CN105099479A - 多模智能终端接收机的射频前端电路 - Google Patents

Abstract

本发明适用于通信技术领域，提供了一种多模智能终端接收机的射频前端电路，包括低噪声放大器和混频器，所述混频器连接有本振电路，所述低噪声放大器包括第一谐振匹配电路和第二谐振匹配电路，且所述低噪声放大器的谐振中心频率分别位于两个预定的频段范围，所述第二谐振匹配电路至少包括第一级共源放大电路，所述第一级共源放大电路连接有第二级共源放大电路，所述第二级共源放大电路连接于所述混频器，所述第一级共源放大电路、第二级共源放大电路及混频器均以场效应管作为放大器件。借此，本发明可以方便的实现多模匹配，同时具有滤波效果。

Description

多模智能终端接收机的射频前端电路

技术领域

本发明涉及通信技术领域，尤其涉及一种多模智能终端接收机的射频前端电路。

背景技术

无线技术的飞速发展也推动了智能终端设备的技术革新，随着4G战略的全面展开,工信部已经向国内运营商发放了4G牌照，这意味着国内的4G商用时代正式到来。然而，4G战略中运营商要求能够提供支持多模多频的智能终端(如中国移动已经对终端厂商提出了5模13频和5模15频的要求)，这对终端厂商以及芯片供应商来说无疑是一个巨大的挑战。

射频接收机前端电路是直接决定智能终端所能支持的模式和频带的硬件模块部分。低噪声放大器(LNA)和混频器(Mixer)作为射频接收机的第一级和第二级电路，直接决定智能终端接收机的工作频带、灵敏度、功耗以及线性度等性能。

4G_LTE时代，很少的射频接收机芯片能够同时兼容从4G(TDD-LTE、FDD-LTE)至3G(TD-SCDMA、WCDMA、CDMA2000)再到2G(GSM850、EGSM、DCS、PCS)所有标准和频段的接收机芯片。现有多模多频射频接收机中LNA与Mixer技术方案主要包括以下几类：1)多路切换式：射频接收机芯片内部采用了多路LNA与Mixer芯片，通过模式切换开关控制电路切换到不同路的LNA与Mixer芯片电路，以满足能支持多模多频射频信号接收的效果。2)单路切换式：射频接收机芯片内部仅采用了一路LNA和混频器电路，天线信号直接输入LNA输入端，LNA输入输出端的匹配电路采用可调可变电容和电感，使LNA电路的匹配网络可以通过控制开关在多个频段进行匹配以达到能够接收多模多频射频信号的目的。3)宽带式：目前研究的热点是宽带式的LNA和Mixer电路，通过设计宽带式的匹配电路，能够使LNA和混频器的工作电路覆盖其所需要的标准和频段的整个频率范围，以实现多模多频的射频信号接收。

针对前面所提到的三种技术方案，它虽然从一定程度上解决了4G-LTE终端对于多模多频射频信号接收的要求，但是它分别存在着以下不足：1)多路切换式的射频接收机前端方案需要采用多组接收机芯片，每组方案都包括LNA、Mixer、压控振荡器、滤波器等单模块电路，这样必定会使整个芯片的面积增大，这对于如今智能终端有限的PCB布局面积来说，无疑会产生很大的不利；2)单路切换式射频接收机前端方案仅采用一组接收机芯片便可实现多模多频接收，但是这种方案存在的弱点是，单个接收芯片的匹配电路设计不可能实现数量过多的匹配切换，目前中国移动的要求已经达到5模13频，要想将一个匹配电路的切换开关做到如此多的数量，基本是不可能的。另外这种方案有一个弱点是，一旦开关切换到某种模式，它便已经固定，当终端刚好在此模式工作时，其他模式的信号便无法接入，因此不能实现双通；3)宽带式射频接收机前端方案采用的是接收机前端芯片采用宽带式的匹配网络，其接收信号的频率范围可以覆盖所有标准的整个频率范围，比如目前中国移动要求的5模13频所覆盖的频率范围从815MHz～2690MHz。但是这种方式的缺陷是它从最低频点覆盖到最高频点，中间被所有通信标准利用的频段范围仅是少数的，因此在接收机前端需要增加许多额外的滤波器来滤除整个频带范围内非有效频段的噪声信号，这势必会在射频电路前端增加许多滤波器，也不利于如今智能终端有限的PCB布局面积的设计。另外，现有的接收机前端方案存在着一个普遍的问题是其无法较好的控制其功耗，而射频前端是整个智能终端最主要的耗能模块。在现今强大的数据交换下，射频接收机前端功耗，已经是造成手机电池不耐用，待机时间不长的主要障碍。而上述三类方案均未较好的考虑功耗问题以及功耗与线性度性能之间的平衡问题。

综上可知，现有技术在实际使用上显然存在不便与缺陷，所以有必要加以改进。

发明内容

针对上述的缺陷，本发明的目的在于提供一种多模智能终端接收机的射频前端电路，在能够获得多模匹配的同时自身还具有滤波效果。

为了实现上述目的，本发明提供一种多模智能终端接收机的射频前端电路，包括低噪声放大器和混频器，所述混频器连接有本振电路，所述低噪声放大器包括第一谐振匹配电路和第二谐振匹配电路，且所述低噪声放大器的谐振中心频率分别位于两个预定的频段范围，所述第二谐振匹配电路至少包括第一级共源放大电路，所述第一级共源放大电路连接有第二级共源放大电路，所述第二级共源放大电路连接于所述混频器，所述第一级共源放大电路、第二级共源放大电路及混频器均以场效应管作为放大器件。

根据本发明的射频前端电路，所述场效应管的衬底均设有正向偏置电压。

根据本发明的射频前端电路，所述混频器的场效应管的源极连接供电电源，所述混频器的场效应管的漏极通过耦合器件连接所述低噪声放大器的供电节点。

根据本发明的射频前端电路，所述本振电路通过两个开关管连接所述混频器的场效应管的漏极。

根据本发明的射频前端电路，所述开关管为场效应管，所述本振电路产生的本振信号接入所述开关管的栅极和衬底。

根据本发明的射频前端电路，所述两个预定的频段范围至少包括第二代移动通信制式、第三代移动通信制式、第四代移动通信制式及移动通信制式后续演进标准的所有频段；

所述第二代移动通信制式至少包括GSM850、EGSM、DCS及PCS；

所述第三代移动通信制式至少包括TD-SCDMA、WCDMA及CDMA2000；

所述第四代移动通信制式至少包括TDD-LTE及FDD-LTE；

所述移动通信制式后续演进标准至少包括第五代及第六代移动通信制式。

本发明通过在接收机的射频前端电路中的低噪声放大器中设计至少两级谐振匹配电路，并通过设置合理的耦合器件参数，使低噪声放大器可以实现在各个网络制式的低频段与高频段两个频段的输入匹配，借此可有效的抑制带外噪声，减少对滤波器件的需求。另外，低噪声放大器的第二谐振匹配电路至少包括第一级共源放大电路，该第一共源放大电路连接有第二级共源放大电路，所述第二级共源放大电路与本振电路均连接于混频器，第一级共源放大电路、第二级共源放大电路及混频器均以场效应管作为放大器件，优选的，所述场效应管的衬底均设有正向偏置电压，借此降低场效应管的供电电压，减少电路功耗。

附图说明

图1是本发明的接收机的结构示意图；

图2是本发明的射频前端电路的低噪声放大器的局部结构示意图；

图3是图2所示电路的局部等效电路示意图；

图4是本发明的低噪声放大器的匹配曲线图；

图5是本发明的接收机的射频前端电路结构示意图。

具体实施方式

为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。

图1是本发明提供的多模智能终端接收机结构示意图，其包括接收天线10、射频前端电路20及滤波器30。接收天线10及滤波器30为现有技术内容，在此不再赘述，下面仅将射频前端电路20加以说明。

本发明的实施例中，射频前端电路20至少包括低噪声放大器21和混频器22，混频器22连接有本振电路23。低噪声放大器21用于接收射频信号并进行处理后，传送到混频器22，混频器22将该信号与本振电路23产生的本振信号混频处理。

具体的，结合图2，低噪声放大器21包括第一谐振匹配电路211和第二谐振匹配电路212，两个谐振匹配电路均包括耦合元件如电容、电感等。需要说明的，第一谐振匹配电路211和第二谐振匹配电路212并不仅仅限于图示结构，其可以为其它等效的电路结构，以满足不同的电路需求。比如图3中的谐振匹配电路213即可以等效为第二谐振匹配电路212，其可以替换第二谐振电路212。

对于由Lg1-Cg1与Lg3-Cg3组成的双谐振输入匹配网络，本发明可以通过设置合理的电感及电容值，使Lg1-Cg1与Lg3-Cg3的谐振中心频率分别位于低频段和高频段这两个频段范围的中心点。优选的是，本发明这两个频段范围包括但不限于第二代移动通信制式(至少包括GSM850、EGSM、DCS及PCS)、第三代移动通信制式(至少包括TD-SCDMA、WCDMA及CDMA2000)、第四代移动通信制式(至少包括TDD-LTE、FDD-LTE)及移动通信制式后续演进标准(如第五代及第六代移动通信制式)的所有频段。在本发明一具体的实施例中，为适应具体的网络制式，可以将双谐振输入匹配网络的谐振中心频率分别位于935～960MHz与1805～2483MHz这两个小频段范围的中心点，借此可以使低噪声放大器21的输入匹配网络能够在两个标准集中的小频段范围内获得良好的阻抗匹配，其匹配曲线如图4所示。

本发明一实施例的射频前端电路20的整体结构如图5所示。该实施例中，第二谐振匹配电路采用如图3所示的电路结构，其至少包括Cg2、Lg2、Cex、Ls以及第一共源放大管(MOS管M1)在高频工作状态时所产生的寄生电容等，并且以MOS管(场效应管)M1为放大器件的第一级共源放大电路连接有以MOS管M2为放大器件的第二级共源放大电路，且第二级共源放大电路与本振电路23均连接于混频器22。混频器22以MOS管M3为放大器件。

具体应用中，MOS管M1的宽长比变大，导致它的跨导变大，容易引入噪声的寄生电容也变大。本发明通过引入源极反馈电感Lg2可以保持电路的谐振频率不变，整个电路的品质因数也得到降低，噪声性能更容易达到平衡。同时，本发明在MOS管M1的栅极和漏极之间引入电容Cex，可以改善栅极和源极之间的寄生电容产生的主要噪声。

优选的，本发明的低噪声放大器21和混频器22的电路采用CMOS工艺，所有具有放大功能的MOS管均引入衬底偏置技术，即在MOS管M1、M2和M3的衬底加设正向偏置电压，借此能够降低整个电路的供电电压，节省功耗。具体如图5中的偏置电压Vb1、Vb2和Vb3分别通过负载Rb1、Rb2和Rb3加到MOS管M1、M2和M3上。其具体原理描述如下：

以NMOS管为列，其阈值电压V_th可以用公式其中V_BS为衬底与源极之间的电压，正常使用中，源极接低电平，在此称V_BS为衬底电压；V_th0是当衬底电压为0时NMOS管的阈值电压，是半导体参数，γ是体效应参数。通常源极与体极之间电压为0，如果在衬底加上一个正向偏置电压，即使V_BS增大。那么由V_th的计算公式可以知道，它会随V_BS的增大而降低，而电源供电电压的值一般要满足V_DD>V_thn，V_th得到降低从而整个MOS管的供电电压也可以降低。

优选的是，为了进一步降低供电电源的电流，本发明将混频器22跨导级的MOS管M3的源极连接供电电源，MOS管M3的尾电流直接从图5中a点(MOS管M3的漏极)复用到第二级共源放大电路的供电节点b点，借此通过两次电流复用技术大大降低了电路对电源的供电电流的需求，减少了电路功耗。

再参见图5，本发明的本振电路23为差式对称结构，其通过两个开关管连接所述混频器22的场效应管M3的漏极，且两个开关管优选为场效应管，所述本振电路23产生的本振信号接入所述开关管的栅极和衬底，借此实现对MOS管M4和M5的控制。

具体应用中，在一个多级级联的系统或者电路中，其最后一级模块的线性性能对整个系统的性能起着决定性的作用；而在单个电路模块中，该电路模块的最后一级对该模块的线性度起着决定性的作用。因此，本发明的射频前端电路中，以MOS管M4和M5的开关级电路决定了整个电路的线性度。

对于本发明混频器的开关级MOS管M4和M5，它们是通过本振信号的驱动来完成开关工作从而实现与射频信号的混频。需要说明的是，本振信号本身是一个具有电压幅度的交变信号，因此本发明利用这一特点改善开关管M4和M5的开关性能。假设由本振电路产生的本振信号的表达式为：

V_LO+＝V_LO-＝V_LOcos(ω_LOt)

开关MOS管开启-关闭的条件为：

开启条件：|V_GS|>|V_thp|；关闭条件：|V_GS|<|V_thp|

将本振电压信号V_LO+＝V_LO-＝V_LOcos(ω_LOt)在接入开关管栅极的同时也引入衬底极，实现了本振衬底驱动技术。当V_LO+>0时V_LO-<0，开关管M4的栅极电压V_G增加，此时栅源电压|V_GS|会降低，而M4的阈值电压|V_thp|则随本振信号的增大而升高，|V_GS|的降低与|V_thp|的增加便加速开关管M4满足了从开启-关闭的条件|V_GS|<|V_thp|；与此同时，开关管M5的栅极电压V_G降低，此时栅源电压|V_GS|会升高，而M5的阈值电压|V_thp|则随本振信号的减小而降低，|V_GS|的升高与|V_thp|的降低便加速开关管M5满足了从关闭-开启的条件|V_GS|<|V_thp|。因此，通过这种本振衬底驱动技术，能够有效的改善混频器开关级的开关性能，从而改善了混频器的线性性能。更好的是，衬底与栅极的同时驱动，还可以降低开关级对本振信号驱动功率的要求，进一步减小了射频接收机前端的功率消耗。

综上所述，本发明通过在接收机的射频前端电路中的低噪声放大器中设计至少两级谐振匹配电路，并通过设置合理的耦合器件参数，使低噪声放大器可以实现在各个网络制式的低频段与高频段两个频段的输入匹配，借此可有效的抑制带外噪声，减少对滤波器件的需求。另外，低噪声放大器的第二谐振匹配电路至少包括第一级共源放大电路，该第一共源放大电路连接有第二级共源放大电路，所述第二级共源放大电路与本振电路均连接于混频器，第一级共源放大电路、第二级共源放大电路及混频器均以场效应管作为放大器件，优选的，所述场效应管的衬底均设有正向偏置电压，借此降低场效应管的供电电压，减少电路功耗。

当然，本发明还可有其它多种实施例，在不背离本发明精神及其实质的情况下，熟悉本领域的技术人员当可根据本发明作出各种相应的改变和变形，但这些相应的改变和变形都应属于本发明所附的权利要求的保护范围。

Claims (6)

1.一种多模智能终端接收机的射频前端电路，包括低噪声放大器和混频器，所述混频器连接有本振电路，其特征在于，所述低噪声放大器包括第一谐振匹配电路和第二谐振匹配电路，且所述低噪声放大器的谐振中心频率分别位于两个预定的频段范围，所述第二谐振匹配电路至少包括第一级共源放大电路，所述第一级共源放大电路连接有第二级共源放大电路，所述第二级共源放大电路连接于所述混频器，所述第一级共源放大电路、第二级共源放大电路及混频器均以场效应管作为放大器件。

2.根据权利要求1所述的射频前端电路，其特征在于，所述场效应管的衬底均设有正向偏置电压。

3.根据权利要求1所述的射频前端电路，其特征在于，所述混频器的场效应管的源极连接供电电源，所述混频器的场效应管的漏极通过耦合器件连接所述低噪声放大器的供电节点。

4.根据权利要求1所述的射频前端电路，其特征在于，所述本振电路通过两个开关管连接所述混频器的场效应管的漏极。

5.根据权利要求4所述的射频前端电路，其特征在于，所述开关管为场效应管，所述本振电路产生的本振信号接入所述开关管的栅极和衬底。

6.根据权利要求1所述的射频前端电路，其特征在于，所述两个预定的频段范围至少包括第二代移动通信制式、第三代移动通信制式、第四代移动通信制式及移动通信制式后续演进标准的所有频段；

所述第二代移动通信制式至少包括GSM850、EGSM、DCS及PCS；

所述第三代移动通信制式至少包括TD-SCDMA、WCDMA及CDMA2000；

所述第四代移动通信制式至少包括TDD-LTE及FDD-LTE；

所述移动通信制式后续演进标准至少包括第五代及第六代移动通信制式。