CN105680888A - 一种采用cmos工艺实现的太赫兹发射机电路 - Google Patents

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Abstract

一种采用CMOS工艺实现的太赫兹发射机电路，包括有用于将接收到的中频信号调制成射频信号的上变频单元，上变频单元的信号输入端还连接本振单元，上变频单元的信号输出端连接用于将所接收的信号分为两路相同信号的功率分离单元，功率分离单元的一路输出连接第一放大倍频单元，另一路输出连接由放大电路和倍频电路构成的第二放大倍频单元，第一放大倍频单元和第二放大倍频单元的输出端共同连接用于将所接收到的两路信号合为一路信号的功率合成单元的输入端，功率合成单元的输出端构成太赫兹发射机电路的输出端连接阻抗负载。本发明采用标准的CMOS工艺实现，有集成度高、成本低、易于大规模生产等优点，实现对太赫兹波频段的发射机功能。

Description

一种采用CMOS工艺实现的太赫兹发射机电路
技术领域
本发明涉及一种太赫兹发射机结构。特别是涉及一种采用CMOS工艺实现的太赫兹发射机电路。
背景技术
近年来，高速无线通信系统正不断朝着更高频率、更宽带宽、更高集成度以及更低成本方向发展。太赫兹频段(300GHz-3THz)介于微波和红外线之间，处于宏观理论向微观量子理论的过渡区，电子学和光子学的交叉区域，特殊的位置决定了其具有同其他波段不同的特殊性质。太赫兹频段是电磁波谱中唯一没有获得较全面研究并很好加以利用的最后一个波谱区间，在通信频带日益紧缺的今天，对太赫兹波通信技术的研究具有重要意义。
太赫兹波的频带宽度是微波的1000倍，是很好的宽带信息载体，特别适合宽带无线移动通信。太赫兹波在星际空间，由于频带宽，方向性好，散射小，高频数据流可以提供10GB/s的无线传输速率，可以提高星间信息交换速度。此外，太赫兹波通信技术也能够广泛应用于生活的各个方面，由于其自身所具有的独特性质以及在光谱中的位置，太赫兹波在通信、电子对抗、雷达、电磁武器、天文学、医学成像、无损检测、环境监测及安全检查等领域存在着广泛的应用前景。
随着工艺特征尺寸的不断减小，深亚微米CMOS工艺及其MOSFET的特征频率已经达到200GHz以上，使得利用CMOS工艺实现GHz频段的高频模拟电路成为可能。在硅CMOS、BiCMOS、双极工艺、GaAsMESFET、异质结双极晶体管(HBT)、GeSi器件等众多工艺中，虽然硅CMOS的高频性能和噪声性能不是最好，但由于它的工艺最为成熟、成本最低、功耗最小，并且它具有与数字集成电路部分良好的兼容性，硅基CMOS工艺应用也最为广泛，因此CMOS射频集成电路是近年来发展的趋势。随着射频识别技术的发展，世界各国的研究人员在CMOS射频集成电路的设计和制作方面进行了大量研究，使CMOS射频集成电路的性能不断提高。随着硅基工艺的进步，硅基工艺已能支持实现太赫兹通信集成电路，但高达几百GHz的工作频段使太赫兹通信集成电路的实现面临一系列挑战。
传统的数字CMOS工艺技术之所以没有在超高频电路(频率超过100GHz)应用方面被充分考虑，是因为CMOS振荡器电路受到器件的截止频率(fT)和最大振荡频率(fmax)的限制。然而，工艺技术的发展使得器件尺寸不断缩小，器件的工作频率不断增加，使在CMOS工艺下场效应晶体管截止频率能够接近甚至达到太赫兹的频率范围，令采用CMOS工艺实现在太赫兹波频段下工作的电路成为可能。
无线发射机作为无线收发机中的重要组成部分，发射机系统承担着将基带信号调制到载波，并通过天线向外界发射信号的任务。信息源输出的数据需要经过发射机的调制和上变频后，转换为适合在通信信道中传送的格式，经过天线辐射后，在通信信道中传播。在发射机中，输入的信号是有用信号，但是随着载波频率的提高，维持较高的信号能量、保证相对较小的衰减，则成为了发射机设计当中不可避免的挑战。
采用CMOS工艺实现的太赫兹波电路已有研究，但是因为CMOS工艺器件在截止频率附近工作性能较差，极大地限制了在该频段电路有源器件的工作性能。而又由于发射机系统结构与振荡器等单元电路相比结构相对复杂，并且很多部分不可避免地使用有源器件作为主要工作器件，由于工作频率过高导致的性能上的恶化极大地增加，因此在太赫兹波段实现的发射机实现的结构方案还鲜有报道。
发明内容
本发明所要解决的技术问题是，提供一种采用标准的CMOS工艺实现，集成度高、成本低、易于大规模生产的采用CMOS工艺实现的太赫兹发射机结构。
本发明所采用的技术方案是：一种采用CMOS工艺实现的太赫兹发射机电路，包括有用于将接收到的中频信号调制成射频信号的上变频单元，所述上变频单元的信号输入端还连接本振单元，所述上变频单元的信号输出端连接用于将所接收的信号分为两路相同信号的功率分离单元，所述功率分离单元的一路输出连接用于对接收的信号进行放大和倍频的第一放大倍频单元，另一路输出连接由放大电路和倍频电路构成的用于对接收的信号进行放大和倍频的第二放大倍频单元，所述第一放大倍频单元和第二放大倍频单元的输出端共同连接用于将所接收到的两路信号合为一路信号提供给负载的功率合成单元的输入端，所述功率合成单元的输出端构成太赫兹发射机电路的输出端连接阻抗负载。
所述的本振单元包括有由NMOS管构成的第一MOS管M1～第六MOS管M6、第一电感L1～第六电感L6、第一可变电容C1、第二可变电容C2以及第七MOS管M0，其中，第一可变电容C1的一端和第二可变电容C2的一端共同连接调节电压Vtune，所述第一可变电容C1的另一端分别连接第一电感L1的一端以及第一MOS管M1的漏极，所述第二可变电容C2的另一端分别连接第二电感L2的一端以及第二MOS管M2的漏极，所述第一电感L1和第二电感L2的另一端共同连接用于提供电流源的第七MOS管M0的漏极，所述第七MOS管M0的栅极连接偏置电压Vbias，源极连接振荡器电压Vdd，所述第一MOS管M1和第二MOS管M2的源极均接地，第一MOS管M1的栅极和第二MOS管M2的漏极共同连接第四MOS管M4的栅极，第二MOS管M2的栅极和第一MOS管M1的漏极共同连接第三MOS管M3的栅极，所述第三MOS管M3、第四MOS管M4、第五MOS管M5和第六MOS管M6的源极均接地，所述第三MOS管M3的漏极分别连接第三电感L3的一端以及第五MOS管M5的栅极，所述第五MOS管M5的漏极构成第一输出端OUT1，第五MOS管M5的漏极还连接第五电感L5的一端，所述第三电感L3和第五电感L5的另一端共同连接缓冲级电压Vdd,buff，所述第四MOS管M4的漏极分别连接第四电感L4的一端以及第六MOS管M6的栅极，所述第六MOS管M6的漏极构成第二输出端OUT2，第六MOS管M6的漏极还连接第六电感L6的一端，所述第四电感L4和第六电感L6的另一端共同连接缓冲级电压Vdd,buff。
所述的功率分离单元采用变压器结构的功率分离器T1，所述功率分离器T1的输入端连接所述上变频单元的信号输出端PA_IN，所述功率分离器T1的输出为输出相同信号的两路，第一路具有两个输出端连接第一放大倍频单元的信号输入端，第二路具有两个输出端连接第二放大倍频单元的信号输入端。
所述的功率合成单元是采用变压器结构的电流功率合成器T3，电流功率合成器T3有两路输入一路输出，其中一路输入具有两个输入端连接所述第一放大倍频单元的输出端，另一路输出具有两个输入端连接所述第二放大倍频单元的输出端。
所述的第一放大倍频单元和第二放大倍频单元结构相同，均包括有：由NMOS管构成的第十一MOS管M11～第十四MOS管M14、变压器T2和第一传输匹配网络TL1～第八传输匹配网络TL8,所述第一传输匹配网络TL1和第三传输匹配网络TL3的一端分别对应连接构成所述功率分离单元的功率分离器T1的两路输出中的一路输出的两个端，所述第一传输匹配网络TL1的另一端连接第十一MOS管M11的漏极，所述第三传输匹配网络TL3的另一端连接第十二MOS管M12的漏极，所述第十一MOS管M11的源极连接第二传输匹配网络TL2的一端，第十二MOS管M12的源极连接第四传输匹配网络TL4的一端，所述第二传输匹配网络TL2和第四传输匹配网络TL4的另一端分别对应连接所述变压器T2的两个输入端，所述变压器T2的两个输出端分别对应连接所述第五传输匹配网络TL5和第七传输匹配网络TL7的一端，所述第五传输匹配网络TL5的另一端连接第十三MOS管M13的漏极，所述第七传输匹配网络TL7的另一端连接第十四MOS管M14的漏极，所述第十三MOS管M13的源极连接第六传输匹配网络TL6的一端，第十四MOS管M14的源极连接第八传输匹配网络TL8的一端，所述第六传输匹配网络TL6的另一端和第八传输匹配网络TL8的另一端分别连接构成功率分离单元的电流功率合成器T3的两路输入中的一路输入的两个输入端。
本发明的一种采用CMOS工艺实现的太赫兹发射机电路，采用标准的CMOS工艺实现，有集成度高、成本低、易于大规模生产等优点。同时还克服了CMOS工艺截止频率附近工作性能差的限制，实现对太赫兹波频段的发射机功能。本发明具有如下优点：
1、本发明所提出的发射机工作在太赫兹频段，在通信频带日益紧缺的今天，该频段是电磁波谱中唯一没有获得较全面研究并很好加以利用的最后一个波谱区间，此外，太赫兹频段具有特殊的特性，在通信、电子对抗、雷达、电磁武器、天文学、医学成像、无损检测、环境监测及安全检查等领域存在着广泛的应用前景。
2、本发明使用较为成熟的CMOS工艺，与GeSi等III-V族集成工艺相比，具有兼容性好，集成度高，成本低，版图占用面积小等显著优点。
3、CMOS工艺有源器件的截止频率(fT)和最大振荡频率(fmax)成为CMOS工艺在太赫兹频段面临的重要限制。当有源器件的工作频率接近或超过截止频率时，器件的性能将会大幅度恶化。本发明有效地克服了由于截止频率的限制，实现了太赫兹频段的发射机功能。
4、由于输入信号过大时，功率放大器会产生较大的损耗，本发明采用功率分离结构，将信号功率均分到每一个通路，再经过功率放大器后，完成倍频，并在最终进行功率和成，降低了有源器件对大功率信号的损耗。
5、本发明利用了倍频机制，将输出信号频率提升到CMOS工艺的截止频率以上，克服了对截止频率的限制，最终输出太赫兹频段信号，完成发射机的工作要求。
附图说明
图1是本发明的整体结构示意图；
图2是本发明中本振单元的电路原理图；
图3是本发明中第一放大倍频单元4和第二放大倍频单元的电路原理图。
图中
1：上变频单元2：本振单元
3：功率分离单元4：第一放大倍频单元
5：第二放大倍频单元6：功率合成单元
7：阻抗负载
具体实施方式
下面结合实施例和附图对本发明的一种采用CMOS工艺实现的太赫兹发射机电路做出详细说明。
如图1所示，本发明的一种采用CMOS工艺实现的太赫兹发射机电路，包括有用于将从输入端PA_IN接收到的中频信号IF调制成射频信号的上变频单元1，所述上变频单元1的信号输入端还连接用于产生本振LO信号的本振单元2，即所述上变频单元1对本振LO信号与中频IF信号进行混频，得到调制后的信号，所述上变频单元1的信号输出端连接用于将所接收的信号分为两路相同信号的功率分离单元3，所述功率分离单元3的一路输出连接用于对接收的信号进行放大和倍频的第一放大倍频单元4，另一路输出连接由放大电路41/51和倍频电路42/52构成的用于对接收的信号进行放大和倍频的第二放大倍频单元5，所述第一放大倍频单元4和第二放大倍频单元5是用于对功率分离单元3分离后的每一路信号分别进行功率放大后再进行频率叠加，得到输出要求的偶次谐波信号，所述第一放大倍频单元4和第二放大倍频单元5的输出端共同连接用于将所接收到的两路信号合为一路信号提供给负载的功率合成单元6的输入端，所述功率合成单元6用于将多路经过功率放大器放大、频率叠加部分叠加后的信号进行合成，并完成阻抗转换的工作，形成符合目标要求的输出信号，所述功率合成单元6的输出端构成太赫兹发射机电路的输出端PA_OUT连接阻抗负载7。
本发明的一种采用CMOS工艺实现的太赫兹发射机电路，中频IF信号和本振LO信号经上变频得到射频信号，载波频率与本振频率相同。经调制后的信号，使用功率分离电路分为两路相同的信号，这两路信号各自经过功率放大器放大，并通过无源倍频电路使其频率变为原来二倍，最后经过功率合成将两路信号合为一路信号提供给负载。其中，上变频单元采用混频器，混频器工作频率在截止频率之内，可利用最常用的吉尔伯特混频器结构完成。本振采用LC振荡器完成，为得到较高的振荡频率，需要尽可能降低电路中的寄生电感与寄生电容。此外，为了突破定制电感对版图结构、器件参数的限制，可采用自设计非标准电感。
由于CMOS工艺的截止频率和最大振荡频率的限制，决定了在接近或超过截止频率的频率下，有源器件性能极大地恶化或无法正常工作。而太赫兹频段仍然处于CMOS工艺的截止频率之上，因此CMOS工艺的集成电路中的有源器件不能直接应用于太赫兹频段。本发明采用基频信号经过功率分离，多路信号路径分别经过功率放大器，产生的功率放大后的信号经过无源器件倍频，倍频之后不再通过有源器件，将得到偶次谐波频率的信号直接进行功率合成与阻抗变换，从而避免了有源器件在过高工作频率下性能的恶化，最终得到太赫兹频段内的输出信号。
为了减小功率放大器对较大功率输入信号的损耗，故采用功率分离的方法降低功率放大器输入信号的功率，使功率放大器能够处于更合适的工作状态，获得更高的增益。本发明中倍频电路及其后的电路均采用无源器件，使倍频后的超过有源器件截止频率的信号不再经过有源器件，确保电路能够在太赫兹频段能够正常工作，并且与利用有源器件完成相应功能相比大大降低了功率损耗，从而得到了超过工艺有源器件截止频率的输出信号。
如图2所示，所述的本振单元2包括有由NMOS管构成的第一MOS管M1～第六MOS管M6、第一电感L1～第六电感L6、第一可变电容C1、第二可变电容C2以及第七MOS管M0，其中，第一可变电容C1的一端和第二可变电容C2的一端共同连接调节电压Vtune，所述第一可变电容C1的另一端分别连接第一电感L1的一端以及第一MOS管M1的漏极，所述第二可变电容C2的另一端分别连接第二电感L2的一端以及第二MOS管M2的漏极，所述第一电感L1和第二电感L2的另一端共同连接用于提供电流源的第七MOS管M0的漏极，所述第七MOS管M0的栅极连接偏置电压Vbias，源极连接振荡器电压Vdd，所述第一MOS管M1和第二MOS管M2的源极均接地，第一MOS管M1的栅极和第二MOS管M2的漏极共同连接第四MOS管M4的栅极，第二MOS管M2的栅极和第一MOS管M1的漏极共同连接第三MOS管M3的栅极，所述第三MOS管M3、第四MOS管M4、第五MOS管M5和第六MOS管M6的源极均接地，所述第三MOS管M3的漏极分别连接第三电感L3的一端以及第五MOS管M5的栅极，所述第五MOS管M5的漏极构成第一输出端OUT1，第五MOS管M5的漏极还连接第五电感L5的一端，所述第三电感L3和第五电感L5的另一端共同连接缓冲级电压Vdd,buff，所述第四MOS管M4的漏极分别连接第四电感L4的一端以及第六MOS管M6的栅极，所述第六MOS管M6的漏极构成第二输出端OUT2，第六MOS管M6的漏极还连接第六电感L6的一端，所述第四电感L4和第六电感L6的另一端共同连接缓冲级电压Vdd,buff。
其中，第一电感L1、第二电感L2、第一可变电容C1和第二可变电容C2构成了LC回路，决定振荡频率。通过调节Vtune的电压，调节第一可变电容C1和第二可变电容C2的电容，从而实现电压对振荡频率的控制。第一MOS管M1和第二MOS管M2是两个NMOS管构成交叉耦合结构，在LC振荡器中，提供负阻。第七MOS管M0作为电流源，为振荡器提供工作电流，通过调节Vbias，调节工作电流。第三MOS管M3～第六MOS管M6、第三电感L3～第六电感L6为振荡器输出的缓冲级，增加负载与振荡器之间的隔离度，防止负载对振荡器的频率牵引。振荡器电压Vdd，缓冲级电压Vdd,buff，通常情况下可采用相同的电压，但是为了使缓冲级工作状态更容易调节，方便测试及实际应用，可采用不同电压供电。
如图3所示，所述的功率分离单元3采用变压器结构的功率分离器T1，所述功率分离器T1的输入端连接所述上变频单元1的信号输出端PA_IN，所述功率分离器T1的输出为输出相同信号的两路，第一路具有两个输出端连接第一放大倍频单元4的信号输入端，第二路具有两个输出端连接第二放大倍频单元5的信号输入端。
功率分离器T1，采用非标准工艺完成设计，主、副线圈比例为1:1。频率很高的情况下，器件的参数受到版图的影响很大，尤其是外在寄生，如栅、源、漏电阻，衬底电阻，之间的耦合电容，最终决定能够达到的最大增益。MOS的fT和fMAX可以表示如下：
f T = g m 2 πC g t , f M A X = f T 8 πR g C g d
其中，Cgt是栅总电容，Rg是栅电阻，Cgd是栅源电容。所有的这些寄生都要尽可能小以得到最好的性能。然而，这些寄生的优化也存在折衷，无法达到所有参数最优的情况。比如，多指栅极结构能够降低栅电阻，不仅增加了fMAX，而且能够提高噪声系数。但是，栅到衬底和栅到源/漏的电容随着指数的增加而增加，降低fT。栅双侧接触可以进一步降低串联栅电阻，然而却无法避免地增加栅耦合电容和电感，在高频工作状态下更加明显。在确定了第一级放大器尺寸后，在偏置电压VC1的控制下工作在饱和区，进而完成第一组阻抗匹配网络(TL1、TL3)物理参数的确定。
两个变压器T2，采用非标准工艺完成设计，主、副线圈比例也为1:1。根据变压器参数，确定第二组阻抗匹配网络(TL2、TL4)的物理参数。第二级放大器对信号功率进行进一步放大，依照同样的方法确定第三组阻抗匹配网络(TL5、TL7)的物理参数。
阻抗匹配网络TL6、TL8除上面提到的其他匹配网络的作用外，还起到频率合成的作用。传输线网络对2ω频率的信号实现良好传输，并对ω频率的信号有一定的抑制作用。
如图3所示，所述的功率合成单元6是采用变压器结构的电流功率合成器T3，电流功率合成器T3有两路输入一路输出，其中一路输入具有两个输入端连接所述第一放大倍频单元4的输出端，另一路输出具有两个输入端连接所述第二放大倍频单元5的输出端。
功率合成器T3，也采用非标准工艺设计，本实例选取主、副线圈比例为1:2，完成电流功率合成的作用。根据输出情况，完成最后的阻抗匹配，确定第四组匹配网络(TL6、TL8)的物理参数。
如图3所示，所述的第一放大倍频单元4和第二放大倍频单元5结构相同，均包括有：由NMOS管构成的第十一MOS管M11～第十四MOS管M14、变压器T2和起阻抗匹配作用的第一传输匹配网络TL1～第八传输匹配网络TL8,所述第一传输匹配网络TL1和第三传输匹配网络TL3的一端分别对应连接构成所述功率分离单元3的功率分离器T1的两路输出中的一路输出的两个端，所述第一传输匹配网络TL1的另一端连接第十一MOS管M11的漏极，所述第三传输匹配网络TL3的另一端连接第十二MOS管M12的漏极，所述第十一MOS管M11的源极连接第二传输匹配网络TL2的一端，第十二MOS管M12的源极连接第四传输匹配网络TL4的一端，所述第二传输匹配网络TL2和第四传输匹配网络TL4的另一端分别对应连接所述变压器T2的两个输入端，所述变压器T2的两个输出端分别对应连接所述第五传输匹配网络TL5和第七传输匹配网络TL7的一端，所述第五传输匹配网络TL5的另一端连接第十三MOS管M13的漏极，所述第七传输匹配网络TL7的另一端连接第十四MOS管M14的漏极，所述第十三MOS管M13的源极连接第六传输匹配网络TL6的一端，第十四MOS管M14的源极连接第八传输匹配网络TL8的一端，所述第六传输匹配网络TL6的另一端和第八传输匹配网络TL8的另一端分别连接构成功率分离单元3的电流功率合成器T3的两路输入中的一路输入的两个输入端，所述第十一MOS管M11和第十二MOS管M12的栅极连接连接第一偏置电压VC1，所述第十三MOS管M13和第十四MOS管M14的栅极连接连接第二偏置电压VC2。
在本发明的一种采用CMOS工艺实现的太赫兹发射机电路版图设计中，注意版图的对称性，经过功率分离器分离出信号的两个同路应保证完全的对称布局，任何幅度和相位的失配都会降低功率合成效率。

Claims (5)

1.一种采用CMOS工艺实现的太赫兹发射机电路，包括有用于将接收到的中频信号(IF)调制成射频信号的上变频单元(1)，其特征在于，所述上变频单元(1)的信号输入端还连接本振单元(2)，所述上变频单元(1)的信号输出端连接用于将所接收的信号分为两路相同信号的功率分离单元(3)，所述功率分离单元(3)的一路输出连接用于对接收的信号进行放大和倍频的第一放大倍频单元(4)，另一路输出连接由放大电路(41/51)和倍频电路(42/52)构成的用于对接收的信号进行放大和倍频的第二放大倍频单元(5)，所述第一放大倍频单元(4)和第二放大倍频单元(5)的输出端共同连接用于将所接收到的两路信号合为一路信号提供给负载的功率合成单元(6)的输入端，所述功率合成单元(6)的输出端构成太赫兹发射机电路的输出端连接阻抗负载(7)。
2.根据权利要求1所述的一种采用CMOS工艺实现的太赫兹发射机电路，其特征在于，所述的本振单元(2)包括有由NMOS管构成的第一MOS管M1～第六MOS管M6、第一电感L1～第六电感L6、第一可变电容C1、第二可变电容C2以及第七MOS管M0，其中，第一可变电容C1的一端和第二可变电容C2的一端共同连接调节电压Vtune，所述第一可变电容C1的另一端分别连接第一电感L1的一端以及第一MOS管M1的漏极，所述第二可变电容C2的另一端分别连接第二电感L2的一端以及第二MOS管M2的漏极，所述第一电感L1和第二电感L2的另一端共同连接用于提供电流源的第七MOS管M0的漏极，所述第七MOS管M0的栅极连接偏置电压Vbias，源极连接振荡器电压Vdd，所述第一MOS管M1和第二MOS管M2的源极均接地，第一MOS管M1的栅极和第二MOS管M2的漏极共同连接第四MOS管M4的栅极，第二MOS管M2的栅极和第一MOS管M1的漏极共同连接第三MOS管M3的栅极，所述第三MOS管M3、第四MOS管M4、第五MOS管M5和第六MOS管M6的源极均接地，所述第三MOS管M3的漏极分别连接第三电感L3的一端以及第五MOS管M5的栅极，所述第五MOS管M5的漏极构成第一输出端OUT1，第五MOS管M5的漏极还连接第五电感L5的一端，所述第三电感L3和第五电感L5的另一端共同连接缓冲级电压Vdd,buff，所述第四MOS管M4的漏极分别连接第四电感L4的一端以及第六MOS管M6的栅极，所述第六MOS管M6的漏极构成第二输出端OUT2，第六MOS管M6的漏极还连接第六电感L6的一端，所述第四电感L4和第六电感L6的另一端共同连接缓冲级电压Vdd,buff。
3.根据权利要求1所述的一种采用CMOS工艺实现的太赫兹发射机电路，其特征在于，所述的功率分离单元(3)采用变压器结构的功率分离器T1，所述功率分离器T1的输入端连接所述上变频单元(1)的信号输出端PA_IN，所述功率分离器T1的输出为输出相同信号的两路，第一路具有两个输出端连接第一放大倍频单元(4)的信号输入端，第二路具有两个输出端连接第二放大倍频单元(5)的信号输入端。
4.根据权利要求1所述的一种采用CMOS工艺实现的太赫兹发射机电路，其特征在于，所述的功率合成单元(6)是采用变压器结构的电流功率合成器T3，电流功率合成器T3有两路输入一路输出，其中一路输入具有两个输入端连接所述第一放大倍频单元(4)的输出端，另一路输出具有两个输入端连接所述第二放大倍频单元(5)的输出端。
5.根据权利要求1所述的一种采用CMOS工艺实现的太赫兹发射机电路，其特征在于，所述的第一放大倍频单元(4)和第二放大倍频单元(5)结构相同，均包括有：由NMOS管构成的第十一MOS管M11～第十四MOS管M14、变压器T2和第一传输匹配网络TL1～第八传输匹配网络TL8,所述第一传输匹配网络TL1和第三传输匹配网络TL3的一端分别对应连接构成所述功率分离单元(3)的功率分离器T1的两路输出中的一路输出的两个端，所述第一传输匹配网络TL1的另一端连接第十一MOS管M11的漏极，所述第三传输匹配网络TL3的另一端连接第十二MOS管M12的漏极，所述第十一MOS管M11的源极连接第二传输匹配网络TL2的一端，第十二MOS管M12的源极连接第四传输匹配网络TL4的一端，所述第二传输匹配网络TL2和第四传输匹配网络TL4的另一端分别对应连接所述变压器T2的两个输入端，所述变压器T2的两个输出端分别对应连接所述第五传输匹配网络TL5和第七传输匹配网络TL7的一端，所述第五传输匹配网络TL5的另一端连接第十三MOS管M13的漏极，所述第七传输匹配网络TL7的另一端连接第十四MOS管M14的漏极，所述第十三MOS管M13的源极连接第六传输匹配网络TL6的一端，第十四MOS管M14的源极连接第八传输匹配网络TL8的一端，所述第六传输匹配网络TL6的另一端和第八传输匹配网络TL8的另一端分别连接构成功率分离单元(3)的电流功率合成器T3的两路输入中的一路输入的两个输入端。
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