CN103534940B - 正反馈共栅极低噪声放大器 - Google Patents

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Abstract

一种正反馈共栅极低噪声放大器（PFCGLNA）具有属于相同导电性类型的正反馈晶体管(147,149)和输入晶体管(151,153)。使得正反馈晶体管和输入晶体管属于相同导电性类型减小了对工艺变动的敏感性。正反馈晶体管(147,149)所产生的噪声用于抵消输入晶体管(151,153)所产生的噪声。在一个实施例中，该PFCGLNA是可调谐的以对于从680MHz到980MHz的宽带频率范围中的任何频率具有基本恒定的输入阻抗，并且在整个宽带频率范围上具有小于2.2dB的噪声指数。

Description

正反馈共栅极低噪声放大器
技术领域
所公开的各实施例涉及低噪声放大器(LNA)，并且更具体地涉及共栅极LNA。
背景技术
LNA在许多应用中使用，包括在蜂窝电话接收机中使用。在此类接收机的天线上接收到的信号通常是微弱的，并且要求放大以用于蜂窝电话操作的各后续级。LNA通常用于放大此类信号。在此类应用中，LNA引入该系统的噪声应当尽可能少。由不良的LNA所产生的噪声可能在各后续级期间被放大并且可能导致不良的电话接收。除了具有良好的噪声性能之外，现今许多LNA还要能够在宽频范围上操作。通常利用两种典型的架构来实现这些性能目标：共源极LNA和共栅极LNA。然而，如以下所述，这两种LNA架构都存在着问题。
图1(现有技术)是实现宽带LNA操作的一种方式的简化框图。不是采用一个宽带LNA，而是采用多个窄带共源极LAN，其中每一个窄带LAN在所要提供的宽频范围的一不同部分上工作。每一个LNA可在通常小于100MHz宽的不同的窄频带中工作。其中每一个窄带LNA需要其自己的滤波器和匹配组件。在一些情形中，需要10个工作频带，因此需要10个LNA，且需要10个滤波器，并且需要10组匹配组件。提供所有此硬件是成本高昂的并且消耗大量的电能。
图2、3和4(现有技术)是宽带不可调谐LNA的电路图。图2是差分式不可调谐共栅极LNA的电路图。LNA 1被认为是“不可调谐的”，因为其输入阻抗无法被控制，且其输入阻抗可根据正被放大的信号的频率而改变。由于LNA 1无法被调谐，所以在一些应用中，LNA 1可能展现出不良的噪声性能。LNA 1还利用成本高昂且使用板面积的片外电感器。而且，正反馈晶体管2产生噪声并降低了LNA的噪声性能。图3是单输入、差分式输出共栅极LNA的电路图。LNA 3同样是不可调谐的，并且在一些工作条件下具有不良的噪声特性。图4是差分式不可调谐共栅极LNA的第一级的示图。LNA 4同样是不可调谐的，并且在一些工作条件下具有噪声问题。
图5(现有技术)是被称为正反馈共栅极LNA(PFCGLNA)的宽带可调谐LNA的电路图。LNA 5可被调谐，从而使得其输入阻抗匹配于驱动该LNA的源的阻抗，但LNA 5具有不稳定性和性能问题。LNA 5具有P沟道正反馈晶体管和N沟道输入晶体管。这些正反馈晶体管和输入晶体管应该相匹配以使LNA 5稳定。图5中的标记M1标识了输入晶体管之一。图5中的标记M2标识了应该与输入晶体管M1相匹配的正反馈晶体管。不管用于制造该PFCGLNA的半导体制造工艺中的工艺变动如何均要维持这种相匹配的条件是困难的。除了不稳定性问题之外，LNA 5还遭受噪声性能问题的影响。在某些工作条件下，LNA的正反馈电路系统所产生的噪声被放大。期望有具有改善的稳定性和噪声特性的宽带可调谐共栅极LNA。
发明内容
一种正反馈共栅极低噪声放大器(PFCGLNA)具有属于相同导电性类型的正反馈晶体管和输入晶体管。使得这些正反馈晶体管和输入晶体管属于相同导电性类型改善了LNA在工艺上的稳定性并且提高了产量，因为工艺变化往往按照相同的方式影响正反馈晶体管和输入晶体管。正反馈晶体管所产生的噪声被用于抵消输入晶体管所产生的噪声。在一个实施例中，该PFCGLNA：1)是可调谐的以对于从680MHz到980MHz的宽带频率范围中的任何期望的输入信号频率具有基本上恒定的输入阻抗，以及2)在整个宽带频率范围上具有低于2.2dB的噪声指数。该PFCGLNA的输入阻抗可被调谐成匹配于源的阻抗，该源通过设置向LNA的可数字编程的储能电路负载供应的多位数字控制值来驱动该PFCGLNA。该多位数字控制值改变储能电路负载的电容，并且这进而改变了该PFCGLNA的输入阻抗。通过根据输入信号频率来合适地设定该多位数字控制值，可使该PFCGLNA对于宽带频率范围中的任何期望频率的输入信号具有基本恒定的输入阻抗，而同时具有低于2.2dB的噪声指数。该PFCGLNA的输入阻抗也被调谐成匹配于驱动该PFCGLNA的源器件的可变源阻抗。在此类操作中，该PFCGLNA的输入阻抗在工作期间可以不保持恒定，并且该PFCGLNA可以不总是实现最优增益，但该PFCGLNA仍保持与源相匹配的阻抗。
前述内容是概要并因此按需包含对细节的简化、泛化和省略；因此，本领域技术人员将领会，本概要仅是解说性的而非意在以任何方式构成限定。正如仅由权利要求书定义的在本文中所描述的设备和/或过程的其他方面、发明性特征、以及优点将从本文中阐述的非限定性详细描述中变得明了。
附图说明
图1(现有技术)是多个窄带LNA的系统的简化框图。
图2(现有技术)是差分式宽带不可调谐LNA的电路图。
图3(现有技术)是单端输入、差分式输出的、宽带不可调谐LNA的电路图。
图4(现有技术)是差分式宽带不可调谐LNA的第一级的电路图。
图5(现有技术)是可调谐宽带PFCGLNA的电路图。
图6是根据一个新颖方面的一种特定类型的移动通信设备100的极简化高层框图。
图7是图6的RF收发机集成电路102的更详细的框图。
图8是图7的LNA 110框图。
图9A是LNA 110的第一级131的电路图。
图9B是LNA 110的第二级132的电路图。
图10是图5的常规PFCGLNA的单端示例的简化模型。
图11是图10的常规PFCGLNA的输入阻抗的方程。
图12示出对于图5的常规PFCGLNA和图9的新颖PFCGLNA而言，输入阻抗如何根据GM2/GM1跨导比来变化。
图13是图9的PFCGLNA的单端示例的简化模型。
图14是图13的PFCGLNA的输入阻抗的方程。
图15示出图5的常规PFCGLNA的输入晶体管处的噪声的方程。
图16示出图5的常规PFCGLNA的正反馈晶体管处的噪声的方程。
图17示出图9的PFCGLNA的输入晶体管处的噪声的方程。
图18示出图9的PFCGLNA的正反馈晶体管处的噪声的方程。
图19是示出如何使图9的PFCGLNA的输入阻抗能够对从680MHz到980MHz的宽带调谐频率范围中的任何位置的输入信号频率均保持基本恒定的示图。
图20是示出数字基带集成电路103可如何改变调谐该PFCGLNA的DCS值从而使得该PFCGLNA的输入阻抗对从680MHz到980MHz的宽带调谐频率范围中的任何位置的输入信号频率均保持基本恒定的示图。
图21是图9的PFCGLNA根据输入信号频率而变化的功率增益的示图。
图22是示出图9的PFCGLNA的3dB带宽的示图。
图23是示出对于各种各样的DCS设置中的每一种设置而言，图9的PFCGLNA的噪声指数如何根据输入信号频率而变化的示图。
图24是图23的每一噪声指数曲线图的最小点的外推曲线图。
图25是根据一个新颖方面的方法200的流程图。
具体实施方式
图6是移动通信设备100的简化高层框图。移动通信设备100是包括根据一个新颖方面的正反馈共栅极低噪声放大器(PFCGLNA)的设备的示例。在此示例中，移动通信设备100是蜂窝电话。该蜂窝电话(除若干未解说的其他组件之外还)包括天线101以及两个集成电路102和103。集成电路103被称为“数字基带集成电路”。集成电路102是射频(RF)收发机集成电路。RF收发机集成电路102被称为“收发机”，因为它包括发射机和接收机。
图7是图6的RF收发机集成电路102的更详细的框图。该接收机包括所谓“接收链”104以及本机振荡器(LO)105。当蜂窝电话正在接收时，在天线101上接收高频RF信号106。信号106通过双工器107，并且以差分信号RF+和RF-的形式在输入端子108和109上被供应给接收链104。该差分信号(RF+、RF-)被低噪声放大器(LNA)110放大。LNA 110还经由控制线128接收从数字基带集成电路103供应的多位数字控制信号(DCS)129。DCS 129将LNA 110的输入阻抗设置为匹配于驱动该LNA的器件的阻抗。LNA 110向下变频混频器111供应经放大的差分信号(RF OUT(RF输出)+、RF OUT–)。结果所得的经下变频的信号由基带滤波器112滤波并且被传递给数字基带集成电路103。数字基带集成电路103中的模数转换器113将信号转换成数字形式并且结果所得的数字信息由数字基带集成电路103中的数字电路系统处理。数字基带集成电路103通过控制经由导体114供应给混频器111的本机振荡器(LO1)信号的频率来调谐接收机。
如果蜂窝电话正在传送，则要被传送的信息由数字基带集成电路103中的数模转换器(DAC)115转换成模拟形式并被提供给RF收发机集成电路103中的“发射链”116。基带滤波器117滤除因数模转换过程产生的噪声。处于本机振荡器119的控制下的混频器块118将信号上变频成高频信号。激励放大器120和外部功率放大器121放大该高频信号以激励天线101，从而高频RF信号122从天线101被发射。数字基带集成电路103通过控制经由导体123供应给混频器118的本机振荡器信号(LO2)的频率来控制发射机。数字基带集成电路103通过跨数字串行总线124、通过总线接口125以及控制线126和127发送恰适的控制信息来控制本机振荡器105和119。
图8是图7的LNA 110的框图。LNA 110是正反馈共栅极低噪声放大器(PFCGLNA)。LNA 110包括第一级131和第二级132。第一级131分别经由第一输入引线135和第二输入引线136接收差分信号RF+133和RF-134。第一级131附加地经由导体128接收多位数字信号DCS129。DCS 129调谐第一级131中的可数字编程的储能电路负载(未在图8中示出)，从而还设置了LNA的输入阻抗。第一级131分别经由输出导体140和141向第二级132供应差分信号RF1138和RF2 139。第二级132分别将经放大的差分信号RF OUT+142和RF OUT-143供应到输出导体144和145上。第一级131和第二级132的进一步细节在图9A和9B中示出。
图9A和9B是图8的PFCGLNA的更详细的电路图。图9A是第一级131的简化电路图。第一级131包括第一输入支路146、第一正反馈晶体管M2 147、第二输入支路148、第二正反馈晶体管149、以及可数字编程的储能电路负载150。第一输入支路146还包括第一输入晶体管M1 151和第一共源共栅(cascode)晶体管152，而第二支路147还包括第二输入晶体管153和第二共源共栅晶体管154。信号RF+133经由输入信号导体135被供应到第一输入晶体管151的源极上。信号RF-134经由输入信号导体136被供应到第二输入晶体管153的源极上。
在第一方面，图9的PFCGLNA具有允许输入阻抗对宽带调谐频率范围中任何位置的输入信号频率均保持基本恒定的可数字编程的储能电路负载150。可数字编程的储能电路负载150包括一对输入引线155和156、一对电感器160和161、一组电容器163以及一组开关162和164。经由导体128接收到的DCS值129控制这些开关并且决定要将其中多少电容器并联耦合在一起。可以此方式通过改变DCS 129来调谐储能电路负载150，从而使得该储能电路的自然振荡频率可被设置在从680MHz到980MHz的宽带调谐频率范围中的任何地方。在一个示例中，储能电路负载150的自然振荡频率被设置为输入信号的频率，从而LNA 110的功率增益处于最大。LNA 110可以此方式针对宽带调谐频率范围中任何位置处的输入信号频率来被调谐。不是让LNA 110的输入阻抗根据输入信号频率来变化并且从而扰动与驱动LNA110的器件的阻抗匹配，而是可将可数字编程的储能电路负载150根据输入信号的频率来调谐从而使输入阻抗基本恒定，而不管输入信号频率处于宽带调谐频率范围中的什么位置。通过使得正反馈晶体管的跨导可变、通过恰适地设置该跨导、并且通过恰适地设置DCS值，就可在处于宽带调谐频率范围中任何输入信号频率的情况下将输入阻抗设置为具有(在此实施例中)在从20欧姆到75欧姆的范围中的任何值。
在第二方面，图9的PFCGLNA具有改善了的稳定性，因为输入晶体管151和153和正反馈晶体管147和149属于相同导电性类型。在此示例中，输入晶体管和正反馈晶体管是N沟道场效应晶体管(NFET)。因为它们属于相同导电性类型，所以提升了LNA在工艺变动上的稳定性，这是因为与图5的常规PFCGLNA相比(其中工艺上的变化对P沟道晶体管产生的影响可能不同于对N沟道晶体管产生的影响)，半导体制造工艺变化往往按照相同的方式来影响输入晶体管和正反馈晶体管。而且，LNA 110的稳定性还取决于输入阻抗，并且当输入阻抗的实部为负时，LNA 110是不稳定的。输入阻抗是跨导比GM2/GM1的函数(参见图13的方程)。LNA110跨变化的跨导比而保持稳定，这部分地是由于输入晶体管和正反馈晶体管具有等效的导电性类型的缘故(参见图12的曲线图)。
在第三方面，图9的PFCGLNA由于正反馈噪声抵消而在整个宽带调谐频率范围上具有低于2.2dB的低噪声指数。输入晶体管所产生的噪声被正反馈晶体管所产生的噪声抵消。而且，输入信号导体136被电容性耦合至第一输入晶体管151的栅极，而输入信号导体135被电容性耦合至第二输入晶体管153的栅极。通过按照这种方式对第一输入晶体管151和第二输入晶体管153进行电容性交叉耦合，输入级的跨导就被推升而无需使用额外的电流。为了获得低噪声指数和低电流消耗，第一输入晶体管151和第二输入晶体管153必须具有相对较大的几何形状。在没有第一共源共栅晶体管152和第二共源共栅晶体管154的情况下，这些输入晶体管的大几何形状会向谐振负载增添大量寄生电容。这一问题在图9的PFCGLNA中通过利用共源共栅器件152和154以及向这些共源共栅器件的栅极上供应高偏置电压VB来得到减轻。
图9B是LNA 110的第二级132的简化电路图。在一个示例中，第二级132是共源极放大器。共源极放大器132向第一级输出(RF1 138和RF2 139)提供较高的负载阻抗。输入晶体管165和166形成第二级132的输入级。共源共栅晶体管167和168有助于使输入晶体管165和166的寄生电容最小化。晶体管169和170形成IM3抵消路径并且推升第二级132的跨导，因为它在阈下区域中操作。差分信号RF OUT+142和RF OUT-143随后被供应到输出导体144和145上。对于关于LNA 110的第二级132的附加信息，参考题为“Amplifier With Active Post-Distortion Linearization(具有有源后失真线性化的放大器)”的美国专利公开2007/0030076。
图10-14解说了与图5的常规PFCGLNA相比，图9的PFCGLNA如何具有改善了的稳定性。图10是图5的常规PFCGLNA的单端示例的模型电路。图10中标记为M2的晶体管和反相三角形172代表图5的正反馈电路系统。标记为M1的晶体管和非反相三角形173代表图5的输入晶体管电路系统。
图11是图10的模型电路的输入阻抗的方程。注意到，在分母项中存在负号，并且注意到对于某些GM2/GM1跨导比，该分母将是负的。这指示了电路的不稳定性。
图12示出图10的模型电路的输入阻抗如何根据GM2/GM1跨导比来变化。虚线174代表图10的模型电路的输入阻抗，且这条线的纵向标尺在左侧纵轴上。虚线174低于零代表不稳定性。
图13是图9的PFCGLNA的单端示例的模型电路。图13中标记为M2的晶体管代表图9的正反馈电路系统。标记为M1的晶体管和非反相三角形177代表图9的输入晶体管电路。
图14是图13的模型电路的输入阻抗的方程。注意到，分母项保持大于零，而不管GM2/GM1跨导比可如何变化。图12中的线175示出图13的模型电路的输入阻抗如何根据GM2/GM1跨导比来变化。线175的纵向标尺在右侧纵轴上。阻抗在附图中解说的整个跨导比的范围上都是正的。这代表此设计对于GM2/GM1跨导比值上的变动的稳定性和不敏感性。
图15-18解说了与图5的常规PFCGLNA相比，图9的PFCGLNA如何具有改善了的噪声特性。图15是输入晶体管处的噪声的方程。项178归因于正反馈。因为该项具有负号，所以正反馈可以使得整个分母更小，从而增大输入晶体管噪声。
图16是图5的常规PFCGLNA的正反馈晶体管处的噪声的方程。项179归因于正反馈。因为该项具有负号，所以正反馈可以使得整个分母更小，从而增大正反馈晶体管噪声。
图17是图9的PFCGLNA的输入晶体管处的噪声的方程。项180归因于正反馈。因为该分母不具有负号，所以增大正反馈使得整个分母更大且因此减小了输入晶体管噪声。
图18是图9的PFCGLNA的正反馈晶体管处的噪声的方程。项181归因于正反馈。因为该分母不具有负号，所以增大正反馈使得整个分母更大且因此减小了正反馈晶体管噪声。
图19是示出如何使图9的PFCGLNA的输入阻抗能够对从680MHz到980MHz的宽带调谐频率范围182中任何位置的输入信号频率均保持基本恒定。在此示例中，DCS是数字的四位值。这十六个曲线图中的每一个与一特定的DCS值设置相对应。每一个曲线图的最小值用X来标记。当最小值降到-10dB以下时，LNA的输入阻抗被认为与驱动电路的阻抗相匹配。在图19的示例中，源阻抗是50欧姆并且贯穿宽带调谐频率范围182是恒定的。宽带调谐频率范围182从680MHz处的频率下界183延伸至980MHz处的频率上界184。频率上界184是频率下界183的至少一又三分之一倍。由此，如图19中所指示的在该宽带范围上的阻抗匹配指示可使得该PFCGLNA的输入阻抗为恒定值，而不管在该范围中的输入信号频率是多少。
图20是示出数字基带集成电路103可如何改变DCS值的示图，该DCS值设置图9的PFCGLNA 110的输入阻抗。在此示例中，DCS值被这样设置，从而PFCGLNA的输入阻抗对于从680MHz到980MHz的宽带调谐频率范围中任何位置的输入信号频率均保持基本恒定。DCS值被存储在数字基带集成电路103的存储器158中。数字基带集成电路103咨询存储器158中的查找表，其中该查找表针对数个输入信号频率范围中的每一个范围存储了恰适的DCS值。例如，如果输入信号的频率是700MHz，则该查找表指示DCS值129为0000。处理器159通过经由串行总线接口157、串行总线124、串行总线接口125和导体128将DCS值129传达给储能电路负载150来用等于0000的该DCS值129对可数字编程的储能电路负载150进行编程。
图21是图9的PFCGLNA 110根据输入信号频率而变化的功率增益的示图。这十六个曲线图中的每一个与当其储能电路负载用特定的四位DCS值来编程时的PFCGLNA的功率增益相对应。
图22是示出图9的PFCGLNA 110的3dB带宽的示图。图22中的X代表图21的功率增益曲线图的最大值。根据从约760MHz到约980MHz的输入信号频率，PFCGLNA的功率增益变化不超过3dB。这一频率范围被称为3dB带宽。
图23是示出对于各种各样的DCS设置中的每一种设置而言，图9的PFCGLNA 110的噪声指数如何根据输入信号频率而变化的示图。这十六个曲线图中的每一个表示当储能电路负载用特定的四位DCS值来编程时的PFCGLNA的噪声指数。
图24是示出对于宽带调谐频率范围182中任何位置的输入信号频率而言，图9的PFCGLNA 110的噪声指数均低于2.2dB的示图。宽带调谐频率范围182从680MHz的频率下界183延伸至980MHz的频率上界184。
图25是根据一个新颖方面的方法200的流程图。在第一步骤(步骤201)中，使用具有属于相同导电性类型的正反馈晶体管和输入晶体管的PFCGLNA来放大信号。输入晶体管所产生的噪声被正反馈晶体管所产生的噪声抵消。例如，在图9A中，PFCGLNA 110放大输入信号RF+133。信号RF+133在输入信号导体135上被接收，而该输入信号的经放大版本在输出导体141上供应。PFCGLNA 110具有正反馈晶体管147和输入晶体管151。正反馈晶体管147和输入晶体管151均是NFET。
在第二步骤(步骤202)中，在PFCGLNA上接收多位数字控制值。该多位数字控制值设置PFCGLNA的可数字编程的储能电路负载的电容。PFCGLNA的输入阻抗由该可数字编程的储能电路负载的电容决定，并且由该多位数字控制值来控制。例如，在图9A中，DCS 129经由导体128在PFCGLNA 110上被接收到并且被供应给可数字编程的储能电路负载150。DCS 129通过控制一组开关162和164来控制可数字编程的储能电路负载150的电容，并且这些开关决定要将其中多少电容器并联耦合在一起。可以按这种方式通过设置DCS 129来调谐储能电路负载150，从而使得能控制PFCGLNA 110的输入阻抗。
尽管以上出于指导目的描述了某些具体实施例，但本专利文献的教导具有普遍适用性并且不被限定于以上描述的具体实施例。例如，可以利用用于调谐图9A的LNA 110的不同技术。多位信号DCS 129不必是四位值。储能电路负载可接收八位或十六位值而非四位值，并且提供更精确的输入匹配特性。LNA 110不必是差分式LNA而是可以是单端LNA。尽管描述了其中源阻抗对于输入信号频率上的变化是恒定的情形，但源阻抗可被控制成按照所期望的方式随着输入信号频率而变化。PFCGLNA 110可被调谐成使得它在输入信号频率处不是具有最优增益而是具有所期望的输入阻抗。PFCGLNA 110可被控制成使得它并非在所有输入信号频率情况下都与其源得以阻抗匹配。每一个正反馈晶体管可被实现为一组并联连接的晶体管，其中可启用所选数量的晶体管从而使得可以调整正反馈晶体管的跨导，从而改变LNA输入阻抗。相应地，可实践对所描述的具体实施例的各种特征的各种修改、适应、以及组合而不会脱离所阐述的权利要求书的范围。

Claims (21)

1.一种共栅极放大器，包括：
输入支路，所述输入支路包括属于一导电性类型的输入晶体管；
可数字编程的储能电路负载，其耦合至所述输入支路；以及
属于所述导电性类型的正反馈晶体管；
所述共栅极放大器具有输入阻抗，其中所述共栅极放大器接收控制所述可数字编程的储能电路负载的多位控制值，其中通过改变所述多位控制值所述输入阻抗能调谐成在宽带调谐频率范围上基本恒定，其中所述宽带调谐频率范围从频率下界延伸至频率上界，且其中所述频率上界是所述频率下界的至少一又三分之一倍。
2.如权利要求1所述的共栅极放大器，其特征在于，所述正反馈晶体管具有源极，其中所述输入晶体管具有源极，且其中所述正反馈晶体管的源极耦合至所述输入晶体管的源极。
3.如权利要求1所述的共栅极放大器，其特征在于，所述输入支路进一步包括共源共栅晶体管，其中所述共源共栅晶体管具有漏极，且其中所述共源共栅晶体管的漏极耦合至所述正反馈晶体管的漏极。
4.如权利要求1所述的共栅极放大器，其特征在于，进一步包括：
输入信号导体，其中输入信号经由所述输入信号导体被接收到所述共栅极放大器上，且其中所述输入信号导体耦合至所述输入晶体管的源极。
5.如权利要求1所述的共栅极放大器，其特征在于，所述共栅极放大器贯穿所述宽带调谐频率范围具有小于2.2dB的噪声指数(NF)。
6.如权利要求1所述的共栅极放大器，其特征在于，所述共栅极放大器能在宽带调谐频率范围上工作，且其中所述共栅极放大器贯穿所述宽带调谐频率范围具有小于2.2dB的噪声指数(NF)。
7.如权利要求1所述的共栅极放大器，其特征在于，所述正反馈晶体管所产生的噪声抵消所述输入晶体管所产生的噪声。
8.如权利要求1所述的共栅极放大器，其特征在于，进一步包括：
输入信号导体，所述输入信号导体耦合至所述输入晶体管的源极；以及
输出信号导体，所述输出信号导体耦合至所述可数字编程的储能电路负载，其中所述正反馈晶体管具有耦合至所述输出信号导体的漏极，其中所述正反馈晶体管具有耦合至所述输入信号导体的源极，且其中所述正反馈晶体管具有电容性耦合至所述输出信号导体的栅极。
9.如权利要求1所述的共栅极放大器，其特征在于，所述输入晶体管和所述正反馈晶体管两者均是N沟道场效应晶体管(NFET)。
10.一种共栅极低噪声放大器，包括：
第一输入信号导体；
第二输入信号导体；
第一输入支路，所述第一输入支路包括第一共源共栅晶体管和属于一导电性类型的第一输入晶体管，其中所述第一输入晶体管的栅极被电容性耦合至所述第二输入信号导体；
第二输入支路，所述第二输入支路包括第二共源共栅晶体管和属于所述导电性类型的第二输入晶体管，其中所述第二输入晶体管的栅极被电容性耦合至所述第一输入信号导体；
可数字编程的储能电路负载，所述可数字编程的储能电路负载具有耦合至所述第一共源共栅晶体管的漏极的第一引线，且具有耦合至所述第二共源共栅晶体管的漏极的第二引线；
属于所述导电性类型的第一正反馈晶体管，其中所述第一正反馈晶体管的栅极被电容性耦合至所述第一共源共栅晶体管的漏极，且其中所述第一正反馈晶体管的源极耦合至所述第一输入晶体管的源极；以及
属于所述导电性类型的第二正反馈晶体管，其中所述第二正反馈晶体管的栅极被电容性耦合至所述第二共源共栅晶体管的漏极，且其中所述第二正反馈晶体管的源极耦合至所述第二输入晶体管的源极。
11.如权利要求10所述的共栅极低噪声放大器，其特征在于，所述第一共源共栅晶体管具有耦合至所述第一输入晶体管的漏极的源极，且其中所述第二共源共栅晶体管具有耦合至所述第二输入晶体管的漏极的源极。
12.如权利要求10所述的共栅极低噪声放大器，其特征在于，所述第一共源共栅晶体管的漏极耦合至所述第一正反馈晶体管的漏极，且其中所述第二共源共栅晶体管的漏极耦合至所述第二正反馈晶体管的漏极。
13.如权利要求10所述的共栅极低噪声放大器，其特征在于，所述共栅极放大器具有输入阻抗，其中所述共栅极放大器接收控制所述可数字编程的储能电路负载的多位控制值，其中通过改变所述多位控制值所述输入阻抗能调谐成在宽带调谐频率范围上基本恒定，其中所述宽带调谐频率范围从频率下界延伸至频率上界，且其中所述频率上界是所述频率下界的至少一又三分之一倍。
14.如权利要求13所述的共栅极低噪声放大器，其特征在于，所述共栅极放大器贯穿所述宽带调谐频率范围具有小于2.2dB的噪声指数(NF)。
15.一种处理信号的方法，包括：
使用正反馈共栅极低噪声放大器PFCGLNA来放大信号，所述正反馈共栅极低噪声放大器具有属于相同导电性类型的正反馈晶体管和输入晶体管；以及
接收设置所述PFCGLNA的可数字编程的储能电路负载的电容的多位数字控制值，通过改变所述多位数字控制值所述PFCGLNA的输入阻抗能调谐成在宽带调谐频率范围上基本恒定，其中所述宽带调谐频率范围从频率下界延伸至频率上界，且其中所述频率上界是所述频率下界的至少一又三分之一倍。
16.如权利要求15所述的方法，其特征在于，所述PFCGLNA能在宽带调谐频率范围上工作，且其中所述PFCGLNA贯穿所述宽带调谐频率范围具有小于2.2dB的噪声指数(NF)。
17.如权利要求16所述的方法，其特征在于，所述PFCGLNA具有输入阻抗，其中所述输入阻抗能通过改变所述多位数字控制值来调谐。
18.如权利要求17所述的方法，其特征在于，所述正反馈晶体管所产生的噪声抵消所述输入晶体管所产生的噪声。
19.一种共栅极低噪声放大器，包括：
输入信号导体；以及
用于将接收到所述输入信号导体上的输入信号放大从而使得所述共栅极低噪声放大器贯穿宽带调谐频率范围具有小于2.2dB的噪声指数(NF)的装置，其中所述装置包括属于相同导电性类型的正反馈晶体管和输入晶体管以及耦合到所述输入晶体管的可数字编程的储能电路负载，其中所述宽带调谐频率范围从频率下界延伸至频率频率，其中所述频率上界是所述频率下界的至少一又三分之一倍，且其中通过改变多位数字控制值所述装置能调谐成贯穿所述宽带调谐频率范围具有基本恒定的输入阻抗。
20.如权利要求19所述的共栅极低噪声放大器，其特征在于，所述装置还用于使用正反馈晶体管所产生的噪声来抵消输入晶体管所产生的噪声。
21.如权利要求19所述的共栅极低噪声放大器，其特征在于，所述装置还用于接收用于设置可数字编程的储能电路负载的电容的多位数字控制信号。
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