频器400的其它射频接收器可以包括额外和/或不同的组件。
申请人特此单独披露本文所述的每一个特征以及两个或两个以上此类特征的任何组合，只要此类特征或组合能够根据本说明书作为一个整体进行，考虑到本领域技术人员的一般知识，无论此类特征或特征组合是否解决本文所揭示的任何问题，且不限于权利要求的范围。申请人指出，本发明的各个方面可能包括任何此类单独功能或功能组合。鉴于上述描述，本领域技术人员显而易见，可以在本发明的范围内进行各种修改。

Claims (13)

1.一种单平衡电压模式混频器(400)，其特征在于，包括：
预混频电路(114)；
无源混频器电路(102)，用于通过将输入信号(104)与本地信号(108a、108b)混合，将第一频率(fin)的所述输入信号(104)转换为第二频率(fout)的输出信号(106a、106b)，所述无源混频器电路(102)包括：
第一输入端子(110)，用于通过所述预混频电路(114)接收所述输入信号(104)，所述预混频电路(114)呈现第一阻抗(Z1)，所述第一阻抗(Z1)包括到所述第一输入端子(110)的第一电抗(X1)；
通过补偿组件(402)连接到预定电位的第二输入端子(112)，所述第二输入端子(112)通过与所述补偿组件(402)并行的虚拟电阻器(Rdum)连接到预定电位，所述补偿组件(402)包括有源电感，所述补偿组件(402)呈现第二阻抗(Z2)，所述第二阻抗(Z2)包括到所述第二输入端子(112)的第二电抗(X2)，所述第二电抗(X2)是到所述第一电抗(X1)的共轭电抗，所述第一电抗(X1)的共轭电抗是指与所述第一电抗(X1)的大小相同且符号相反的电抗，其中，所述第一电抗(X1)是电容的，所述第二电抗(X2)是电感的，或者，所述第一电抗(X1)是电感的，所述第二电抗(X2)是电容的。
2.根据权利要求1所述的单平衡电压模式混频器(400)，其特征在于，所述补偿组件(402)包括无源电感(Ldum)。
3.根据权利要求1所述的单平衡电压模式混频器(400)，其特征在于，所述第二阻抗(Z2)还包括电阻。
4.根据权利要求1所述的单平衡电压模式混频器(400)，其特征在于，所述输入信号(104)是单端信号。
5.根据权利要求1所述的单平衡电压模式混频器(400)，其特征在于，所述输出信号(106a、106b)是差分信号，所述差分信号包括差分同相分量(106a)和差分正交相位分量(106b)。
6.根据权利要求1所述的单平衡电压模式混频器(400)，其特征在于，所述无源混频器电路(102)具有对称的上边带和下边带频率响应。
7.根据权利要求1或6所述的单平衡电压模式混频器(400)，其特征在于，所述输入信号(104)是射频信号，所述输出信号(106a、106b)是基带信号。
8.根据权利要求1或6所述的单平衡电压模式混频器(400)，其特征在于，所述输入信号(104)的信号路径不包括所述补偿组件(402)。
9.根据权利要求1所述的单平衡电压模式混频器(400)，其特征在于，所述预混频电路(114)包括电容器(Cin)，所述电容器(Cin)导致所述第一电抗的至少一部分。
10.根据权利要求9所述的单平衡电压模式混频器(400)，其特征在于，所述第一输入端子(110)由所述电容器(Cin)连接至所述预定电位。
11.根据权利要求1所述的单平衡电压模式混频器(400)，其特征在于，所述第一电抗(X1)至少部分由所述预混频电路(114)的寄生电容引起。
12.根据权利要求1所述的单平衡电压模式混频器(400)，其特征在于，所述预定电位接地和/或是与所述预混频电路(114)的至少一部分连接的相同电位，所述至少一部分是指提供所述第一电抗(X1)的所述预混频电路(114)的电容器(Cin)。
13.射频接收器(500)，其特征在于，包括前述权利要求1-12中任一权利要求中的所述单平衡电压模式混频器(400)。
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Families Citing this family (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN113676138B (zh) * 2021-08-23 2023-04-18 电子科技大学 一种高杂散抑制的无源多本振混频器
US11777449B1 (en) * 2022-09-20 2023-10-03 Qualcomm Incorporated Frequency mixing

Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN1914790A (zh) * 2004-01-28 2007-02-14 阿希姆微型器件公司 用于消除片外滤波器的高动态范围时间变化的集成接收器
CN102918772A (zh) * 2010-03-15 2013-02-06 赫梯特微波公司 分布式二极管混频器电路

Family Cites Families (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
ATE394830T1 (de) * 2004-07-06 2008-05-15 Acp Advanced Circuit Pursuit A Symmetrischer mischer mit fets
US20070218855A1 (en) * 2006-03-16 2007-09-20 Newport Media, Inc. System and method for performing RF filtering
US8515362B2 (en) * 2008-10-30 2013-08-20 Qualcomm, Incorporated Mixer architectures
US8467760B2 (en) * 2009-07-02 2013-06-18 Broadcom Corporation Frequency translated filters for wideband applications
CN102457231B (zh) * 2011-12-16 2015-01-07 苏州云芯微电子科技有限公司 单平衡混频器
US9246436B2 (en) * 2012-07-16 2016-01-26 Linear Technology Corporation Low power radio receiver
EP3039789B1 (en) * 2014-03-13 2019-03-06 MediaTek Inc. Harmonic rejection translational filter
US9602055B1 (en) * 2016-01-27 2017-03-21 Analog Devices Global Single-ended mixer with reduced loss

Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN1914790A (zh) * 2004-01-28 2007-02-14 阿希姆微型器件公司 用于消除片外滤波器的高动态范围时间变化的集成接收器
CN102918772A (zh) * 2010-03-15 2013-02-06 赫梯特微波公司 分布式二极管混频器电路

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