CN112332781A - 一种基于变压器和互补共源共栅混合拓扑的宽带混频器 - Google Patents
一种基于变压器和互补共源共栅混合拓扑的宽带混频器 Download PDFInfo
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Abstract
本发明公开一种基于变压器和互补共源共栅混合拓扑的宽带混频器。提出的宽带混频器，其输入跨导级采用互补的共源共栅混合拓扑结构来增加有效跨导，与传统的共源或共栅输入跨导结构相比，它可以在相同的功耗下实现高转换增益和低噪声系数。混频器采用变压器来代替两个传统的平面螺旋电感，并巧妙地应用在共源共栅混合拓扑结构的MOS管源极，它可以节省芯片面积和实现宽带输入阻抗匹配。混频器的输入跨导级与本振开关级间采用交流耦合电容折叠连接，可以实现输入跨导级和本振开关级直流偏置电流的各自优化。提出的混频器具备宽带、高转换增益和低噪声特性，它适用于软件无线电或多标准射频接收机系统中。
Description
技术领域
本发明属于射频集成电路技术领域，具体涉及一种基于变压器和互补共源共栅混合拓扑的宽带混频器。
背景技术
在当前空间环境中，多种模式和多种标准的无线电波在空间中广泛共存，如3G/4G/5G、WLAN、Bluetooth、UWB、GPS、RFID等。
随着无线通信设备的迅速发展，能够兼容多种通信模式和标准的多标准收发机系统的研究变得越来越迫切，进而对其相应的收发机射频前端及其关键模块电路也提出了更高的设计要求。
收发机射频前端在本质上主要完成频率变换的功能，接收机射频前端将天线接收到的射频信号转换成基带信号，而发射机射频前端将基带信号转换成射频信号通过天线发射出去。
在多标准接收机射频前端中，混频器作为关键组成模块，它主要用来实现频率变换。由于多种通信标准共存，混频器需要满足宽带特性，即其工作频率范围要覆盖多种标准的频率。同时，转换增益、噪声系数、芯片面积、线性度和功耗等是混频器的关键参数，直接影响着整个接收机的性能。
混频器的噪声系数影响着接收机的灵敏度，线性度影响着接收机的动态范围，芯片面积影响着系统的设计成本，而转换增益也决定着混频器后级模块对系统性能的影响程度；特别注意的是在零中频接收机中，混频器输出的有用信号频率较低，因此1/f噪声对零中频接收机性能具有很重要的影响；另外，在深亚微米CMOS工艺下，混频器也要求越来越低的电源电压和功耗。
这些性能参数之间相互影响与相互制约，如何寻求一个折衷方案成为近年来混频器设计的难点。
在多标准射频接收机中，目前常用的宽带混频器主要分为有源吉尔伯特混频器和无源混频器两大类。有源吉尔伯特混频器由输入跨导级、开关级和输出负载级等纵向层叠构成，它有较好的转换增益、线性度和端口隔离度；但它的1/f噪声性能较差，同时其垂直的架构导致其电源电压和功耗较高。无源混频器由输入跨导级、开关级和跨阻放大器等横向级联构成，它可以减少MOS管堆叠层数，其开关级无直流电流，可以降低1/f噪声和改善线性度；但它需要很强的本振驱动功率，同时跨阻放大器大的寄生阻抗限制了频带宽度。
因而本发明的目的是设计新型宽带混频器拓扑结构，来同时满足宽频带、转换增益、噪声系数、功耗、线性度、芯片面积和端口隔离度等性能指标，以适应多标准射频接收机的性能要求。
发明内容
本发明所要解决的技术问题是提出一种基于变压器和互补共源共栅混合拓扑的宽带混频器，能提高转换增益并实现宽频带覆盖，能达到低噪声系数和减少芯片面积，能降低电源电压和功耗，提出的混频器可应用于软件无线电或多标准射频接收机系统中。
为解决上述技术问题，本发明提供的CMOS宽带混频器采用的技术方案如下：一种基于变压器和互补共源共栅混合拓扑的宽带混频器，其模块结构图如图1所示，包括依次连接的输入跨导级、本振开关级、输出负载级和缓冲单元电路等。
所述的输入跨导级连接射频信号源，它用于将输入射频电压信号Vin转换为射频电流信号iRF；如图2所示，输入跨导级采用互补的共源共栅混合拓扑来增加有效跨导，同时采用变压器来代替两个传统的平面螺旋电感，并巧妙地应用在共源共栅混合拓扑的MOS管源极以节省芯片面积和实现宽带输入阻抗匹配。
其中，互补共源共栅混合拓扑(由晶体管M1~M4和电容C1~C6等组成)，它既保留了共栅结构的宽带操作特性，又保留了共源结构的低噪声特性；可以看成是互补共源结构和互补共栅结构的一种有机组合。
如图3所示，一方面，正输入电压Vin+通过第一电容C1耦合到第一NMOS管M1的栅极和第三PMOS管M3的栅极，同时连接至“反馈电阻”Rf1，以上连接共同构成了互补共源放大结构；另一方面，正输入电压Vin+通过第五电容C5耦合到第二NMOS管M2的源极，并通过第三电容C3耦合到第四PMOS管M4的源极，连同“负载电阻”Rf2，以上连接共同构成了互补共栅放大结构。
由于互补共源放大结构产生负电压增益，而互补共栅放大结构产生正电压增益，在图3中，正输入电压Vin+通过输入跨导级在负输出节点(-)处产生负电压，在正输出节点(+)处产生正电压，从而正输入电压Vin+通过该互补共源共栅混合拓扑产生了一种差分输出电压。
类似地，该互补共源共栅混合拓扑对负输入电压Vin-也产生类似的相反差分输出电压；通过正输入电压Vin+和负输入电压Vin-的叠加，对于相同的输入电压源，相比单独的互补共源和互补共栅结构，互补共源共栅混合拓扑可以放大更多的电流信号，从而产生更小的输入阻抗和更大的电压增益，进而导致了更小的噪声系数。
其中，变压器T1和T2分别由电感LTAp和LTAs，LTBp和LTBs耦合而成；它巧妙地应用在互补共源共栅混合拓扑MOS管的源极，它用于提供互补共源共栅混合拓扑的直流偏置通路，同时谐振输入跨导级的输入寄生电容以实现宽带输入阻抗匹配；如图4所示为设计的变压器及其等效电路模型；变压器可以代替传统的平面螺旋电感，在增加有效电感量的同时，可以节省原始电感三分之二的芯片面积。
所述的本振开关级用于将射频电流iRF下变频转换为中频电流iIF；如图2所示，混频器本振开关级采用四个PMOS管的双平衡结构，与NMOS管构成的本振开关级相比，它可以进一步降低1/f噪声；本振开关级与输入跨导级间采用交流耦合电容折叠连接，它在减少MOS管堆叠层数的同时，可以实现本振开关级和输入跨导级直流偏置电流的各自优化，来进一步实现混频器的高转换增益和低1/f噪声。
所述的输出负载级和缓冲单元电路，如图2所示，用于将中频电流在负载电阻上得到中频输出电压，并通过缓冲单元电路的阻抗匹配变换输出至输出端口Vout。
附图说明
图1是发明的基于变压器和互补共源共栅混合拓扑的宽带混频器模块结构图。
图2是发明的基于变压器和互补共源共栅混合拓扑的宽带混频器电路原理图。
图3是本发明中设计的互补共源共栅混合拓扑结构。
图4是本发明中设计的变压器及其等效电路模型。
图5是本发明中宽带混频器的转换增益和噪声系数仿真图。
具体实施方式
下面将结合图2，对本发明的具体实施方式作进一步的详细说明，但不构成对本发明的任何限制。
在图2提出的宽带混频器电路原理图中，输入跨导级由变压器(T1和T2)和差分互补共源共栅混合拓扑组成；互补共源共栅混合拓扑结构(MOS管M1~M4和电容C1~C6)可以看成是互补共源结构和互补共栅结构的有机组合；其中输入射频电压信号的一路Vin+连接至第一电容C1、第三电容C3和第五电容C5的正极；第一电容C1的负极连接第一NMOS管M1的栅极和第三PMOS管M3的栅极，同时连接至第一反馈电阻Rf1的正极；第三电容C3的负极连接第四PMOS管M4的源极，并连接至第二变压器T2中电感LTBp的正极；第五电容C5的负极连接第二NMOS管M2的源极，并连接至第二变压器T2中电感LTBs的正极。
输入射频电压信号的另一路Vin-连接至第二电容C2、第四电容C4和第六电容C6的正极；第二电容C2的负极连接第二NMOS管M2的栅极和第四PMOS管M4的栅极，同时连接至第二反馈电阻Rf2的正极；第四电容C4的负极连接第三PMOS管M3的源极，并连接至第一变压器T1中电感LTAp的正极；第六电容C6的负极连接第一NMOS管M1的源极，并连接至第一变压器T1中电感LTAs的正极。
第一变压器T1中电感LTAp的负极连接电源VDD，电感LTAs的负极连接GND；第二变压器T2中电感LTBp的负极连接电源VDD，电感LTBs的负极连接GND；第一NMOS管M1的漏极与第三PMOS管M3的漏极共同连接至第一反馈电阻Rf1的负极，并相连至第七耦合电容C7的正极；第二NMOS管M2的漏极与第四PMOS管M4的漏极共同连接至第二反馈电阻Rf2的负极，并相连至第八耦合电容C8的正极。
本振开关级与输入跨导级间采用交流耦合电容(第七耦合电容C7和第八耦合电容C8)折叠连接，本振开关级由四个PMOS管(第五PMOS管M5至第八PMOS管M8)通过双平衡结构连接而成；第五PMOS管M5与第六PMOS管M6的源极相连，并连接至第七耦合电容C7的负极和差分电感L1的负极；第七PMOS管M7与第八PMOS管M8的源极相连，并连接至第八耦合电容C8的负极和差分电感L1的正极；差分电感L1的公共端连接至电源VDD；输入差分本振信号的一端VLO+与第五PMOS管M5与第八PMOS管M8的栅极相连，并连接至第二偏置电阻Rb2的正极，第二偏置电阻Rb2的负极与偏置电压Vb2相连；输入差分本振信号的另一端VLO-与第六PMOS管M6与第七PMOS管M7的栅极相连，并连接至第一偏置电阻Rb1的正极，第一偏置电阻Rb1的负极与偏置电压Vb1相连；第五PMOS管M5与第七PMOS管M7的漏极相连，并连接至输出负载级电阻RL1的正极；第六PMOS管M6与第八PMOS管M8的漏极相连，并连接至输出负载级电阻RL2的正极。
输出负载级和缓冲单元电路通过耦合电容(第九耦合电容C9和第十耦合电容C10)相连，输出负载级电阻RL1的正极与耦合电容C9的正极相连，输出负载级电阻RL1的负极连接至GND；输出负载级电阻RL2的正极与耦合电容C10的正极相连，输出负载级电阻RL2的负极连接至GND；耦合电容C9的负极与第九NMOS管的栅极相连，并连接至第三偏置电阻Rb3的正极；第九NMOS管的漏极与第三偏置电阻Rb3的负极相连，并连接至电源VDD；第九NMOS管的源极与第十NMOS管的漏极相连，并连接至输出电容C11的正极；第十NMOS管的栅极连接偏置电压Vb3，第十NMOS管的源极连接GND；输出电容C11的负极连接至输出电压的一端Vout+；耦合电容C10的负极与第十一NMOS管的栅极相连，并连接至第四偏置电阻Rb4的正极；第十一NMOS管的漏极与第四偏置电阻Rb4的负极相连，并连接至电源VDD；第十一NMOS管的源极与第十二NMOS管的漏极相连，并连接至输出电容C12的正极；第十二NMOS管的栅极连接偏置电压Vb4，第十二NMOS管的源极连接GND；输出电容C12的负极连接至输出电压的另一端Vout-。
如图5所示为本发明的宽带混频器转换增益和噪声系数的仿真结果，从图中可以看出，在3~7 GHz频率范围内，该混频器的转换增益为12.2~17.9 dB，噪声系数为2.6~6.1dB。
以上通过具体实施例对本发明进行了详细的说明，但这些并非构成对本发明的限制。凡在本发明的精神和原则范围内所作的各种等价形式的修改，均应包含在本发明的保护范围之内。
Claims (4)
1.一种基于变压器和互补共源共栅混合拓扑的宽带混频器，包括依次连接的输入跨导级、本振开关级、输出负载级和缓冲单元电路，其特征在于，所述输入跨导级包括混合拓扑结构；
其中，所述混合拓扑结构用于使正输入电压Vin+在负输出节点(-)处产生负电压，在正输出节点(+)处产生正电压，从而正输入电压Vin+通过该混合拓扑结构产生了一种差分输出电压；同时使负输入电压Vin-产生类似的相反差分输出电压；以及对正输入电压Vin+和负输入电压Vin-分别产生的差分输出电压进行叠加放大。
2.根据权利要求1所述的宽带混频器，其特征在于，所述混合拓扑结构采用互补共源共栅混合拓扑结构；互补共源共栅混合拓扑结构由MOS管M1~M4和电容C1~C6等构成，它是互补共源结构和互补共栅结构的有机组合；包括：
输入射频电压信号的一路Vin+连接至第一电容C1、第三电容C3和第五电容C5的正极；第一电容C1的负极连接第一NMOS管M1的栅极和第三PMOS管M3的栅极，同时连接至第一反馈电阻Rf1的正极；第三电容C3的负极连接第四PMOS管M4的源极；第五电容C5的负极连接第二NMOS管M2的源极；作为所述负输出节点(-)的第一反馈电阻Rf1的负极连接第一NMOS管M1的漏极和第三PMOS管M3的漏极，并相连至第七耦合电容C7的正极；
输入射频电压信号的另一路Vin-连接至第二电容C2、第四电容C4和第六电容C6的正极；第二电容C2的负极连接第二NMOS管M2的栅极和第四PMOS管M4的栅极，同时连接至第二反馈电阻Rf2的正极；第四电容C4的负极连接第三PMOS管M3的源极；第六电容C6的负极连接第一NMOS管M1的源极；作为所述正输出节点(+)的第二反馈电阻Rf2的负极连接第二NMOS管M2的漏极和第四PMOS管M4的漏极，并相连至第八耦合电容C8的正极。
3.根据权利要求2所述的宽带混频器，其特征在于，所述输入跨导级还包括由电感LTAp和LTAs耦合而成的第一变压器T1，以及由电感LTBp和LTBs耦合而成的第二变压器T2；
第一变压器T1中电感LTAs的正极连接第一NMOS管M1的源极和第六电容C6的负极；电感LTAs的负极连接GND；第一变压器T1中电感LTAp的正极连接第三PMOS管M3的源极和第四电容C4的负极，电感LTAp的负极连接电源VDD；
第二变压器T2中电感LTBs的正极连接第二NMOS管M2的源极和第五电容C5的负极，电感LTBs的负极连接GND；第二变压器T2中电感LTBp的正极连接第四PMOS管M4的源极和第三电容C3的负极，电感LTBp的负极连接电源VDD。
4.根据权利要求1至3任一所述的宽带混频器，其特征在于，所述的本振开关级与输入跨导级间采用交流耦合电容(C7和C8)折叠连接，本振开关级采用四个PMOS管(M5~M8)的双平衡结构；所述的输出负载级和缓冲单元电路通过耦合电容(C9和C10)相连；具体包括：
第五PMOS管M5与第六PMOS管M6的源极相连，并连接至第七耦合电容C7的负极和差分电感L1的负极；第七PMOS管M7与第八PMOS管M8的源极相连，并连接至第八耦合电容C8的负极和差分电感L1的正极；差分电感L1的公共端连接至电源VDD；输入差分本振信号的一端VLO+与第五PMOS管M5与第八PMOS管M8的栅极相连，并连接至第二偏置电阻Rb2的正极，第二偏置电阻Rb2的负极与偏置电压Vb2相连；输入差分本振信号的另一端VLO-与第六PMOS管M6与第七PMOS管M7的栅极相连，并连接至第一偏置电阻Rb1的正极，第一偏置电阻Rb1的负极与偏置电压Vb1相连；第五PMOS管M5与第七PMOS管M7的漏极相连，并连接至输出负载级电阻RL1的正极；第六PMOS管M6与第八PMOS管M8的漏极相连，并连接至输出负载级电阻RL2的正极；
输出负载级电阻RL1的正极与耦合电容C9的正极相连，输出负载级电阻RL1的负极连接至GND；输出负载级电阻RL2的正极与耦合电容C10的正极相连，输出负载级电阻RL2的负极连接至GND；耦合电容C9的负极与第九NMOS管的栅极相连，并连接至第三偏置电阻Rb3的正极；第九NMOS管的漏极与第三偏置电阻Rb3的负极相连，并连接至电源VDD；第九NMOS管的源极与第十NMOS管的漏极相连，并连接至输出电容C11的正极；第十NMOS管的栅极连接偏置电压Vb3，第十NMOS管的源极连接GND；输出电容C11的负极连接至输出电压的一端Vout+；耦合电容C10的负极与第十一NMOS管的栅极相连，并连接至第四偏置电阻Rb4的正极；第十一NMOS管的漏极与第四偏置电阻Rb4的负极相连，并连接至电源VDD；第十一NMOS管的源极与第十二NMOS管的漏极相连，并连接至输出电容C12的正极；第十二NMOS管的栅极连接偏置电压Vb4，第十二NMOS管的源极连接GND；输出电容C12的负极连接至输出电压的另一端Vout-。
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
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| PB01 | Publication | ||
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| SE01 | Entry into force of request for substantive examination | ||
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| GR01 | Patent grant | ||
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| TR01 | Transfer of patent right |
Effective date of registration: 20230531 Address after: Room 115, Building 11, Suxin, No. 2555 Taidong Road, Huangdai Town, Xiangcheng District, Suzhou City, Jiangsu Province, 215100 Patentee after: Lingliang (Suzhou) Technology Co.,Ltd. Address before: 410081 No. 36, Mount Lu, Changsha, Hunan, Yuelu District Patentee before: HUNAN NORMAL University |
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| TR01 | Transfer of patent right |