CN113676138B - 一种高杂散抑制的无源多本振混频器 - Google Patents

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Abstract

本发明属于无线通信技术领域，具体提供一种高杂散抑制的无源多本振混频器，用以解决传统本振移相架构的多波束相控阵收发机布局复杂、需要集成多个混频器的问题。本发明首次提出了多本振混频器构想，首先采用无源双平衡电路作为混频器主体结构，然后基于跨导叠加技术的思想将两个无源双平衡电路构成导数叠加结构进行三次非线性处理，同时匹配无源双平衡电路中的抵消电容；最终共同实现对邻近杂散信号的完全抑制(大于50dB)，即实现高杂散抑制的无源多本振混频器设计。本发明高杂散抑制的无源多本振混频器应用于全连接相控阵系统中，能够实现一个混频器处理多个数据流，且具有芯片面积小、功耗小、集成度高等优点。

Description

一种高杂散抑制的无源多本振混频器
技术领域
本发明属于无线通信技术领域，涉及射频前端收发系统中的混频器，具体提供一种高杂散抑制的无源多本振混频器。
背景技术
现代通信技术的高速发展，通信速率和通信容量显著提升，对移动通信系统的传输速率提出来更高的要求；在毫米波频段，无线系统存在诸多的挑战；集成电路面临增益降低、电路寄生损耗大、输出功率小以及噪声系数高等问题；同时，在毫米波频段，大气对无线电波信号的传输衰减严重；因此，若采用传统通信系统结构，毫米波无线收发机综合性能会明显弱于6GHz以下的无线系统。面对这些关键问题，相控阵技术成为当前工业界和学术界公认的最佳解决方案；相比于天线的机械扫描，相控阵摆脱了机械转动部件，在扫描速度和鲁棒性方面有很大提升，同时降低了成本。
根据移相单元的位置不同，相控阵收发机的结构可以划分为本振移相、射频移相、基带移相；其中，本振移相架构受到了广泛的关注。为了进一步拓展无线系统的通信容量，亟需研究多波束扫描架构，从而实现单个阵列同时支持多流数据传送；两流数据流以上实现射频移相全连接难以实现，RFIC难以获得更高集成度。本振移相全连接具有更好的用用场景，但是，基于本振移相架构的多波束传统本振移相的布局较为复杂，芯片上需要集成多个混频器，同时有射频接收信号和本振信号两个毫米波信号在芯片上传输，时钟布局网络复杂，这严重制约了多波束相控阵系统的可扩展性和综合性能。
基于此，本发明提出了多本振混频器设想，使用一个混频器处理包含多个本振信息的本振信号，解决传统本振移相需要集成多个混频器的问题，有效的提高了传输速率，并减小了芯片面积。然而，由于电路的非线性，多本振信号会带来更丰富复杂的谐波分量，为了降低混频器后续滤波器电路的设计难度，提升输出信号的频谱纯净度，邻近信号的杂散抑制成为主要技术难点；亟需设计一款高杂散抑制的多本振混频器。
目前，常见的Gilbert混频器如图1所示；对电路输入中频信号VIF＝AIF cos(ωIFt)(AIF为信号幅度、ωIF为中频频率)与本振信号VLO＝ALO cos(ωLOt)(ALO为信号幅度、ωLO为中频频率)，根据非线性原理，输出射频信号
Figure BDA0003224423230000021
(i为常数、αi表示i阶的小信号增益)；通常采用非线性原理的混频器会将非线性系统设计为α0、α1、α2、α3较大，α4、α5、α6……等后续幅度系数较小，得到输出为：
Figure BDA0003224423230000022
可以看出，基于非线性原理的混频器的输出信号除了需要VRF部分，还会有许多不希望得到的杂散；如二阶非线性带来的直流项、直接馈通到输出端的基波项，三次非线性带来的其它杂散；因此，采用非线性原理混频器的系统往往需要将滤波以及杂散抑制纳入考虑。
进一步的，假设输入信号Vin＝Ain cosωint，则：
Figure BDA0003224423230000023
由于为了保证开关管的工作状态，混频器的本振信号的功率一般比较大；而当本振信号功率很大时，三阶交调项的幅度很大，而三次谐波离本振频率又特别近，导致其跟输入信号进行混频后的信号难以与目标信号进行区分，所以混频器的杂散抑制主要针对三次谐波进行处理。
然而，器件的非线性主要来自于MOS管跨导的三阶导数，如图2所示，MOS管的跨导随栅压的升高先逐步上升后趋于平缓，其三阶导数如蓝色曲线所示，会产生一个正的峰值和一个负的谷值；如果并联两个MOS管，将栅压偏置在跨导三阶导的峰值和谷值对应的电压，就可以通过调节管子的大小，使得总的跨导三阶导抵消，削弱交调信号。基于此，导数叠加跨导级结构被提出，如图3所示，其结构由两个偏置电压不同的共源级MOS管放大器组成；其中一个MOS管调整栅端的偏置电压，偏置在gm3为正的亚阈值区工作状态；另一个MOS管调整栅端的偏置电压，偏置在gm3为负的饱和区工作状态；理论上，偏置在亚阈值区的MOS管输出的三次非线性能与偏置在饱和区的MOS管输出的三次非线性大小相等极性相反，实现gm3的抵消，最终到达线性度提高的效果。同时，该跨导级的跨导值为偏在亚阈值区的MOS管的跨导值与偏在饱和区的MOS管的跨导值之和，拥有较高的转换增益和转换效率。
然而，即便是上述导数叠加跨导级结构Gilbert混频器能够实现线性度的提升，但是作为有源结构混频器，其杂散抑制机理较为复杂，依然无法实现对杂散信号的完全抑制(大于40dB)，即无法实现多本振混频器的设计；并且有源结构会带有较大的功耗。
发明内容
本发明的目的在于在于针对上述现有技术中多本振混频器的应用需求，提供一种高杂散抑制的无源多本振混频器，该混频器能够实现对邻近杂散信号的完全抑制(大于50dB)，即能够一个混频器处理包含多个本振信息的本振信号，解决传统本振移相需要集成多个混频器的问题，有效提高传输速率，大大减小芯片面积。
为实现上述目的，本发明采用的技术方案为：
一种高杂散抑制的无源多本振混频器，包括：第一无源双平衡电路与第二无源双平衡电路，其特征在于，所述第一无源双平衡电路与第二无源双平衡电路结构相同、均由四个相同结构的MOS管构成，其中，第一MOS管的栅极与第二MOS管的漏极之间、第二MOS管的栅极与第一MOS管的漏极之间、第三MOS管的栅极与第四MOS管的漏极之间、第四MOS管的栅极与第三MOS管的漏极之间分别连接有抵消电容C；所述第一无源双平衡电路中每个MOS管的栅极均连接偏置电压VG1，所述第二无源双平衡电路中每个MOS管的栅极均连接偏置电压VG2；所述偏置电压VG1使MOS管三阶跨导值为饱和区工作状态、偏置电压VG2使MOS管三阶跨导值为亚阈值工作状态，或者所述偏置电压VG1使MOS管三阶跨导值为亚阈值工作状态、偏置电压VG2使MOS管三阶跨导值为饱和区工作状态。
进一步的，所述无源双平衡电路中，本振信号LO为：LO＝LO1+LO2，LO1为第一本振信号：LO1＝ACos[ω1t]，LO2为第二本振信号：LO2＝ACos[ω2t]，A为本振信号的幅度，ω1为第一本振信号的频率，ω2为第二本振信号的频率；中频信号IF为：IF＝IF1+IF2，IF1为第一中频信号：IF1＝BCos[ω3t]，IF2为第二中频信号：IF2＝BCos[ω4t]，B为中频信号的幅度，ω3为第一中频信号的频率，ω4为第二中频信号的频率。
进一步的，所述抵消电容C的容值为：β(Cgd+Cgs)，β为常数：1～1.5，Cgd为MOS管的栅漏寄生电容，Cgs为MOS管的栅源寄生电容。
进一步的，所述无源双平衡电路中，中频差分信号第一MOS管与第四MOS管的栅极作为本振信号LO+输入端，第二MOS管与第三MOS管的栅极作为本振信号LO-输入端，第一MOS管与第二MOS管的源极作为中频信号IF+输入端，第三MOS管与第四MOS管的源极作为中频信号IF-输入端，第一MOS管与第三MOS管的漏极相连、作为射频信号RF+输出端，第二MOS管与第四MOS管的漏极相连、作为射频信号RF-输出端。
本发明的有益效果在于：
本发明针对传统本振移相架构的多波束相控阵收发机布局复杂、需要集成多个混频器的问题，首次提出了多本振混频器构想，用于实现一个混频器处理包含多个本振信息的本振信号，大大减小芯片面积，并有效提高传输速率。具体的讲，在多本振混频器构想下，本发明提供一种高杂散抑制的无源多本振混频器，首先采用无源结构(无源双平衡电路)作为混频器主体结构，大大减小功耗，然后基于跨导叠加技术的思想将两个无源双平衡电路构成导数叠加结构进行三次非线性处理，同时匹配无源双平衡电路中的抵消电容；最终共同实现对邻近杂散信号的完全抑制(大于50dB)，即实现高杂散抑制的无源多本振混频器设计；另外，本发明能够采用对称版图结构，有效抑制端口间的电磁耦合，从而提高各个端口间隔离度。
综上，本发明提供一种高杂散抑制的无源多本振混频器，应用于全连接相控阵系统中，能够实现一个混频器处理包含多个本振信息的本振信号，即使用一个混频器处理多个数据流，且具有芯片面积小、功耗小、集成度高等优点。
附图说明
图1为传统Gilbert混频器电路原理图。
图2为传统Gilbert混频器中MOS管的跨导随Vgs变化曲线。
图3为基于传统Gilbert混频器提出的导数叠加跨导结构。
图4为本发明高杂散抑制的无源多本振混频器的电路原理图。
图5为无源双平衡混频器的电路原理图。
图6为MOS管的本振泄漏原理示意图。
图7为本发明实施例中无源双平衡混频器的杂散抑制效果图。
图8为本发明实施例中基于无源双平衡混频器的导数叠加结构的电路原理图。
图9为本发明实施例中基于无源双平衡混频器的导数叠加结构的杂散抑制效果图。
图10为本发明实施例中高杂散抑制的无源多本振混频器的版图。
图11为本发明实施例中高杂散抑制的无源多本振混频器的杂散抑制效果图。
具体实施方式
下面结合附图和实施例对本发明做进一步详细说明。
本实施例提供一种高杂散抑制的无源多本振混频器，运用于28GHz通信频段，利用无源结构(无源双平衡电路)作为混频器主体结构，采用两个无源双平衡电路同时运用跨导叠加技术进行三次非线性处理，并在此基础上，匹配电容抵消技术，二者相辅相成共同实现对邻近杂散信号的完全抑制(大于50dB)，即实现高杂散抑制的无源多本振混频器设计。
具体的讲，所述基于无源结构的电容抵消技术杂散抑制混频器的电路原理图如图4所示；包括：由MOS管M1～M4构成的第一无源双平衡电路，由MOS管M5～M8构成的第二无源双平衡电路，以及8个抵消电容C；所述MOS管M1～M4的栅极均连接偏置电压VG1，所述MOS管M5～M8的栅极均连接偏置电压VG2，所述偏置电压VG1与偏置电压VG2满足使MOS管三阶跨导值为饱和区工作状态和亚阈值工作状态。
所述第一无源双平衡电路与第二无源双平衡电路结构相同，如图5所示，中频差分信号第一MOS管M1(M3)与第四MOS管M4(M8)的栅极作为本振信号LO+输入端，第二MOS管M2(M6)与第三MOS管M3(M7)的栅极作为本振信号LO-输入端，第一MOS管M1(M3)与第二MOS管M2(M6)的源极作为中频差分信号IF+输入端，第三MOS管M3(M7)与第四MOS管M4(M8)的源极作为中频差分信号IF-输入端，第一MOS管M1(M3)与第三MOS管M3(M7)的漏极相连、作为射频信号RF+输出端，第二MOS管M2(M6)与第四MOS管M4(M8)的漏极相连、作为射频信号RF-输出端；所述第一无源双平衡电路与第二无源双平衡电路的射频信号RF+输出端相连作为基于无源结构的电容抵消技术杂散抑制混频器的射频信号RF+输出端，所述第一无源双平衡电路与第二无源双平衡电路的射频信号RF-输出端相连作为基于无源结构的电容抵消技术杂散抑制混频器的射频信号RF-输出端；
所述第一MOS管M1(M3)的栅极与第二MOS管M2(M6)的漏极之间、第二MOS管M2(M6)的栅极与第一MOS管M1(M3)的漏极之间、第三MOS管M3(M7)的栅极与第四MOS管M4(M8)的漏极之间、第四MOS管M4(M8)的栅极与第三MOS管M3(M7)的漏极之间分别连接有抵消电容C。
从工作原理上讲，
对多本振输入信号进行非线性分析，输入本振信号1为lo1＝ACos[ω1t](A为本振信号幅度，ω1为本振信号1频率)，输入本振信号2为lo2＝ACos[ω2t](A为本振信号幅度，ω2为本振信号2频率)，则混合输入本振信号为lo＝lo1+lo2，经由非线性电路后的本振信号为LO＝α1lo+α2lo2+α3lo3，可得：
Figure BDA0003224423230000061
通过对上式的进一步展开推导可知，输入信号与本振信号混频后得到的输出信号(目标信号)的幅值Agoal为
Figure BDA0003224423230000062
而本振信号的三阶交调信号与输入信号进行混频将产生8个杂散频率、幅值ASpur都为
Figure BDA0003224423230000063
当本振信号的功率达到一定功率时，Agoal与ASpur的量级是相当的，即目标频率与杂散频率难以区分；比如两个本振信号的频率分别为21GHz和23GHz，那么三阶交调信号就是25GHz和19GHz(45GHz和67GHz与本振频率太远，这里不加讨论)，与本振信号只有2GHz的差异，刚好为两个本振信号的差值相等，如果两个本振频率更加接近，那产生的交调信号与本振频率会更加接近，导致严重恶化输出信号。因此，对于目标信号的邻近杂散信号的完全抑制(大于50dB)成为了多本振混频器设计的核心技术要点。
基于此，本发明首先采用无源结构(无源双平衡电路)作为混频器主体结构，然后基于跨导叠加技术的思想将两个无源双平衡电路构成导数叠加结构进行三次非线性处理，同时匹配无源双平衡电路中的抵消电容；最终共同实现高杂散抑制的无源多本振混频器的设计。更进一步的，MOS管不是理想元器件，还存在寄生电容与寄生电阻，等效电路如图6所示，其中，对混频影响较大的是MOS管的栅漏寄生电容Cgd与栅源寄生电容Cgs，寄生电容的存在会导致本振泄露；为了提高隔离度，本发明抵消主要是利用双平衡结构对本振泄露进行抵消，基于双平衡结构，通过选取抵消电容的容值为β(Cgd+Cgs)、β为常数：1～1.5，在混频器的差分端添加交叉抵消电容，实现高杂散抑制。
基于上述工作原理，本事实例中，设置输入中频信号为IF＝IF1+IF2、IF1＝BCos[ω3t](B为中频信号幅度，ω3为中频信号频率)、IF2＝BCos[ω4t]，通过理论推导，输出RF信号影响最大的分量为
Figure BDA0003224423230000064
令ω1＝23.9GHz、ω2＝19.4GHz、ω3＝4.1GHz、ω4＝8.6GHz，可以得到影响较大的输出RF频率为23.5GHz和24.3GHz、以及28.8GHz和32.5GHz，其中，28.8GHz为目标频率的邻近杂散频率；
本实施例首先采用无源双平衡混频器、如图5所示，运用HFSS软件进行后仿真得到的杂散抑制结果如图7所示，由图可见对临近杂散频率28.8GHz的抑制为23.3dB，可滤波带宽为8.2GHz；然后基于无源双平衡混频器设计得到导数叠加结构、如图8所示，运用HFSS软件进行后仿真得到的杂散抑制结果如图9所示，由图可见对临近杂散频率28.8GHz的抑制为26.5dB，可滤波带宽为8.2GHz；最后匹配抵消电容得到本发明高杂散抑制的无源多本振混频器，并绘制版图如图10所示，运用HFSS软件进行后仿真得到的抑制结果如图11所示，由图可见对临近28.8GHz的抑制为57.6dB，可滤波带宽为8.2GHz；实现对于目标信号的邻近杂散信号的完全抑制(大于50dB)。
以上所述，仅为本发明的具体实施方式，本说明书中所公开的任一特征，除非特别叙述，均可被其他等效或具有类似目的的替代特征加以替换；所公开的所有特征、或所有方法或过程中的步骤，除了互相排斥的特征和/或步骤以外，均可以任何方式组合。

Claims (4)

1.一种高杂散抑制的无源多本振混频器，包括：第一无源双平衡电路与第二无源双平衡电路，其特征在于，所述第一无源双平衡电路与第二无源双平衡电路结构相同、均由四个相同结构的MOS管构成，其中，第一MOS管的栅极与第二MOS管的漏极之间、第二MOS管的栅极与第一MOS管的漏极之间、第三MOS管的栅极与第四MOS管的漏极之间、第四MOS管的栅极与第三MOS管的漏极之间分别连接有抵消电容C；所述第一无源双平衡电路中每个MOS管的栅极均连接偏置电压VG1，所述第二无源双平衡电路中每个MOS管的栅极均连接偏置电压VG2；所述偏置电压VG1使MOS管三阶跨导值为饱和区工作状态或亚阈值工作状态，所述偏置电压VG2使MOS管三阶跨导值为亚阈值工作状态或饱和区工作状态。
2.按权利要求1所述高杂散抑制的无源多本振混频器，其特征在于，所述无源双平衡电路中，本振信号LO为：LO＝LO1+LO2，LO1为第一本振信号：LO1＝ACos[ω1t]，LO2为第二本振信号：LO2＝ACos[ω2t]，A为本振信号的幅度，ω1为第一本振信号的频率，ω2为第二本振信号的频率；中频信号IF为：IF＝IF1+IF2，IF1为第一中频信号：IF1＝BCos[ω3t]，IF2为第二中频信号：IF2＝BCos[ω4t]，B为中频信号的幅度，ω3为第一中频信号的频率，ω4为第二中频信号的频率。
3.按权利要求1所述高杂散抑制的无源多本振混频器，其特征在于，所述抵消电容C的容值为：β(Cgd+Cgs)，β为常数：1～1.5，Cgd为MOS管的栅漏寄生电容，Cgs为MOS管的栅源寄生电容。
4.按权利要求1所述高杂散抑制的无源多本振混频器，其特征在于，所述无源双平衡电路中，中频差分信号第一MOS管与第四MOS管的栅极作为本振信号LO+输入端，第二MOS管与第三MOS管的栅极作为本振信号LO-输入端，第一MOS管与第二MOS管的源极作为中频信号IF+输入端，第三MOS管与第四MOS管的源极作为中频信号IF-输入端，第一MOS管与第三MOS管的漏极相连、作为射频信号RF+输出端，第二MOS管与第四MOS管的漏极相连、作为射频信号RF-输出端。
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