CN109714005B - 一种可重构双频带混频器 - Google Patents
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Abstract
本发明公开了一种可重构双频带混频器，所述混频器包括：负载和buffer级电路、开关级电路、本振输入端匹配网络、级间匹配电路、跨导级电路、开关选频匹配网络电路；本申请中的可重构双频带混频器可在两个不同的频带内切换，跨导级采用双路并行分别工作在不同的频率，并通过开关切换及偏压控制电路工作在不同的频带；射频输入匹配网络结合了不同频带的匹配电路串联连接和开关选频网络，保证电路工作在不同频段时都能达到最佳的性能。
Description
技术领域
本发明涉及无线通信系统技术领域，具体地，涉及一种可重构双频带混频器。
背景技术
目前，第三代(3G)、第四代(4G)蜂窝移动通信技术已基本成熟，随着人们对通信需求的激增，近年来对第五代(5G)蜂窝移动通信技术的研究成为了焦点，而即将到来的第五代(5G)蜂窝移动通信系统在增强移动带宽(eMBB)、高可靠低时延连接(uRLLC)、海量物联(mMTC)等领域将起到关键的作用。因此，基于5G移动通信技术的研究有重要意义。
移动通信的发展中出现了多种多样的通信标准，如第三代(3G)、第四代(4G)蜂窝移动通信系统、蓝牙(Bluetooth)和无线局域网(WLAN)等无线通信系统在各自应用领域发挥着至关重要的作用。目前，移动通信发展的一个重要趋势是单个通信终端可以兼容多种通信标准，并且也已经有相关的无线通信系统集成的典型案例。兼容多种通信标准的通信系统具有多频多通道与可重构特性。从而，多频可重构器件的研究是移动通信技术发展的一个至关重要的问题。
基于Gibert单元的双平衡混频器是目前移动通信终端收发机中应用广泛且有着较为深入的研究的核心模块，该电路源自于Barrie Gilbert提出的高精度乘法器。Gibert混频器具有较好的隔离度和噪声抑制性能，因而该结构存在多种衍生的混频器结构用于优化其中的某项性能。
超宽带(Ultra-Wide Band)自2002年2月14日FCC(美国联邦通信委员会)批准民用以来，已经得到快速地发展，具有广阔的应用前景。但超宽带结构为了达到足够的带宽，会对系统的其它性能有所限制，如增益、噪声；同时还有频带利用率低的缺点，实际上超宽带产品并不会用到整个带宽内的频带资源，其中不用的部分会被浪费掉。
针对这一问题，人们提出了可重构多频带技术。多频带技术将超宽带中有用的频带资源分割成多个窄频带，避免了超宽带对电路性能的限制，同时保证电路工作在每个窄带上都具有最佳的性能；从宽带中提取有效的频带资源加以利用，相对于超宽带具有更高的频带利用率。单个电路中组合多个频段，可以显著降低芯片组装成本，从而拓宽产品的应用范围。
目前，设计多频段混频器的方法有如下三种：
1、传统的多核混频结构(参考文献1：Jaewoo Park et al.,"A direct-conversion CMOS RF receiver reconfigurable from 2GHz to 6GHz,"2008 IEEESymposium on VLSI Circuits,Honolulu,HI,2008,pp.38-39.)
2、并行多谐振多频结构(参考文献2：Ruey-Lue Wang,Yan-Kuin Su,C.H.Liu,San-Chi Hung,Pi-Jung Yang and Yi-Shu Lin,"A concurrent dual-band mixer with on-wafer balun for multi-standard applications,"APCCAS 2008-2008 IEEE AsiaPacific Conference on Circuits and Systems,Macao,2008,pp.304-307.)
3、采用可调电容、电阻组合和开关选频调谐网络的结构(参考文献3：专利号为CN201010022737，名称为“双频段可重构混频器集成电路芯片”的发明专利；参考文献4：专利号为CN201510720170，名称为“一种多频段可重构方法及混频器”的发明专利)
传统的多核混频结构就是将每个频段都设计成一个独立的混频器，再将多个并联的混频器匹配到同一输出端，从而实现多频带工作。该结构保证了各个频带内大部分性能的优越性，但多核多频模式同时也带来了翻倍的功耗；整体恶化的噪声性能，以及多核带来成倍的芯片面积，使生产成本加倍。
并行多谐振多频结构是通过在射频端和本振端采用复杂的匹配网络，保证电路谐振在两个或多个频率上，从而保证电路可以同时工作在多个频带上，相对于多核模式，在功耗和芯片面积上有着显著的优势。但是匹配的谐振频点产生带宽太窄，难以满足目前的带宽增长需求；而谐振频点越多，匹配电路越复杂，引入的插损增大，同时复杂的匹配网络会增大芯片面积，增加成本。
采用可调电容、电阻组合和开关选频调谐网络的结构通过外加的控制电压，使电路在两种工作模式间切换。同时通过调节电路中的可调元件，使电路在两频段同时达到性能的最优化。但核心电路中的可调元件会引入较大的插损，对于可调元件的低Q特性，尤其是在较高频率时，其导致的插损是不能接受的，同时也会恶化电路的噪声等性能。
通过前面对现有技术的分析，现有技术虽然涉及到多频段可重构混频器，但实现双频带或多频带混频器的方法均存在较明显的缺点。
发明内容
本发明提供了一种可重构双频带混频器，本发明针对现有双频可重构混频方法的不足，本申请中的可重构双频带混频器可在两个不同的频带内切换，跨导级采用双路并行分别工作在不同的频率，并通过开关切换及偏压控制电路工作在不同的频带；射频输入匹配网络结合了不同频带的匹配电路串联连接和开关选频网络，保证电路工作在不同频段时都能达到最佳的性能。
本发明中的可重构双频带混频器是一种应用于多频段无线通信系统中使混频器工作在多个频段并具有良好的噪声系数、变频增益、线性度等性能指标的可重构双频带混频器，可应用于第五代(5G)蜂窝移动通信系统。
为实现上述发明目的，本申请提供了一种可重构双频带混频器，所述混频器包括：
负载和buffer级电路、开关级电路、本振输入端匹配网络、级间匹配电路、跨导级电路、开关选频匹配网络电路；其中，负载和buffer级电路与开关级电路连接，匹配网络与开关级电路连接，级间匹配电路与开关级电路连接，级间匹配电路与跨导级电路连接，跨导级电路与开关选频匹配网络电路连接；
负载和buffer级电路用于将IF电流转换为混频器的放大IF电压，buffer级电路用于提高增益；
开关级电路中绝缘栅场效应晶体管NM5、NM6、NM7和NM8均工作在弱反型区，用于本振信号和射频信号的混频，实现频率变换；
本振输入端匹配网络用于将本振输入的单端信号转换为差分信号，实现本振端宽带信号输入及匹配；
级间匹配电路用于减小跨导级漏极寄生电容和开关级源极寄生电容的影响；
跨导级电路用于分别传输不同频段的信号；
开关选频匹配网络电路用于实现射频输入信号在两个频段带间的切换。
优选的，负载包括第一电阻R7、第二电阻R8；buffer级电路包括：第一N型绝缘栅场效应晶体管NM9、第二N型绝缘栅场效应晶体管NM10、第一P型绝缘栅场效应晶体管PM1、第二P型绝缘栅场效应晶体管PM2，第三电阻R9、第四电阻R10；R9的一端、PM1的漏极、NM9的漏极均与正输出端IF+连接；PM1的漏极与电源电压连接，PM1的栅极与R9的另一端、R7的一端、开关级电路、NM9的栅极均连接，NM9的源极接地；R7的另一端与R8的一端、电源电压均连接，R8的另一端与开关级电路、R10的一端、PM2的栅极、NM10的栅极均连接；PM2的漏极与电源电压连接，PM2的漏极、R10的另一端、NM10的漏极均与负输出端IF-连接，NM10的源极接地。
优选的，中频输出buffer中的P型绝缘栅场效应晶体管的栅宽大于N型绝缘栅场效应晶体管的栅宽，中频输出buffer中的P型绝缘栅场效应晶体管与N型绝缘栅场效应晶体管组成非完全对称buffer结构，该非完全对称buffer结构用于保障MOS管NM9、NM10、PM1和PM2工作在最佳状态提高增益。
优选的，开关级电路包括：第三N型绝缘栅场效应晶体管NM5、第四N型绝缘栅场效应晶体管NM6、第五N型绝缘栅场效应晶体管NM7、第六N型绝缘栅场效应晶体管NM8；NM5的漏极、NM6的漏极、NM7的漏极、NM8的漏极均与负载和buffer级电路连接，NM5的源极、NM6的源极、NM7的源极、NM8的源极均与级间匹配电路连接，NM5的栅极、NM6的栅极、NM7的栅极、NM8的栅极均与匹配网络连接。
其中，PM1的栅极、NM9的栅极、R9的另一端、R7的一端均与NM5的漏极和NM7的漏极连接；PM2的栅极、NM10的栅极、R8的另一端、R10的一端均与NM8的漏极和NM6的漏极连接。
优选的，NM5、NM6、NM7、NM8均工作在弱反型区。
优选的，本振输入端匹配网络包括：第一电感L7、第二电感L8和第一电容C5、第二电容C6；C5正极和L7的一端均与本振信号输入端连接，C5的负极接地，L7的另一端接地，第一电感L7与第二电感L8相互耦合，第二电感L8和第二电容C6均与开关级电路连接。
其中，L8的一端和C6的正极与NM5的栅极和NM8的栅极均连接，L8的另一端和C6的负极与NM6的栅极和NM7的栅极均连接。
优选的，本振信号通过控制开关级电路内的N型绝缘栅场效应晶体管的交替导通，实现混频功能。
优选的，级间匹配电路包括：第三电感L5和第四电感L6，L5和L6的一端均与开关级电路连接，L5和L6的另一端均与跨导级电路连接。
其中，电感L5的一端与NM5的源极和NM6的源极均连接，电感L5的另一端与NM1的漏极和NM3的漏极均连接；电感L6的一端与NM7的源极和NM8的源极均连接，电感L6的另一端与NM2的漏极和NM4的漏极均连接。
优选的，跨导级电路包括第七N型绝缘栅场效应晶体管NM1、第八N型绝缘栅场效应晶体管NM2、第九N型绝缘栅场效应晶体管NM3、第十N型绝缘栅场效应晶体管NM4；跨导级电路由两路跨导级并联构成，NM1管和NM2管所在的跨导级传输36-43GHz频段，NM3管和NM4管所在的跨导级传输24-30GHz频段，通过开关选频匹配网络电路控制其中一个跨导级支路导通工作，NM1、NM2、NM3、NM4在导通时均工作在饱和区；NM1的漏极、NM2的漏极、NM3的漏极、NM4的漏极均与级间匹配电路连接，NM1的源极、NM2的源极、NM3的源极、NM4的源极均与接地，NM1的栅极、NM2的栅极、NM3的栅极、NM4的栅极均与开关选频匹配网络电路连接。
优选的，开关选频匹配网络电路包括：第五电感L1、第六电感L2、第七电感L3、第八电感L4、第三电容C1、第四电容C2、第五电容C3、第六电容C4、第十一N型绝缘栅场效应晶体管NM11、第十二N型绝缘栅场效应晶体管NM12、第十三N型绝缘栅场效应晶体管NM13；C1的正极和L2的一端均与射频信号输入端连接，C1的负极接地，L1与L2相互耦合，L2的另一端与C2的正极、C3的正极均连接，C3的负极与L4的一端连接，L4的另一端接地，L3与L4相互耦合，C2的负极与NM13漏极连接，NM13的源极接地，NM13的栅极与控制电压Vc3端连接；NM11的栅极与控制电压Vc1端连接，NM11的漏极与跨导级电路、电压Vb1端、L1的一端均连接，NM11的源极与电压Vb1端、跨导级电路、L1的另一端均连接；NM12的栅极与控制电压Vc2端连接，NM12的漏极与跨导级电路、电压Vb2端、L3的一端、C4的正极均连接，NM12的源极与电压Vb2端、跨导级电路、L3的另一端、C4的负极均连接。NM11的源极与电压Vb1端之间还设有电阻R2，NM12的源极与电压Vb2端之间还设有电阻R4。
本申请提供的一个或多个技术方案，至少具有如下技术效果或优点：
1)本发明的开关选频网络将两个频段的匹配网络串联连接，并采用三个开关选频，其中，Vc1和Vc2控制电压用于降低未导通支路阻抗对导通支路的影响，降低寄生阻抗导致的插损，增强了LO-RF间的隔离度，Vc3控制两个频段匹配网络的切换，实现选频效果。
2)本发明采用双跨导支路分别导通在不同频段，两个支路分别用Vb1和Vb2控制，且两个频段分别匹配在最佳状态，且双支路只有一个导通，无额外直流功耗。
3)本发明的中频输出buffer采用带电阻反馈的非完全对称结构，通过不同栅宽的N管和P管结构，控制buffer的输入阻抗，降低混频器与buffer级间的插损，并具有调节直流失调的作用。
4)本发明的跨导级与开关级间的级间匹配电路，通过在级间串联电感减小跨导级与开关级的寄生电容的影响，降低插损。
5)本发明采用55nm CMOS工艺，设计了一款可重构双频带混频器，实现了在24-43GHz频段内的变频增益为6.1-6.8dB，噪声系数为15.9-16.4dB，LO-RF的隔离度大于52dB；36-43GHz频段内的变频增益为6.1-7.28dB，噪声系数为15-16.1dB，LO-RF的隔离度大于50dB。
附图说明
此处所说明的附图用来提供对本发明实施例的进一步理解，构成本申请的一部分，并不构成对本发明实施例的限定；
图1为本发明电路的完整拓扑图；
图2为混频器在两个频段内的变频增益示意图；
图3为混频器在两个频段上的噪声系数示意图；
图4为混频器在28GHz处的1dB压缩点示意图；
图5为混频器在39GHz处的1dB压缩点示意图；
图6为混频器在24-30GHz处的LO-RF的隔离度示意图；
图7为混频器在36-43GHz处的LO-RF的隔离度示意图。
具体实施方式
为了能够更清楚地理解本发明的上述目的、特征和优点，下面结合附图和具体实施方式对本发明进行进一步的详细描述。需要说明的是，在相互不冲突的情况下，本申请的实施例及实施例中的特征可以相互组合。
在下面的描述中阐述了很多具体细节以便于充分理解本发明，但是，本发明还可以采用其他不同于在此描述范围内的其他方式来实施，因此，本发明的保护范围并不受下面公开的具体实施例的限制。
本发明针对之前提到的现有双频可重构混频方法的不足，并结合当前第五代(5G)蜂窝移动通信技术这一研究热门，提出了一种新型的应用于5G移动通信终端收发机的可重构双频带混频器，可分别在24-30GHz和36-43GHz两个不同的频带内切换。考虑到Gibert混频器较好的隔离度和噪声抑制性能，在Gibert结构的基础上，跨导级采用双路并行分别工作在不同的频率，并通过开关切换及偏压控制电路工作在不同的频带；射频输入匹配网络结合了不同频带的匹配电路串联连接和开关选频网络。保证电路工作在不同频段时都能达到最佳的性能。
跨导级采用双路并行，通过开关和偏置电压切换工作频段。匹配时，将未导通支路耦合过来的寄生影响考虑在内，提高匹配网络的精准度，降低匹配网络的插损。
两频段的匹配进行串联组合，降低整个输入匹配的复杂程度。对一个频段通过变压器单独做最佳匹配后，另一频段的输入匹配将第一个频段耦合过来的寄生影响考虑在内，实现最佳的阻抗匹配。在两频段匹配网络串联的中间节点加入开关选频调谐网络，作为不同频带工作时匹配网络的切换。
跨导级与开关级间串联的电感与跨导级的栅漏寄生电容和开关级的栅源寄生电容作为两级间的匹配电路，减小寄生电容的影响，提高变频增益。
开关级的本振信号输入端采用宽带匹配网络，覆盖了两段工作频段，减小电路复杂度。
中频输出buffer采用非完全对称结构，其中P管的栅宽大于N管的栅宽，用于控制栅极的偏置电压，保证buffer达到最佳的增益效果。
如电路拓扑图1所示，NMOS管NM1、NM2为36-43GHz频带的跨导级，NM3、NM4为24-30GHz频带的跨导级，NM5、NM6、NM7、NM8共同构成混频器的开关级；NMOS管NM9、NM10和PMOS管PM1、PM2共同构成混频器中频输出buffer级；NMOS管NM11、NM12和NM13为射频输入匹配网络中的开关，用于控制切换工作频带。
电感L1、L2、L3、L4和C1、C2、C3、C4以及NMOS管NM11、NM12和NM13共同组成选频匹配网络，并通过控制电压Vc1、Vc2、Vc3和跨导级偏置电压切换工作状态，其中电感L1与L2耦合，电感L3和L4耦合；L5和L6与跨导级的栅漏寄生电容、开关级的栅源寄生电容组成跨导级和开关级间的匹配电路，较小寄生电容的影响，提高变频增益；电感L7、L8与电容C5、C6共同组成开关级的本振输入匹配网络，该匹配采用变压器实现覆盖两个频段的宽带匹配。
Vc1、Vc2、Vc3和两路并行的跨导级的偏置电压Vb1、Vb2为选频电压：在Vb1正常偏置时，Vb2为0偏，同时V c1为低电压，V c2为高电压，将未导通支路阻抗网络短路，Vc3为高电压，将未导通支路的匹配网络短路到地，减小两频带阻抗匹配网络间的影响，此时电路工作在36-43GHz频段；相应的，当Vb2正常偏置时，Vb1为0偏，Vc1为高电压，Vc2为低电压，Vc3为低电压，将36-43GHz频段支路未导通时耦合过来的阻抗考虑到匹配电路中，保证为最佳匹配，此时电路工作在24-30GHz频段。
R1和R2为36-43GHz频段支路跨导级的偏置电阻，R3和R4为24-30GHz频段支路跨导级的偏置电阻；R5和R6为开关级的偏置电阻；R7和R8为中频输出的负载电阻，用于控制各级分压和控制变频增益等；R9和R10将中频输出buffer中NMOS管和PMOS管的栅极和漏级连接起来，用于控制buffer的偏压和变频增益。
电路的工作电压为1.2V，本振输入功率为-6dBm；电路工作在24-30GHz时，核心电路功耗3.84mW(buffer为2.71mW)，整个电路的整体功耗为6.55mW；电路工作在36-43GHz时，核心电路功耗3.72mW(buffer为2.38mW)，整个电路的整体功耗为6.11mW。
本设计电路的仿真结果是在Advanced Design Sistem(ADS)仿真工具下仿真得到:如图2为电路在两频段内的变频增益曲线；电路在两个频段上的噪声系数如图3所示；电路在28GHz和39GHz处的1dB压缩点如图4、图5所示；电路在两个频带内LO-RF的隔离度如图6、图7所示。
在24-43GHz频段内的变频增益为6.1-6.8dB，平坦度小于0.7dB；在28GHz处的1dB压缩点为-5.0dBm；频段内的噪声系数为15.9-16.4dB。
在36-43GHz频段内的变频增益为6.1-7.28dB，平坦度小于1.2dB；在39GHz处的1dB压缩点为-4.9dBm；频段内的噪声系数为15-16.1dB。
如表1所示为本发明与一发表的混频器的性能比较：
其中，’*’表示OP1dB
通过和现有技术的性能比较，可以发现本发明的应用于5G移动通信的可重构双频带混频器具有如下优点：本发明首次实现可重构双频带技术应用在5G频段，现有技术相比，本申请中的混频器应用频段更高；
本发明通过控制电压实现在24-30GHz和36-43GHz频段之间切换，避免了不必要的频段，具有更高的频带利用率，性能上，在相近的功耗下，具有更高的变频增益和隔离度等，避免了超宽带对电路性能的限制；
本发明具有更大的带宽和变频增益平坦度，在噪声也具有明显的优势。
如图1为电路的完整拓扑图。该电路展示了一种新型的应用于5G移动通信的可重构双频带混频器，电路以Gibert混频结构为基础，采用单开关级双跨导级模式，且跨导级采用双路并行，两频段的匹配串联连接，并利用开关控制组成选频匹配网络，实现不同频带的切换。本振端采用宽带匹配，较少电路的复杂程度，中频输出接非完全对称buffer，提高变频增益。
整个电路可分为五个部分：负载和buffer级电路，开关级电路，级间匹配电路，跨导级电路，开关选频匹配网络电路。
负载和buffer级电路由中频输出负载电阻R7、R8和NM9、NM10、PM1、PM2、R9和R10共同构成的中频输出buffer组成，其中buffer为非完全对称结构，即P管的栅宽大于N管的栅宽，用于控制栅极的偏压与开关级中N管的漏级电压一致，同时有提高变频增益的作用。
开关级电路的核心由NM5、NM6、NM7、NM8构成。其中NMOS管NM5、NM6、NM7、NM8均工作在弱反型区，既有利于降低电路的功耗，又降低了本振的驱动功率，降低了本振端前级电路的设计难度。本振端输入匹配采用宽带匹配，匹配网络由电感L7、L8与电容C5、C6构成。本振信号通过控制四个MOS管的交替导通，实现混频功能。
级间匹配电路由电感L5和L6构成，两电感与跨导级的栅漏寄生电容、开关级的栅源寄生电容组成跨导级和开关级间的匹配电路，较小寄生电容的影响，提高变频增益
跨导级电路。跨导级电路由两路跨导级并联构成，分别用于工作在不同的频段。其中NM1管和NM2管所在的跨导级传输36-43GHz频段，NM3管和NM4管所在的跨导级传输24-30GHz频段，通过开关选频网络控制其中一个支路导通工作。NM1、NM2、NM3、NM4在导通时均工作在饱和区，提供较大的增益。
开关选频匹配网络电路由电感L1、L2、L3、L4和C1、C2、C3、C4以及NMOS管NM11、NM12和NM13共同组成，并通过控制电压Vc1、Vc2、Vc3和跨导级偏置电压切换工作状态；在Vb1正常偏置，Vb2为0V的偏置电压，Vc1为低电压，Vc2为高电压时，先通过L1和L2和C1构建36-43GHz频带支路的匹配电路；然后在Vb1为0电压偏置，Vb2为正常偏压，Vc1为高电压，Vc2为低电压时，在24-30GHz频带的支路的匹配需考虑L1和C1的影响和36-43频段支路的阻抗从L2耦合到L1的阻抗的影响，其中两支路的匹配网络串联连接，并在串联节点接开关，通过Vc3控制信号控制选频匹配网络，从而实现两段频带间的切换。
尽管已描述了本发明的优选实施例，但本领域内的技术人员一旦得知了基本创造性概念，则可对这些实施例作出另外的变更和修改。所以，所附权利要求意欲解释为包括优选实施例以及落入本发明范围的所有变更和修改。
显然，本领域的技术人员可以对本发明进行各种改动和变型而不脱离本发明的精神和范围。这样，倘若本发明的这些修改和变型属于本发明权利要求及其等同技术的范围之内，则本发明也意图包含这些改动和变型在内。
Claims (9)
1.一种可重构双频带混频器，其特征在于，所述混频器包括：
负载和buffer级电路、开关级电路、本振输入端匹配网络、级间匹配电路、跨导级电路、开关选频匹配网络电路；其中，负载和buffer级电路与开关级电路连接，本振输入端匹配网络与开关级电路连接，级间匹配电路与开关级电路连接，级间匹配电路与跨导级电路连接，跨导级电路与开关选频匹配网络电路连接；
负载和buffer级电路用于将IF电流转换为混频器的放大IF电压，buffer级电路用于提高增益；
开关级电路中绝缘栅场效应晶体管工作在弱反型区，用于本振信号和射频信号的混频，实现频率变换；
本振输入端匹配网络用于将本振输入的单端信号转换为差分信号，实现本振端宽带信号输入及匹配；
级间匹配电路用于减小跨导级漏极寄生电容和开关级源极寄生电容的影响；
跨导级电路用于分别传输不同频段的信号；
开关选频匹配网络电路用于实现射频输入信号在两个频段带间的切换；
所述开关选频匹配网络电路包括：第五电感L1、第六电感L2、第七电感L3、第八电感L4、第三电容C1、第四电容C2、第五电容C3、第六电容C4、第十一N型绝缘栅场效应晶体管NM11、第十二N型绝缘栅场效应晶体管NM12、第十三N型绝缘栅场效应晶体管NM13；C1的正极和L2的一端均与射频信号输入端连接，C1的负极接地，L1与L2相互耦合，L2的另一端与C2的正极、C3的正极均连接，C3的负极与L4的一端连接，L4的另一端接地，L3与L4相互耦合，C2的负极与NM13漏极连接，NM13的源极接地，NM13的栅极与控制电压Vc3端连接；NM11的栅极与控制电压Vc1端连接，NM11的漏极与跨导级电路、电压Vb1端、L1的一端均连接，NM11的源极与电压Vb1端、跨导级电路、L1的另一端均连接；NM12的栅极与控制电压Vc2端连接，NM12的漏极与跨导级电路、电压Vb2端、L3的一端、C4的正极均连接，NM12的源极与电压Vb2端、跨导级电路、L3的另一端、C4的负极均连接。
2.根据权利要求1所述的可重构双频带混频器，其特征在于，负载包括第一电阻R7、第二电阻R8；buffer级电路包括：第一N型绝缘栅场效应晶体管NM9、第二N型绝缘栅场效应晶体管NM10、第一P型绝缘栅场效应晶体管PM1、第二P型绝缘栅场效应晶体管PM2，第三电阻R9、第四电阻R10；R9的一端、PM1的漏极、NM9的漏极均与正输出端IF+连接；PM1的漏极与电源电压连接，PM1的栅极与R9的另一端、R7的一端、开关级电路、NM9的栅极均连接，NM9的源极接地；R7的另一端与R8的一端、电源电压均连接，R8的另一端与开关级电路、R10的一端、PM2的栅极、NM10的栅极均连接；PM2的漏极与电源电压连接，PM2的漏极、R10的另一端、NM10的漏极均与负输出端IF-连接，NM10的源极接地。
3.根据权利要求2所述的可重构双频带混频器，其特征在于，中频输出buffer中的P型绝缘栅场效应晶体管的栅宽大于N型绝缘栅场效应晶体管的栅宽，中频输出buffer中的P型绝缘栅场效应晶体管与N型绝缘栅场效应晶体管组成非完全对称buffer结构，该非完全对称buffer结构用于保障MOS管NM9、NM10、PM1和PM2工作在最佳状态提高增益。
4.根据权利要求1所述的可重构双频带混频器，其特征在于，开关级电路包括：
第三N型绝缘栅场效应晶体管NM5、第四N型绝缘栅场效应晶体管NM6、第五N型绝缘栅场效应晶体管NM7、第六N型绝缘栅场效应晶体管NM8；NM5的漏极、NM6的漏极、NM7的漏极、NM8的漏极均与负载和buffer级电路连接，NM5的源极、NM6的源极、NM7的源极、NM8的源极均与级间匹配电路连接，NM5的栅极、NM6的栅极、NM7的栅极、NM8的栅极均与匹配网络连接。
5.根据权利要求4所述的可重构双频带混频器，其特征在于，NM5、NM6、NM7、NM8均工作在弱反型区。
6.根据权利要求1所述的可重构双频带混频器，其特征在于，本振输入端匹配网络包括：第一电感L7、第二电感L8和第一电容C5、第二电容C6；C5正极和L7的一端均与本振信号输入端连接，C5的负极接地，L7的另一端接地，第一电感L7与第二电感L8相互耦合，第二电感L8和第二电容C6均与开关级电路连接。
7.根据权利要求6所述的可重构双频带混频器，其特征在于，本振信号通过控制开关级电路内的N型绝缘栅场效应晶体管的交替导通，实现混频功能。
8.根据权利要求1所述的可重构双频带混频器，其特征在于，级间匹配电路包括：第三电感L5和第四电感L6，L5和L6的一端均与开关级电路连接，L5和L6的另一端均与跨导级电路连接。
9.根据权利要求1所述的可重构双频带混频器，其特征在于，跨导级电路包括第七N型绝缘栅场效应晶体管NM1、第八N型绝缘栅场效应晶体管NM2、第九N型绝缘栅场效应晶体管NM3、第十N型绝缘栅场效应晶体管NM4；跨导级电路由两路跨导级并联构成，NM1管和NM2管所在的跨导级传输36-43GHz频段，NM3管和NM4管所在的跨导级传输24-30GHz频段，通过开关选频匹配网络电路控制其中一个跨导级支路导通工作，NM1、NM2、NM3、NM4在导通时均工作在饱和区；NM1的漏极、NM2的漏极、NM3的漏极、NM4的漏极均与级间匹配电路连接，NM1的源极、NM2的源极、NM3的源极、NM4的源极均与接地，NM1的栅极、NM2的栅极、NM3的栅极、NM4的栅极均与开关选频匹配网络电路连接。
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