CN101202533A - 一种低功耗高性能正交下混频器 - Google Patents

Abstract

本发明属于射频无线接收机集成电路技术领域，具体为一种低功耗高性能正交下混频器。它由射频RF转换变压器、正交本振LO开关级、中频IF负载级和电流源偏置组成。其中RF转换变压器将接收到的RF电流信号进行放大传递，正交LO开关级使RF电流信号以相位差为90度的LO频率在输出差分负载上交替输出，从而实现RF频率与正交LO频率相乘后得到的正交IF信号在负载上的输出。该电路结构与传统的基尔伯特混频器相比，用片上集成变压器代替了RF放大级的差分晶体管，可使该混频器适用于低电源电压并显著减小电路噪声和信号失真；将两路正交的LO开关级合并在一个电路中，可使该混频器同时输出正交中频IF信号，简化了无线接收机的设计，并显著降低了混频器模块的功耗。

Description

一种低功耗高性能正交下混频器

技术领域

本发明属于射频无线接收机集成电路技术领域，具体涉及一种应用于无线接收机集成电路中的正交信号下混频器(Down-conversion Mixer)。可用于移动通信、无线宽带网络以及无线数据传输等技术标准的射频信号接收机芯片。

背景技术

随着通信和半导体技术的发展，各种移动通信系统和无线数据传输技术迅速发展，它们中的代表有GSM、CDMA和Bluetooth以及WiFi等，特别是近几年3G、IEEE802.11a/b/g、WiMax和UWB超宽带技术等高数据率无线传输技术不断涌现，对高性能的射频信号接收机提出了很高的要求。由于移动通信和无线数据传输技术的载波频率较高，部分技术中采用的信号带宽非常大，无线射频接收机接收放大处于很高频率或者很大带宽的无线信号，并进行数字化信号处理。同时，移动通信或者无线技术绝大部分应用在手持终端上，这就要求手持终端的信号接收和发射设备必须尽可能降低功耗以延长工作时间。

混频器作为无线通信收发器中的重要模块之一，其作用就是进行信号的频率搬移。在发射机中，它的作用一般是上混频，将已调制的中频信号搬移到较高的载波频段并经由天线发送出去；在接收机中，它的作用一般是下混频，将天线接收到的经前端LNA放大后的信号从射频段搬移到中频段，较低的中频信号便于基带系统对信号进行处理。

按是否有信号转换增益来分，混频器的结构可以分为无源结构和有源结构。无源混频器的线性度高，但转换增益小于1，；为了弥补混频器前端LNA电压增益可能不够的问题，接收机中经常采用有源结构的混频器，以提供正增益，抑制混频器本身及后端电路带来的噪声。

在有源结构混频器中，按照工作原理的不同可以分为平方律型混频器和乘法器型混频器等。较常用的传统结构是Gilbert乘法型混频器。

由于很多通信系统的信号采用QPSK或者相似的正交频移键控调制技术，接收机需要将RF信号混频搬移为I、Q两路正交信号，通常这通过使用两个Gilbert混频器或相似种类的混频器实现。

这类传统混频器的缺点在于RF输入级采用共源结构，频率响应较差，高频衰减较大，整个混频器的转换增益因此会出现较大衰减。同时RF输入管线性度有限且会引入沟道噪声，导致混频器的线性度较差、噪声很大。而一般的正交混频电路采用两个混频器的简单并联，功耗加倍，且RF输入管尺寸较大，引入的寄生电容会恶化前级低噪声放大器的频率响应和增益性能。

文献[1]提出了一种将两个正交混频器合并为一个的设计，采用Gilbert结构的RF跨导级，正交的两路LO开关级合用一个RF跨导级。该电路虽然将RF跨导管合用，但为了达到与单独Gilbert混频器相同的转换增益，必须显著增大静态电流，相比较两个单独混频器的设计，节省的电流并不多，且在相同工艺条件下，不适合低电压应用。线性度和噪声系数相比传统Gilbert混频器也没有优势。

发明内容

本发明的目的是设计一种用于射频无线接收机的正交下混频器，要求其直流功耗小、电源电压低，线性度高同时噪声系数小。

本发明设计的正交下混频器，它由射频RF转换变压器、正交本振LO开关级、中频IF负载级和电流源偏置组成。其中RF转换变压器将接收到的RF电流信号进行放大传递，正交LO开关级使RF电流信号以相位差为90度的LO频率在输出差分负载上交替输出，从而实现RF频率与正交LO频率相乘后得到的正交IF信号在负载上的输出。其结构如图1所示，需要注意的是晶体管M1到M9的栅极均需分别提供外加或片上电路提供的静态电压以使晶体管处于饱和区(正常工作状态)。电路包括四部分：射频RF转换变压器、正交本振LO开关级、中频IF负载级和电流源偏置；以NMOS晶体管为例，连接关系按照上述次序依次为：RF转换变压器线圈T1的初级一端接RF信号的正极RF+，另一端接地，线圈T2的初级一端接RF信号的负极RF-，另一端接地；线圈T1的次级同相端接节点1，另一端接节点3，线圈T2的次级同相端接节点2，另一端接节点3；I路的LO开关级晶体管M1和M4的栅极接I路LO信号的正极ILO+，晶体管M2和M3的栅极接I路LO信号的负极ILO-，M1和M2共源端接节点4，晶体管M3和M4共源端接节点5；晶体管M1和M3的漏极与负载Z_L1相连，输出信号为II_F+，晶体管M2和M4的漏极与负载Z_L2相连，输出信号为II_F-；Q路的LO开关级晶体管M5和M8的栅极接Q路LO信号的正极QLO+，晶体管M6和M7的栅极接Q路LO信号的负极QLO-，晶体管M5和M6共源端接节点6，晶体管M7和M8共源端接节点7；晶体管M5和M7的漏极与负载Z_L3相连，输出信号为QI_F+，晶体管M6和M8的漏极与负载Z_L4相连，输出信号为QI_F-；负载Z_L1、Z_L2、Z_L3和Z_L4的另一端接同一电源电压V_DD；节点4和节点6与节点1相连，节点5和节点7与节点2相连；电流偏置管M9的栅极接信号V_bias，漏极接节点3，源极接信号GND；信号RF+和RF-表示射频RF输入差分信号，即接收机接收放大得到的带有基带信号的高频调制信号；信号ILO+和ILO-表示I路的本地振荡信号，与RF信号的载波频率相同；信号QLO+和QLO-表示Q路的本地振荡信号，与RF信号的载波频率相同，与I路的本地振荡信号相位差90度，即成正交，；信号II_F+和II_Fx-为RF信号与I路LO信号混频得到的I路的中频信号，信号QI_F+和QI_F-为RF信号与Q路LO信号混频得到的Q路的中频信号；V_DD信号为本电路的电源电压，为正1.5V至1.8V；GND信号为本电路的地信号，为0；V_bias为本电路电流偏置管的偏置电压信号，通常通过额外的电流镜电路提供。

本电路可用CMOS、BiCMOS、Bipolar等工艺实现。

本发明中，RF输入级可由交叉式、抽头式或者层叠式的片上集成变压器实现，上述三种片上集成变压器分别如图-2(a)、(b)、(c)、(d)、(e)、(f)所示；LO开关级可由NMOSFET晶体管或者NPN bipolar三极管实现，栅极(基极)LO输入信号为相位差为90度的正交正弦信号；IF负载级可为电阻、电容或者电感及其它们的组合，也可为MOS管等有源负载。可用于宽带下变频、窄带下变频和上变频以及有特别中频频响要求的电路；电流源负载为栅极(基极)电压固定的NMOS管或者NPN三极管。

本发明可以是与图1所示原理相同但采用与图1中互补的PMOS晶体管或者PNP三极管，以及/或者采用顶置电流偏置的混频器结构。

本发明若用BiCMOS或Bipolar工艺实现，则图1中所示晶体管M1到M9均可替换为NPN三极管，上文连接关系中所述之栅极、源极、漏极分别替换为基极、发射极和集电极，其它器件、节点和信号不变。

本设计的基本思路如图3所示，有两个突出改进之处。

第一个改进之处，如图3(a)所示，与传统Gilbert混频器电路不同之处是用片上集成变压器代替RF输入跨导管。以NMOS管RF输入级为例，它的作用是将栅极的小信号电压转换成漏极的小信号电流，转换的电流-电压增益即NMOS管自身的跨导为：

$g_m=\sqrt{\frac{2I}{{\mathrm{\μ}}_0{C}_{\mathrm{OX}}\frac{W}{L}}}---\left(1\right)$

其中I为流过管子的静态电流，μ₀为管子的载流子迁移率，C_OX为单位栅氧电容，W和L分别为管子的宽和长。

本设计所采用的片上集成变压器，可将初级线圈上所加之射频RF信号(电压或者电流)，通过电磁耦合效应，耦合到次级线圈。设变压器的初级与次级线圈匝数比为n(turnsratio)，耦合系数为k(coupling factor)，它们的表达式如下，

$n=\sqrt{\frac{L_S}{L_P}}---\left(2\right)$

$K=\frac{M}{\sqrt{L_P{L}_S}}---\left(3\right)$

其中L_P和L_S分别为初级线圈(primary)和次级线圈(secondary)的自身电感值，M为两个线圈之间的互感值。则其初级到次级的电流放大增益为：

$A_i=\frac{i_P}{i_S}=\mathrm{nk}---\left(4\right)$

即使其电流增益小于1，由于变压器输入阻抗小，对于一定的输入电压信号来说，流过初级线圈的电流增大，等效的跨导与传统Gilbert混频器的RF跨导管相近。

传统Gilbert混频器电路的RF跨导管，特别在亚微米、深亚微米工艺中，自身会有沟道电流噪声、栅极感应噪声、低频闪烁噪声等多种噪声，LO开关级也会引入噪声，使得混频器电路的噪声非常大。而若采用片上集成变压器来代替RF跨导管，由于片上变压器是无源器件，理想情况下不引入噪声，即使考虑本身寄生参数，在10GHz频率以下，衬底涡流效应以及电流趋肤效应并不严重，其串联寄生阻值通常只有几个欧姆，噪声贡献也将非常小。

传统Gilbert混频器电路的RF跨导管处理大信号的能力有限，即由于其工作于线性放大区的范围有限，一旦输入信号过大，将导致晶体管进入非线性区，显著地恶化混频器工作能力。若采用片上集成变压器，由于其是无源器件，理想情况下其线性度非常高，即使由于寄生参数的影响，通常情况下也可以达到超过普通晶体管的线性度。

使用片上集成变压器将传统Gilbert混频器的RF跨导管代替后，由于片上变压器直流情况下阻抗非常小，直流压降就很小，这样从整个电路只叠加了两层晶体管(LO管和偏置管)，而传统Gilbert电路有三层叠加(LO管、RF管和偏置管)在同样保证所有管子处于正常工作区的情况下，减少一层管子的压降，使得选择更低的电源电压成为可能。

同样，根据(1)(4)式，使用片上集成变压器结构的跨导增益只与匝数比n和耦合系数k有关，而传统Gilbert混频器RF管电流跨导与偏置电流、管子宽长比有关，这样片上集成变压器结构的电路只需保证提供LO开关级正常工作的偏置电流，而无需提供更大的电流使得RF管的跨导足够大。在这种情况下，采用片上集成变压器的设计更节省电流。

第二个突出改进之处，如图3(b)所示，采用了合并的IQ正交结构。与传统产生IQ正交中频信号的混频器电路不同点在于，I路和Q路两个LO开关级共用一个RF跨导级，这样节省了4个RF跨导管，采用2个片上变压器就可完成正交下混频的功能。相比两个单独混频器的设计，可以更加节省电流。

本设计所使用之片上集成变压器，基本分类如图2所示。片上集成变压器总体分为两种，平面型(planar)和层叠型(stacked)，而按照初级和次级线圈的交叉形式，平面型的又分为抽头式(tapped)和交叉式(interleaved)，层叠型的又分为完全重叠式和错位重叠式。平面变压器线圈之间耦合比较松，其中抽头式平面变压器耦合系数最小，约为0.3~0.5；交叉式平面变压器按照初、次级线圈的间距大小，耦合系数范围约为0.7~0.8；而层叠型变压器由于上下层金属重叠紧密，耦合系数可达0.9以上。平面式变压器只利用顶层金属，通常工艺的顶层金属比较厚，电阻率低，且寄生电容小，可使变压器线圈的Q值和自激振荡频率提高，而层叠式的寄生电容和串联电阻都较大，Q值不高，需谨慎使用。

该电路结构与传统的基尔伯特混频器相比，用片上集成变压器代替了RF放大级的差分晶体管，可使该混频器适用于低电源电压并显著减小电路噪声和信号失真；将两路正交的LO开关级合并在一个电路中，可使该混频器同时输出正交中频IF信号，简化了无线接收机的设计，并显著降低了混频器模块的功耗。

附图说明

图1本发明电路结构示意图。

图2为片上集成变压器结构图示。其中，(a)抽头型平面片上集成变压器(tapped planaron-chip transformer)之俯视图，(b)抽头型平面片上集成变压器之剖视图，(c)交叉型平面片上集成变压器(interleaved planar on-chip transformer)之俯视图，(d)交叉型平面片上集成变压器(interleaved planar on-chip transformer)之剖视图，(e)层叠型片上集成变压器(stacked on-chip transformer)之俯视图，(f)层叠型片上集成变压器(stacked on-chip transformer)之剖视图，本例为完全重叠式。

图3本设计突出改进之示意图。其中，(a)相比传统RF跨导管，片上集成变压器可减少噪声和非线性分量的引入；(b)采用了合并的IQ正交结构，将两个单独的正交混频器合并为一个。

图4本设计具体实施实例之电路图。

图5具体实施实例电路之中频正交信号瞬态仿真图，其中RF信号频率为4GHz，LO信号频率为3.9GHz，IF信号频率为100MHz。

图6具体实施实例电路之转换增益仿真图，本图仅示出一个频段的仿真结果，其中取I路IF信号，LO信号频率为3.9GHz，RF信号频率范围为3.6GHz到4.2GHz。

图7具体实施实例电路之双边带噪声系数仿真图，本图仅示出一个频段的仿真结果，其中取I路IF信号，LO信号频率为3.9GHz，IF频偏为1MHz到300MHz。

图8具体实施实例电路之输入参考三阶交调点仿真图，其中取I路IF信号，LO信号频率为3.9GHz，RF信号频率为4GHz和4.001GHz。

图中标号：1为外层金属绕组，2为内层金属绕组，3为金属与衬底之间的氧化物介质层，4为硅衬底，5为底部金属，6、7为互相耦合的两个金属绕组，8、9为上下重叠耦合的两个金属绕组。

具体实施方式

将该结构的正交混频器应用于3.1GHz到4.7GHz频段MB-OFDM UWB射频接收机中，其具体设计参数如图5所示。采用0.18um RF CMOS 1P6M工艺，仿真工具为Cadence SpectreRF，V_bias＝0.68V，LO开关级管的栅极偏置电压为0.8V。

采用的片上集成变压器为交叉式平面片上变压器，第六层金属走线，初级和次级线圈都为3n，即匝数比为1∶1，耦合系数为0.8。

LO本振信号的频率分别为3.432GHz、3.960GHz、4.488GHz，RF输入信号的频率范围约为3.16GHz到4.76GHz，IF中频信号频率范围为4.125MHz到264MHz。

具体仿真结果如下：

	Mixer
		指标参数	仿真结果(NOM Corner)
LO频率/功率	3.432~3.960~4.488 GHz/0dBm
		IF(MHz)	4.125~264
线性度IIP3(dBm)	10
		转换增益(dB)	7.5~8
DSB噪声系数(dB)	11
		直流功耗	1.5V×2.5mA

其中部分仿真结果可参看说明书附图5到图8。

参考文献

[1]Jackson Harvey and Ramesh Harjani，”An integrated quadrature mixer withimproved image rejection at low voltage”，IEEE Fourteenth InternationalConference on VLSI Design，2001，pp270-273.

Claims (2)

1.一种低功耗正交下混频器，其特征在于电路包括四部分：射频RF转换变压器、正交本振LO开关级、中频IF负载级和电流源偏置；RF转换变压器线圈T1的初级一端接RF信号的正极RF+，另一端接地，线圈T2的初级一端接RF信号的负极RF-，另一端接地；线圈T1的次级同相端接节点1，另一端接节点3，线圈T2的次级同相端接节点2，另一端接节点3；I路的LO开关级晶体管M1和M4的栅极接I路LO信号的正极ILO+，晶体管M2和M3的栅极接I路LO信号的负极ILO-，M1和M2共源端接节点4，晶体管M3和M4共源端接节点5；晶体管M1和M3的漏极与负载Z_L1相连，输出信号为II_F+，晶体管M2和M4的漏极与负载Z_L2相连，输出信号为II_F-；Q路的LO开关级晶体管M5和M8的栅极接Q路LO信号的正极QLO+，晶体管M6和M7的栅极接Q路LO信号的负极QLO-，晶体管M5和M6共源端接节点6，晶体管M7和M8共源端接节点7；晶体管M5和M7的漏极与负载Z_L3相连，输出信号为QI_F+，晶体管M6和M8的漏极与负载Z_L4相连，输出信号为QI_F-；负载Z_L1、Z_L2、Z_L3和Z_L4的另一端接同一电源电压V_DD；节点4和节点6与节点1相连，节点5和节点7与节点2相连；电流偏置管M9的栅极接信号V_bias，漏极接节点3，源极接信号GND；信号RF+和RF-表示射频RF输入差分信号，即接收机接收放大得到的带有基带信号的高频调制信号；信号ILO+和ILO-表示I路的本地振荡信号，与RF信号的载波频率相同；信号QLO+和QLO-表示Q路的本地振荡信号，与RF信号的载波频率相同，与I路的本地振荡信号相位差90度，即成正交，；信号II_F+和II_F-为RF信号与I路LO信号混频得到的I路的中频信号，信号QI_F+和QI_F-为RF信号与Q路LO信号混频得到的Q路的中频信号；V_DD信号为本电路的电源电压，为正1.5V至1.8V；GND信号为本电路的地信号，为0；V_bias为本电路电流偏置管的偏置电压信号，通常通过额外的电流镜电路提供。

2.根据权利要求1所述的低功耗正交下混频器，其特征在于所述的晶体管为NMOS晶体管或PMOS晶体，或者NPN三极管；当为NPN三极管时，所述的栅极、源极和漏极分别改为极、发射集和集电极。

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