CN111245371A - 一种功率混频器、射频电路、装置、设备 - Google Patents

一种功率混频器、射频电路、装置、设备 Download PDF

Info

Publication number
CN111245371A
CN111245371A CN202010151051.XA CN202010151051A CN111245371A CN 111245371 A CN111245371 A CN 111245371A CN 202010151051 A CN202010151051 A CN 202010151051A CN 111245371 A CN111245371 A CN 111245371A
Authority
CN
China
Prior art keywords
current signal
resistor
radio frequency
silicon germanium
heterojunction bipolar
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Granted
Application number
CN202010151051.XA
Other languages
English (en)
Other versions
CN111245371B (zh
Inventor
苏杰
徐祎喆
朱勇
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Chongqing Bairui Internet Electronic Technology Co Ltd
Original Assignee
Chongqing Bairui Internet Electronic Technology Co Ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Chongqing Bairui Internet Electronic Technology Co Ltd filed Critical Chongqing Bairui Internet Electronic Technology Co Ltd
Priority to CN202010151051.XA priority Critical patent/CN111245371B/zh
Publication of CN111245371A publication Critical patent/CN111245371A/zh
Priority to PCT/CN2020/142275 priority patent/WO2021174993A1/zh
Priority to US17/909,439 priority patent/US20230155619A1/en
Application granted granted Critical
Publication of CN111245371B publication Critical patent/CN111245371B/zh
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/06—Receivers
    • H04B1/16—Circuits
    • H04B1/30—Circuits for homodyne or synchrodyne receivers
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
    • H03D7/00—Transference of modulation from one carrier to another, e.g. frequency-changing
    • H03D7/14—Balanced arrangements
    • H03D7/1425—Balanced arrangements with transistors
    • H03D7/1433—Balanced arrangements with transistors using bipolar transistors
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
    • H03D7/00—Transference of modulation from one carrier to another, e.g. frequency-changing
    • H03D7/14—Balanced arrangements
    • H03D7/1425—Balanced arrangements with transistors
    • H03D7/1441—Balanced arrangements with transistors using field-effect transistors
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
    • H03D7/00—Transference of modulation from one carrier to another, e.g. frequency-changing
    • H03D7/14—Balanced arrangements
    • H03D7/1425—Balanced arrangements with transistors
    • H03D7/1458—Double balanced arrangements, i.e. where both input signals are differential
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
    • H03D7/00—Transference of modulation from one carrier to another, e.g. frequency-changing
    • H03D7/14—Balanced arrangements
    • H03D7/1425—Balanced arrangements with transistors
    • H03D7/1491—Arrangements to linearise a transconductance stage of a mixer arrangement
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
    • H03D7/00—Transference of modulation from one carrier to another, e.g. frequency-changing
    • H03D7/16—Multiple-frequency-changing
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
    • H03D7/00—Transference of modulation from one carrier to another, e.g. frequency-changing
    • H03D7/16—Multiple-frequency-changing
    • H03D7/165—Multiple-frequency-changing at least two frequency changers being located in different paths, e.g. in two paths with carriers in quadrature
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/38—Transceivers, i.e. devices in which transmitter and receiver form a structural unit and in which at least one part is used for functions of transmitting and receiving
    • H04B1/40—Circuits
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
    • H03D2200/00—Indexing scheme relating to details of demodulation or transference of modulation from one carrier to another covered by H03D
    • H03D2200/0001—Circuit elements of demodulators
    • H03D2200/0023—Balun circuits
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
    • H03D2200/00—Indexing scheme relating to details of demodulation or transference of modulation from one carrier to another covered by H03D
    • H03D2200/0041—Functional aspects of demodulators
    • H03D2200/0043—Bias and operating point
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/06—Receivers
    • H04B1/16—Circuits
    • H04B1/30—Circuits for homodyne or synchrodyne receivers
    • H04B2001/307—Circuits for homodyne or synchrodyne receivers using n-port mixer
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02D—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES IN INFORMATION AND COMMUNICATION TECHNOLOGIES [ICT], I.E. INFORMATION AND COMMUNICATION TECHNOLOGIES AIMING AT THE REDUCTION OF THEIR OWN ENERGY USE
    • Y02D30/00—Reducing energy consumption in communication networks
    • Y02D30/70—Reducing energy consumption in communication networks in wireless communication networks

Abstract

本发明公开了一种功率混频器、射频电路、装置、设备，属于电子与通信技术领域。该功率混频器包括：混频器模块，其通过锗化硅异质结双极晶体管放大电路将模拟基带电流信号放大，并且通过锗化硅异质结双极晶体管开关电路将本振电压信号转换成本振电流信号，混频器模块将放大后的模拟基带电流信号和本振电流信号混频处理为射频电流信号；变压器模块，其将接收的射频电流信号转换成射频功率信号后输出所述功率混频器。本发明的应用提高了基带电压信号转换成基带电流型号的线性度和效率，节省功耗，提高输出功率。

Description

一种功率混频器、射频电路、装置、设备
技术领域
本发明涉电子与通信技术领域，特别是一种功率混频器、射频电路、装置、设备。
背景技术
现有常用的CMOS 上混频器（如图1所示），其含有六个NMOS管（M1~M6）基带电压信号从M5和M6的栅极输入，通过M5和M6的作用将基带电压信号转换为基带电流信号，并由M5和M6的漏极输出。
M1~M4 为开关管，M1~M4 的栅极输入本振信号，将M5和M6 漏极输入的基带电流信号按本振信号的频率切换到M1~M4，从而实现频率相加。最终的射频电流信号在电阻R1和R2上转换成射频电压信号最终输出。
此CMOS 上混频器存在几个缺陷：一方面，由于M1~M4工作在开关状态，因此需要比较强的本振信号，功耗比较高。另一方面，由于CMOS 工艺工作电压低，电流密度低，并且在电阻R1和R2 上存在电压降，因此输出功率低。第三方面，为了实现线性转换，在M5和M6将基带电压信号转换成基带电流信号时， M5和M6必须工作处于全导通状态。当输入电压信号比较低的时候，M5和M6 会进入截止状态，线性度差。
发明内容
本发明主要解决的技术问题是提供一种功率混频器、射频电路、装置、设备，提高基带电压信号转换成基带电流型号的线性度和效率，节省功耗，提高输出功率。
为了实现上述目的，本发明采用的第一个技术方案是：提供一种功率混频器，其特征在于，包括：混频器模块，其通过锗化硅异质结双极晶体管放大电路将模拟基带电流信号放大，并且通过锗化硅异质结双极晶体管开关电路将本振电压信号转换成本振电流信号，锗化硅异质结双极晶体管开关电路接收放大后的模拟基带电流信号并将放大后的模拟基带电流信号与本振电流信号混频处理为射频电流信号；变压器模块，其将接收的射频电流信号转换成射频功率信号后输出所述功率混频器。
为了实现上述目的，本发明采用的第二个技术方案是：提供一种射频电路，包含技术方案一中的功率混频器。
为了实现上述目的，本发明采用的第三个技术方案是：提供一种芯片，包含技术方案二中的射频电路。
为了实现上述目的，本发明采用的第四个技术方案是：提供一种无线通信设备，包含技术方案三中的芯片。
本发明的有益效果是：本发明将采用锗化硅（SiGe）异质结（HBT）双极晶体管放大电路、锗化硅（SiGe）异质结（HBT）双极晶体管开关电路及变压器电路相结合设计了一种功率混频器器，提高基带电压信号转换成基带电流型号的线性度和效率，节省功耗，提高输出功率。
附图说明
图1是一种现有技术CMOS上混频器结构示意图；
图2是本发明一种功率混频器结构示意图；
附图中各部件的标记如下：101-电容器一、102-第一电感、103-第二电感、104-第三电感、105-第四电感、106-电容器二、107-电容器三
图3是本发明一种混频器模块电路结构示意图；
附图中各部件的标记如下：201-电容器四、202-电阻一、203-电阻二、204-三极管一、205-电阻三、206-电阻四、207-三极管二、208-电阻五、209-电阻六、210-三极管三、211-电阻七、212-电阻八、213-三极管四、214-电阻九、215-三极管五、216-三极管六、217-三极管七、218-电阻十、219-电阻十一、220-电阻十二、221-三极管八、222-电阻十三、223-电阻十四、224三极管九、225-电阻十五、226-电阻十六、227-三极管十、228电阻十七、229-电阻十八、230-电容器五、231-电容器六、232-电阻十九、233-电阻二十、234-三极管十一、235-三极管十二、236-电阻二十一、237-电阻二十二、238-电容器七、239-电容器八、240-电阻二十三、241电阻二十四、242-三极管十三、243-三极管十四、244-电阻二十五、245-电阻二十六、246-电容器九。
具体实施方式
下面结合附图对本发明的较佳实施例进行详细阐述，以使本发明的优点和特征能更易于被本领域技术人员理解，从而对本发明的保护范围做出更为清楚明确的界定。
需要说明的是，本申请权利要求书和说明书中的术语“第一”、“第二”、“第三”等是用于区别类似的对象，而不必用于描述特定的顺序或先后次序。
本发明的设计采用了锗化硅（SiGe）异质结（HBT）三极管工艺，采用锗化硅（SiGe）异质结（HBT）双极晶体管放大电路、锗化硅（SiGe）异质结（HBT）双极晶体管开关电路及变压器电路相结合设计了一种功率混频器器，既利用了SiGe 工艺高增益的特性，又结合了双极晶体管在饱和与截止状态可以起到开关作用的特性。采用双极晶体管开关电路替代传统中的CMOS管开关电路可以将本振电压信号转换成本振电流信号，从而可以降低本振驱动电路的功耗。
图2示出了本发明一种功率混频器结构的具体实施方式，在该具体实施方式中，本发明的功率混频器包括混频器模块和变压器模块，混频器模块将基带电流信号和本振信号进行混频处理从而生成射频电流信号，变压器模块接收此射频电流信号，并将其转换成射频功率信号后输出该功率混频器。
在本发明的一个实施例中，由模拟基带输入的模拟基带电流信号BB0输入到I路混频器模块电路的BBP_IN，BB90输入到Q路混频器模块电路的BBP_IN，BB180输入到I 路混频器模块电路的BBN_IN，BB270输入到Q路混频器模块电路的BBN_IN。I路混频器模块电路和Q路混频器模块电路的结构一样。I路本振电压信号（LOIN-0或LOIN180）和I路基带电流信号（BB0或BB180）信号混频后生成两路射频电流信号。其中一路射频电流信号由第一射频电流信号输出端输入变压器模块的第一电感102与电容器一101（第三电容器）之间的公共连接端，另一路射频电流信号由第二射频电流信号输出端输入变压器模块的第二电感103与电容器一101（第三电容器）之间的公共连接端。
Q路本振电压信号（LOIN-90或LOIN270）和Q路基带电流信号（BB90或BB270）信号混频后生成两路射频电流信号。其中一路射频电流信号由第一射频电流信号输出端输入变压器模块的第一电感102与电容器一101（第三电容器）之间的公共连接端，另一路射频电流信号由第二射频电流信号输出端输入变压器模块的第二电感103与电容器一101（第三电容器）之间的公共连接端。
在本发明的一个实施例中，变压器模块射频电流信号输入电路由第一电感102、第二电感103及电容器一101（第三电容器）构成。第一电感102和第二电感103串连，第一电感102的另一端连接电容器一101（第三电容器）的一端，两者之间形成一个射频电流信号接收端并连接混频器模块中的第一射频电流信号输出端。第二电感103的另一端连接电容器一101（第三电容器）的另一端，两者之间形成另一个射频电流信号接收端并连接混频器模块中的第二射频电流信号输出端。
变压器模块射频功率信号输出电路由第三电感104、第四电感105、电容器二106（第四电容器）及电容器三107（第五电容器）构成。第三电感104和第四电感105串连，第三电感104的另一端连接电容器二106的一极和电容器三107的一极，第四电感105的另一端连接电容器二106的另一极并接地，电容器三107的另一极连接射频功率信号的输出端。
在此变压器模块中，第一电感102和第三电感104互感，两者间的互感系数为K1；第二电感103和第四电感105互感，两者间的互感系数为K2，变压器的匝数比为1:1。当该变压器在低功率输出时可以省去后级功率放大器，（例如输出功率为10dBm 左右）；当该变压器的输出功率增大到20dBm 左右时，可以充当功率放大器第一级增益级，从而简化系统，节省功耗。
图3示出了本发明一种混频器模块电路结构的具体实施方式，在该具体实施方式中，本发明的功率混频器模块电路包括锗化硅异质结双极晶体管放大电路和锗化硅异质结双极晶体管开关电路，锗化硅异质结双极晶体管放大电路将模拟基带输入的模拟基带电流信号放大，放大后的模拟基带电流信号输入锗化硅异质结双极晶体管开关电路。锗化硅异质结双极晶体管开关电路将本振电压信号转换成本振电流信号，锗化硅异质结双极晶体管开关电路接收放大后的模拟基带电流信号并将其与本振电流信号混频处理为射频电流信号。
在本发明的一个实施例中，锗化硅异质结双极晶体管放大电路由两个相同的单元构成，两个单元分别处理I路基带电流信号和Q路基带电流信号。每一个单元包括九个锗化硅异质结双极晶体管、十七个偏置电阻及一个电容器（电容器四201或电容器五230）。
下面以I路基带电流信号放大电路为例说明其具体结构：
I路基带电流信号放大电路包括八个并排的单元，每一个单元由一个锗化硅异质结双极晶体管和两个串联的上偏置电阻（第一电阻和第二电阻），一个偏置电阻（第一电阻）的一端连接锗化硅异质结双极晶体管的基极，另一个偏置电阻（第二电阻）的一端连接一个偏执电压输入端，通过此偏执电压输入端为偏置电路提供偏置电压从而调节锗化硅异质结双极晶体管集电极输出电流信号的大小。两个偏置电阻之间设置一个接线点，通过该接线点连接电容器四201的一极，进而通过电容器四201的另一极连接I路模拟基带电流信号的输入端，通过模拟基带电流信号的输入端输入I路基带电流信号。锗化硅异质结双极晶体管的发射极连接第九个锗化硅异质结双极晶体管的集电极。
如图3所示，在八个并排的单元中，电阻一202、电阻二203、三极管一204构成一个单元，电阻三205、电阻四206、三极管二207构成一个单元，电阻五208、电阻六209、三极管三210构成一个单元，电阻七211、电阻八212、三极管四213构成一个单元，还有四个单元未具体示出。电阻一202和电阻二203之间的连接点、电阻三205和电阻四206之间的连接点、电阻五208和电阻六209之间的连接点、电阻七211和电阻八212之间的连接点、以及其余四个单元两个偏置电阻之间的连接点相互连通并连接电容器四201的一极，进而通过电容器四201的另一极连接I路模拟基带电流信号的输入端BBP_IN。八个单元的三极管集电极相互连通并连接两条基带电流信号输出线路从而连通锗化硅异质结双极晶体管开关电路。两路输出线路分别连接三极管十一234的发射极和三极管十二235的发射极。八个单元的三极管发射极相互连通并连接第九个三极管（三极管五215）的集电极。三极管五215的基极连接一个偏置电阻（第三电阻或电阻九214），电阻九214的另一端连接一个偏执电压输入端，通过该偏置电压输入端为三极管五215提供偏执电压VB。三极管五215的发射极接地。
Q路基带电流信号放大电路结构与I路基带电流信号放大电路结构相同，其中八个偏置电阻之间的连接点相互连通并连接电容器五230的一极，进而通过电容器五230的另一极连接Q路模拟基带电流信号的输入端BBN_IN。八个单元的三极管集电极相互连通并连接两条基带电流信号输出线路从而连通锗化硅异质结双极晶体管开关电路。两路输出线路分别连接三极管十三242的发射极和三极管十四243的发射极。八个单元的三极管发射极相互连通并连接第九个三极管（三极管七217）的集电极。三极管七217的基极连接一个偏置电阻（电阻十218），电阻十218的另一端连接一个偏执电压输入端，通过该偏置电压输入端为三极管七217提供偏执电压VB。三极管七217的发射极接地。
在由Q路基带电流信号放大电路中的八个并排的锗化硅异质结双极晶体管与I路基带电流信号放大电路中八个并排的锗化硅异质结双极晶体管构成了混频器模块的增益级，锗化硅异质结双极晶体管发射区面积按二进制递增，通过改变十六个锗化硅异质结双极晶体管导通的个数可以切换电流的放大倍数。十六个锗化硅异质结双极晶体管偏置电路输入的偏执电压可以单独设置或任意组合设置从而根据实际应用的需要调节基带电流信号的放大倍数。
在本发明的一个实施例中，锗化硅异质结双极晶体管开关电路由两个结构相同的单元构成，其中，一个单元将I路本振电压信号（LOIN-0或LOIN180）转换成本振电流信号，并将放大后的I路基带电流信号与该I路本振电流信号混频处理成射频电流信号。另一个单元将Q路本振电压信号（LOIN-90或LOIN270）转换成本振电流信号，并将放大后的Q路基带电流信号与该Q路本振电流信号混频处理成射频电流信号。
每一个开关电路单元包括两个锗化硅异质结双极晶体管、四个偏置电阻及两个电容器。
下面以其中I路信号开关电路为例说明其具体结构：
I路信号开关电路包括两个并行排列的锗化硅异质结双极晶体管（三极管十一234和三极管十二235）。每个锗化硅异质结双极晶体管（三极管十一234或三极管十二235）的基极端串连连接第四电阻（电阻二十233或电阻二十一236）和第五电阻（电阻十九232或电阻二十二237），第五电阻（电阻十九232或电阻二十二237）的另一端连接一个偏置电压输入端从而输入偏执电压VBLO。第四电阻和所述第五电阻之间设置一个接线点，接线点连接第二电容器（电容器六231或电容器七238）的一级，第二电容器的另一极连接本振电压信号输入端，两个本振电压信号输入端分别连接相位差为180°的I路本振电压信号。例如，电容器六231连接0°的VLO-P，电容器七连接180°的VLO-N。
两个锗化硅异质结双极晶体管的发射极端分别连接锗化硅异质结双极晶体管放大电路从而接收放大后的模拟基带电流信号，两个锗化硅异质结双极晶体管的集电极端分别连接第一射频电流信号输出端和第二射频电流信号输出端。
如图3所示，一个锗化硅异质结双极晶体管（三极管十一234）的基极串连两个偏置电阻（电阻十九232和电阻二十233），电阻十九232（第五电阻）的另一端连接本振偏执电压输入端从而输入偏执电压VBLO。电阻十九232（第五电阻）和电阻二十233（第四电阻）之间设置一个接线点，此接线点连接电容器六231（第二电容器）的一极，电容器六231的另一极连接I路本振电压信号的输入端，从而由此输入端输入0°本振电压信号VLO-P。三极管十一234的集电极连接第一射频电流信号输出端，从而将I路本振电流信号和I路基带电流信号混频后形成的射频电流信号输入变压器模块。三极管十一234的发射极连接I路基带电流信号放大电路的基带电流信号输出线路。
另一个锗化硅异质结双极晶体管（三极管十二235）的基极串连两个偏置电阻（电阻二十一236和电阻二十二237），电阻二十二237（第五电阻）的另一端连接本振偏执电压输入端从而输入偏执电压VBLO。电阻二十二237（第五电阻）和电阻二十一236（第四电阻）之间设置一个接线点，此接线点连接电容器七238（第二电容器）的一极，电容器七238的另一极连接180°I路本振电压信号的输入端，从而由此输入端输入I路本振电压信号VLO-N。三极管十二235的集电极连接第二射频电流信号输出端，从而将I路本振电流信号和I路基带电流信号混频后形成的射频电流信号输入变压器模块。三极管十二235的发射极连接I路基带电流信号放大电路的基带电流信号输出线路。
Q路信号开关电路的结构与上述I路信号开关电路相同。
如图3所示，一个锗化硅异质结双极晶体管（三极管十四243）的基极串连两个偏置电阻（电阻二十五244和电阻二十六245），电阻二十六245（第五电阻）的另一端连接本振偏执电压输入端从而输入偏执电压VBLO。电阻二十六245（第五电阻）和电阻二十五244（第四电阻）之间设置一个接线点，此接线点连接电容器九246（第二电容器）的一极，电容器九246的另一极连接Q路本振电压信号的输入端，从而由此输入端输入90°Q路本振电压信号VLO-P。三极管十四243的集电极连接第二射频电流信号输出端，从而将Q路本振电流信号和Q路基带电流信号混频后形成的射频电流信号输入变压器模块。三极管十四243的发射极连接Q路基带电流信号放大电路的基带电流信号输出线路。
另一个锗化硅异质结双极晶体管（三极管十三242）的基极串连两个偏置电阻（电阻二十四241和电阻二十三240），电阻二十三240（第五电阻）的另一端连接本振偏执电压输入端从而输入偏执电压VBLO。电阻二十三240（第五电阻）和电阻二十四241（第四电阻）之间设置一个接线点，此接线点连接电容器八239（第二电容器）的一极，电容器八239的另一极连接Q路本振电压信号的输入端，从而由此输入端输入270°Q路本振电压信号VLO-N。三极管十三242的集电极连接第一射频电流信号输出端，从而将Q路本振电流信号和Q路基带电流信号混频后形成的射频电流信号输入变压器模块。三极管十三242的发射极连接Q路基带电流信号放大电路的基带电流信号输出线路。
本发明中采用锗化硅异质结双极晶体管开关电路后，由于偏置电路的作用，与图1中CMOS管电路中强本振信号相比，本发明可以降低本振信号的强度而获取同样的混频效果。
此种功率混频器可用于射频电路中，从而应用于低功率蓝牙芯片级系统中，也可应用于其它需要含有功率混频器射频电路的芯片中，进一步应用于蓝牙产品、无线路由器、手机、移动通信基站等无线通信设备中。
本发明将采用锗化硅（SiGe）异质结（HBT）双极晶体管放大电路、锗化硅（SiGe）异质结（HBT）双极晶体管开关电路及变压器电路相结合设计了一种功率混频器器，提高基带电压信号转换成基带电流型号的线性度和效率，节省功耗，提高输出功率。
以上所述仅为本发明的实施例，并非因此限制本发明的专利范围，凡是利用本发明说明书及附图内容所作的等效结构变换，或直接或间接运用在其他相关的技术领域，均同理包括在本发明的专利保护范围内。

Claims (9)

1.一种功率混频器，其特征在于，包括：
混频器模块，其通过锗化硅异质结双极晶体管放大电路将模拟基带电流信号放大，并且通过锗化硅异质结双极晶体管开关电路将本振电压信号转换成本振电流信号，所述锗化硅异质结双极晶体管开关电路接收放大后的模拟基带电流信号并将所述放大后的模拟基带电流信号与所述本振电流信号混频处理为射频电流信号；以及
变压器模块，其将接收的所述射频电流信号转换成射频功率信号后输出所述功率混频器。
2.如权利要求1所述的功率混频器，其特征在于，所述锗化硅异质结双极晶体管放大电路由两个相同的单元构成，所述两个单元分别处理I路信号和Q路信号，每一个所述单元包括：
八个并行排列的锗化硅异质结双极晶体管，每个锗化硅异质结双极晶体管的基极端串连连接第一电阻和第二电阻，所述第二电阻的另一端连接一个偏置电压输入端，所述第一电阻和所述第二电阻之间设置一个接线点，八个所述接线点连通并连接第一电容器的一极，所述第一电容器的另一极连通模拟基带电流信号的输入端，八个锗化硅异质结双极晶体管的发射极端相互连通，八个锗化硅异质结双极晶体管的集电极端相互连通并形成两路基带电流信号输出线路连接所述锗化硅异质结双极晶体管开关电路；以及
第九个锗化硅异质结双极晶体管，其集电极连接所述八个锗化硅异质结双极晶体管的发射极端，其发射极接地，其基极连接第三电阻，所述第三电阻的另一端连接一个偏置电压输入端。
3.如权利要求2所述的功率混频器，其特征在于八个所述偏置电压输入端的电压可单独设置或任意组合。
4.如权利要求1所述的功率混频器，其特征在于，所述锗化硅异质结双极晶体管开关电路由两个相同的单元构成，所述两个单元分别处理I路信号和Q路信号，每一个所述单元包括：
两个并行排列的锗化硅异质结双极晶体管，每个锗化硅异质结双极晶体管的基极端串连连接第四电阻和第五电阻，所述第五电阻的另一端连接一个偏置电压输入端，所述第四电阻和所述第五电阻之间设置一个接线点，所述接线点连接第二电容器的一级，所述第二电容器的另一极连接本振电压信号输入端，两个所述本振电压信号输入端分别连接相位差为180°的本振电压信号，每个锗化硅异质结双极晶体管的发射极端分别连接所述锗化硅异质结双极晶体管放大电路从而接收所述放大后的模拟基带电流信号，两个锗化硅异质结双极晶体管的集电极端分别连接第一射频电流信号输出端和第二射频电流信号输出端。
5.如权利要求1所述的功率混频器，其特征在于，所述变压器模块包括：
射频电流信号输入电路，其由第一电感和第二电感串连，所述第一电感的另一端连接第三电容器的一端并连接所述混频器模块，从而接收所述射频电流信号，所述第二电感的另一端连接所述第三电容器的另一端并连接所述混频器模块，从而接收所述射频电流信号；以及
射频功率信号输出电路，其由第三电感和第四电感串连，所述第三电感的另一端连接第四电容器的一极和第五电容器的一极，所述第四电感的另一端连接所述第四电容器的另一极并接地，所述第五电容器的另一极连接所述射频功率信号的输出端。
6.如权利要求5所述的功率混频器，其特征在于，所述第一电感和所述第三电感互感，所述第二电感和所述第四电感互感，变压器的匝数比为1:1。
7.一种射频电路，其特征在于含有1至6任一项权利要求所述的功率混频器。
8.一种芯片，其特征在于含有权利要求7所述的射频电路。
9.一种无线通信设备，其特征在于含有权利要求8所述的芯片。
CN202010151051.XA 2020-03-06 2020-03-06 一种功率混频器、射频电路、装置、设备 Active CN111245371B (zh)

Priority Applications (3)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN202010151051.XA CN111245371B (zh) 2020-03-06 2020-03-06 一种功率混频器、射频电路、装置、设备
PCT/CN2020/142275 WO2021174993A1 (zh) 2020-03-06 2020-12-31 一种功率混频器器、射频电路、装置、设备
US17/909,439 US20230155619A1 (en) 2020-03-06 2020-12-31 Power mixer, radio frequency circuit, device and equipment

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN202010151051.XA CN111245371B (zh) 2020-03-06 2020-03-06 一种功率混频器、射频电路、装置、设备

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN111245371A true CN111245371A (zh) 2020-06-05
CN111245371B CN111245371B (zh) 2023-07-04

Family

ID=70871647

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN202010151051.XA Active CN111245371B (zh) 2020-03-06 2020-03-06 一种功率混频器、射频电路、装置、设备

Country Status (3)

Country Link
US (1) US20230155619A1 (zh)
CN (1) CN111245371B (zh)
WO (1) WO2021174993A1 (zh)

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2021174993A1 (zh) * 2020-03-06 2021-09-10 重庆百瑞互联电子技术有限公司 一种功率混频器器、射频电路、装置、设备

Citations (16)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR100643768B1 (ko) * 2005-07-01 2006-11-10 삼성전자주식회사 믹서
CN101202533A (zh) * 2007-12-20 2008-06-18 复旦大学 一种低功耗高性能正交下混频器
KR20090117537A (ko) * 2008-05-09 2009-11-12 삼성전기주식회사 전류 스티어링 기법을 적용한 고차 하모닉 제거 믹서
CN101944888A (zh) * 2010-09-09 2011-01-12 华东师范大学 一种可变增益低噪声驱动放大器
CN101951224A (zh) * 2010-09-15 2011-01-19 华东师范大学 一种锗化硅双极-互补金属氧化物半导体上变频混频器
CN101964631A (zh) * 2010-09-15 2011-02-02 华东师范大学 一种改进型双吉尔伯特结构射频正交上混频器
US20110092178A1 (en) * 2009-10-16 2011-04-21 Qualcomm Incorporated Doubled balanced mixer with improved component matching
CN203872136U (zh) * 2014-06-11 2014-10-08 中国电子科技集团公司第十四研究所 一种高增益高输出摆幅吉尔伯特混频器
CN104158500A (zh) * 2013-05-14 2014-11-19 上海华虹宏力半导体制造有限公司 射频功率放大器
CN104242823A (zh) * 2013-06-08 2014-12-24 锐迪科微电子科技（上海）有限公司 混频开关电路及混频器
US9520833B1 (en) * 2009-09-30 2016-12-13 Rockwell Collins, Inc. Active ring mixer
CN106603014A (zh) * 2016-12-28 2017-04-26 杭州迦美信芯通讯技术有限公司 一种低功耗低成本高线性的电压模式无源混频器
CN107231129A (zh) * 2017-05-12 2017-10-03 成都通量科技有限公司 基于变压器结构的谐波控制cmos混频器
CN107819489A (zh) * 2017-11-23 2018-03-20 中国电子科技集团公司第四十研究所 一种超宽带高带宽射频收发双向一体化集成模块
CN108347253A (zh) * 2017-01-23 2018-07-31 芯光飞株式会社 具有集成功率放大器的互补金属氧化物硅片收发器
CN207766253U (zh) * 2017-12-30 2018-08-24 广州市广晟微电子有限公司 一种抑制本振牵引的直接上变频发射机

Family Cites Families (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP3895532B2 (ja) * 2000-09-11 2007-03-22 株式会社ルネサステクノロジ 高周波電力増幅装置及び無線通信機
US6810242B2 (en) * 2002-09-30 2004-10-26 Skyworks Solutions, Inc. Subharmonic mixer
JP4752272B2 (ja) * 2005-01-05 2011-08-17 ソニー株式会社 通信装置
CN102332866B (zh) * 2011-09-07 2014-10-22 豪威科技(上海)有限公司 高线性度上混频器
CN103580714A (zh) * 2013-11-11 2014-02-12 爱斯泰克（上海）高频通讯技术有限公司 一种多芯片集成的毫米波无线互联收发系统
CN108683409B (zh) * 2018-05-24 2020-07-28 清华大学深圳研究生院 一种功率混频器电路
CN111245371B (zh) * 2020-03-06 2023-07-04 重庆百瑞互联电子技术有限公司 一种功率混频器、射频电路、装置、设备

Patent Citations (16)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR100643768B1 (ko) * 2005-07-01 2006-11-10 삼성전자주식회사 믹서
CN101202533A (zh) * 2007-12-20 2008-06-18 复旦大学 一种低功耗高性能正交下混频器
KR20090117537A (ko) * 2008-05-09 2009-11-12 삼성전기주식회사 전류 스티어링 기법을 적용한 고차 하모닉 제거 믹서
US9520833B1 (en) * 2009-09-30 2016-12-13 Rockwell Collins, Inc. Active ring mixer
US20110092178A1 (en) * 2009-10-16 2011-04-21 Qualcomm Incorporated Doubled balanced mixer with improved component matching
CN101944888A (zh) * 2010-09-09 2011-01-12 华东师范大学 一种可变增益低噪声驱动放大器
CN101951224A (zh) * 2010-09-15 2011-01-19 华东师范大学 一种锗化硅双极-互补金属氧化物半导体上变频混频器
CN101964631A (zh) * 2010-09-15 2011-02-02 华东师范大学 一种改进型双吉尔伯特结构射频正交上混频器
CN104158500A (zh) * 2013-05-14 2014-11-19 上海华虹宏力半导体制造有限公司 射频功率放大器
CN104242823A (zh) * 2013-06-08 2014-12-24 锐迪科微电子科技（上海）有限公司 混频开关电路及混频器
CN203872136U (zh) * 2014-06-11 2014-10-08 中国电子科技集团公司第十四研究所 一种高增益高输出摆幅吉尔伯特混频器
CN106603014A (zh) * 2016-12-28 2017-04-26 杭州迦美信芯通讯技术有限公司 一种低功耗低成本高线性的电压模式无源混频器
CN108347253A (zh) * 2017-01-23 2018-07-31 芯光飞株式会社 具有集成功率放大器的互补金属氧化物硅片收发器
CN107231129A (zh) * 2017-05-12 2017-10-03 成都通量科技有限公司 基于变压器结构的谐波控制cmos混频器
CN107819489A (zh) * 2017-11-23 2018-03-20 中国电子科技集团公司第四十研究所 一种超宽带高带宽射频收发双向一体化集成模块
CN207766253U (zh) * 2017-12-30 2018-08-24 广州市广晟微电子有限公司 一种抑制本振牵引的直接上变频发射机

Non-Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
TIAN YA LIU: "20.9 A 1.92mW filtering transimpedance amplifier for RF current passive mixers", pages 358 - 349 *
孙寿田: "基于CMOS工艺的毫米波混频器研究与设计", pages 135 - 799 *
苏杰: "锗硅BiCMOS射频功率放大器关键技术研究", pages 135 - 235 *

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2021174993A1 (zh) * 2020-03-06 2021-09-10 重庆百瑞互联电子技术有限公司 一种功率混频器器、射频电路、装置、设备

Also Published As

Publication number Publication date
WO2021174993A1 (zh) 2021-09-10
US20230155619A1 (en) 2023-05-18
CN111245371B (zh) 2023-07-04

Similar Documents

Publication Publication Date Title
NacEachern et al. A charge-injection method for Gilbert cell biasing
CN101911475B (zh) 具有低噪声和低转换损失的正交射频混频器
CN101399520B (zh) 具有高线性度与可程序增益的混频器及其相关转导电路
CN107707217B (zh) 高dB增益的宽带变跨导六位有源移相器
CN107863949B (zh) 基于有源和无源相结合的x波段5位移相器
CN206099903U (zh) 一种高线性度高增益的有源混频器
CN101964631B (zh) 一种改进型双吉尔伯特结构射频正交上混频器
Ying et al. A HBT-based 300 MHz-12 GHz blocker-tolerant mixer-first receiver
CN104779917B (zh) 一种基于集成电感噪声相消技术的接收机前端电路
CN104124932B (zh) 射频功率放大模块
CN111245371B (zh) 一种功率混频器、射频电路、装置、设备
EP2704315B1 (en) Frequency mixer topology providing high linearity, low noise and high gain
CN101083481B (zh) 双重本地振荡混合器及无线系统
CN112491371B (zh) 一种高线性度可编程ab-c类混合跨导的低噪声跨导放大器
CN102457231A (zh) 单平衡混频器
CN101610067A (zh) 混频器
CN203872136U (zh) 一种高增益高输出摆幅吉尔伯特混频器
CN109004905A (zh) 一种带有巴伦的上变频混频器
CN110120784A (zh) 混频器、接收机及无线通信设备
CN109995328A (zh) 混频器、发射机、芯片及相关设备
CN103187928A (zh) 一种能够改善低频闪烁噪声、高增益特性的方法及有源混频器
CN106603013A (zh) 一种cmos互补结构的混频器电路
CN106100591A (zh) 一种高效率低谐波的功率放大器及其移动终端
CN202374220U (zh) 单平衡混频器
Dinc et al. Building blocks for an X-Band SiGe BiCMOS T/R module

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
GR01 Patent grant
GR01 Patent grant