KR102353772B1 - 디지털 제어 신호에 따라 서브-하모닉 모드 및 이중-평형 모드를 선택적으로 지원하는 주파수 혼합기 - Google Patents

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Abstract

본 발명은 스위치 소자들로 이루어지는 단일의 주파수 혼합부가 기본적으로 서브-하모닉믹서로 동작하다가 일부 스위치 소자에 DC전압을 인가하거나 스위치 소자에 입력되는 국부발진신호의 위상을 변경함으로써 이중-평형 믹서로 동작하는 주파수 혼합부에 관한 것이다. 본 발명은 고정된 LO 주파수를 사용하며, 동일한 하드웨어 기반으로 2*LO 주파수 변환하는 서브-하모닉 믹서 및 LO 주파수 변환하는 이중-평형 믹서의 동작을 선택적으로 수행하는 주파수 혼합기를 도입함으로써, PLL(Phase-Locked Loop)의 정착시간을 생략하여 빠른 스펙트럼 분석 시간을 가지며, 주파수 채널 경로를 줄여 수신기의 복잡도를 감소시킬 수 있는 효과가 있다. 또한, 본 발명은 1단의 병렬 형태로 구성되는 서브-하모닉 주파수 혼합기를 통해 선택적으로 서브-하모닉 믹서와 이중-평형 믹서를 지원하는 2단으로 구성된 주파수 혼합기에서 LO 주파수의 홀수 고조파에 의해 발생하는 RF feedthrough 문제를 해결할 수 있다.

Description

디지털 제어 신호에 따라 서브-하모닉 모드 및 이중-평형 모드를 선택적으로 지원하는 주파수 혼합기{FREQUENCY MIXER FOR SELECTIVE SUPPORT OF SUB-HARMONIC MODE AND DOUBLE-BALANCED MODE ACCORDING TO DIGITAL CONTROL SIGNAL}
본 발명은 디지털 제어 신호에 따라 서브-하모닉 모드 및 이중-평형 모드를 선택적으로 지원하는 주파수 혼합기에 관한 것으로, 보다 상세하게는 스위치 소자들로 이루어지는 단일의 주파수 혼합부가 기본적으로 서브-하모닉믹서로 동작하다가 일부 스위치 소자에 DC전압을 인가하거나 스위치 소자에 입력되는 국부발진신호의 위상을 변경함으로써 이중-평형 믹서로 동작하는 주파수 혼합부에 관한 것이다.
음성은 수kHz 정도, 영상이나 데이터 같은 경우는 수~수십MHz 정도의 주파수를 갖는다. 하지만 모두 동일한 주파수대역에서 정보를 교환하려면, 혼선 등이 발생됨에 따라 신호주파수를 서로 다른 고주파로 변환해서 송수신하는 방식을 사용한다. 고주파를 중간주파수인 IF와 실제 사용되는 반송파(carrier)주파수로 변환하기 위해 주파수 혼합기(Mixer)를 사용하며, RF 수신단에서 주파수 혼합기(Mixer)는 LNA (Low Noise Amplifier) 다음 단에 위치하고, 수신된 고주파를 저주파로 변환하는 역할을 한다. 이중-평형 믹서의 경우 RF 주파수를 믹서에 인가된 LO (Local Oscillator) 주파수만큼 하향 변환시키고, 서브-하모닉 믹서의 경우 RF 주파수를 믹서에 인가된 LO 주파수의 2배만큼 하향 변환시킨다.
한편, IoT 센서 노드의 개수가 해마다 급격히 증가할 것으로 예측되고, 이로 인해 수많은 노드로부터 무선 통신 트래픽이 급격히 증가할 것으로 전망된다. 이러한 무선 통신 트래픽을 효율적으로 관리하기 위해서는 수신단에서 빠르고 정확한 스펙트럼 검출 기능이 필요하다.
종래의 LO 주파수를 가변시키면서 스펙트럼을 분석하는 수신기 구조에서는 LO 주파수를 가변시킬 때마다 PLL (Phase-locked Loop) 의 정착시간이 필요하므로 스펙트럼 분석 시간이 오래 걸린다는 단점이 있다.
이에 미국 등록특허 8,120,591호(이하 '선행문헌'이라 칭함)는 노이즈의 스펙트럼 분석을 수행하고 저잡음 자극 주파수를 식별하는데 다수의 디지털 믹서를 사용한다. 선행문헌은 서로 다른 LO 주파수를 사용함으로써 송신기에서는 LO 주파수 제거 특성을 향상시키고 수신기에서는 고주파 성분에 따른 성능 열화를 최소화시켜서 전체 통신 시스템의 성능을 향상시킬 수 있다. 하지만 서로 다른 감지 채널을 통해 신호를 수신하며, 각각의 채널에는 믹서가 포함되는 구조로서 하드웨어 복잡도가 증가되는 문제점이 발생된다.
미국 등록특허 8,120,591호(발명의 명칭 : DETECTION OF LOW NOISE FREQUENCIES FOR MULTIPLE FREQUENCY SENSOR PANEL STIMULATION, 등록일 : 2012.02.21)
본 발명은 스펙트럼 분석 속도와 정확성 및 하드웨어의 복잡도의 문제를 해결하기 위해 고정된 LO 주파수를 사용하며, 동일한 하드웨어 기반으로 2*LO 주파수 변환하는 서브-하모닉 믹서 및 LO 주파수 변환하는 이중-평형 믹서의 동작을 선택적으로 수행하는 주파수 혼합기를 도입하는 데 그 목적이 있다.
또한, 본 발명은 선택적으로 서브-하모닉 믹서와 이중-평형 믹서를 지원하는 2단으로 구성된 주파수 혼합기에서 LO 주파수의 홀수 고조파에 의해 발생하는 RF feedthrough를 보완하기 위해 1단의 병렬 형태로 구성되는 서브-하모닉 주파수 혼합기를 제공하는 데 그 목적이 있다.
본 발명에 따른 디지털 제어 신호에 따라 서브-하모닉 모드 및 이중-평형 모드를 선택적으로 지원하는 주파수 혼합기는 두 개의 트랜지스터 쌍으로 이루어지는 스위치 소자와 또 다른 스위치 소자가 상호 병렬로 연결되어, 상기 스위치 소자 및 상기 또 다른 스위치 소자의 소스 단자에는 고주파 신호(RF+)와 차동 고주파 신호(RF-)가 각 입력되며, 상기 스위치 소자 및 상기 또 다른 스위치 소자의 각 게이트 단자에는 차동 위상을 가지는 국부발진신호가 입력되는 제1 스위칭 단과 상기 제1 스위칭 단과 동일한 구성을 가지되, 상기 제1 스위칭 단에 입력되는 상기 국부발진신호와 90도의 위상차를 가지는 또 다른 국부발진신호가 입력되며, 상기 제1 스위칭 단과 직렬로 연결되는 제2 스위칭 단;으로 구성되어 서브-하모닉 믹서 구조로 이루어진다.
본 발명에 따른 디지털 제어 신호에 따라 서브-하모닉 모드 및 이중-평형 모드를 선택적으로 지원하는 주파수 혼합기는 상기 국부발진신호 또는 또 다른 국부발진신호 중 어느 하나에 DC전압을 인가시켜 상기 제1 스위칭 단 또는 제2 스위칭 단이 정적 턴-온 또는 턴-오프되어 상기 서브-하모닉 믹서의 동작이 이중-평형 믹서로 동작된다.
본 발명에 따른 디지털 제어 신호에 따라 서브-하모닉 모드 및 이중-평형 모드를 선택적으로 지원하는 주파수 혼합기는 상기 제1 스위칭 단 및 제2 스위칭 단 사이에 DC전압을 차단시키기 위한 DC차단 커패시터가 연결된다.
본 발명에 따른 디지털 제어 신호에 따라 서브-하모닉 모드 및 이중-평형 모드를 선택적으로 지원하는 주파수 혼합기는 두 개의 트랜지스터 쌍으로 이루어지는 스위치 소자와 또 다른 스위치 소자가 상호 병렬로 연결되어, 상기 스위치 소자와 또 다른 스위치 소자의 소스 단자에는 고주파 신호(RF+)가 각 입력되며, 상기 스위치 소자의 게이트 단자에 차동 국부발진신호가 입력되고, 상기 또 다른 스위치 소자의 게이트 단자에는 상기 차동 국부발진신호와 90도 위상차이를 가지는 또 다른 국부발진신호가 입력되는 제1 스위칭 단과 상기 제1 스위칭 단과 동일한 구성을 가지되, 상기 스위치 소자와 또 다른 스위치 소자의 소스 단자에는 차동 고주파 신호(RF-)가 입력되며, 상기 제1 스위칭 단에 인가되는 상기 차동 국부발진신호와 90도의 위상 차이를 갖는 또 다른 차동 국부발진신호들이 게이트 단자에 입력되고, 상기 제1 스위칭 단과 병렬로 연결되는 제2 스위칭 단;으로 구성되어 서브-하모닉 믹서 구조로 이루어진다.
본 발명에 따른 디지털 제어 신호에 따라 서브-하모닉 모드 및 이중-평형 모드를 선택적으로 지원하는 주파수 혼합기는 이중-평형 믹서 동작으로의 변경을 위해 디지털 제어 신호에 따라, 상기 제1 스위칭 단의 스위치 소자의 게이트 단자에 90도 위상차를 갖는 국부발진신호가 입력되고, 상기 제1 스위칭 단의 또 다른 스위치 소자의 게이트 단자에는 상기 국부발진신호와 180도 위상차를 갖는 또 다른 국부발진신호가 입력되며, 상기 제2 스위칭 단의 스위치 소자들의 게이트 단자에는 상기 제1 스위칭 단의 국부발진신호들과 180도 위상차를 가지는 국부발진신호가 입력되는 구성으로 가변시킨다.
본 발명에 따른 디지털 제어 신호에 따라 서브-하모닉 모드 및 이중-평형 모드를 선택적으로 지원하는 주파수 혼합기에 광대역 저잡음 증폭기 및 가변 대역 튜너블 필터를 사용한다.
본 발명은 고정된 LO 주파수를 사용하며, 동일한 하드웨어 기반으로 2*LO 주파수 변환하는 서브-하모닉 믹서 및 LO 주파수 변환하는 이중-평형 믹서의 동작을 선택적으로 수행하는 주파수 혼합기를 도입함으로써, PLL(Phase-Locked Loop)의 정착시간을 생략하여 빠른 스펙트럼 분석 시간을 가지며, 주파수 채널 경로를 줄여 수신기의 복잡도를 감소시킬 수 있는 효과가 있다.
또한, 본 발명은 1단의 병렬 형태로 구성되는 서브-하모닉 주파수 혼합기를 통해 선택적으로 서브-하모닉 믹서와 이중-평형 믹서를 지원하는 2단으로 구성된 주파수 혼합기에서 LO 주파수의 홀수 고조파에 의해 발생하는 RF feedthrough 문제를 해결할 수 있다.
도 1은 본 발명에 따른 스펙트럼을 분석하는 수신기의 구성도이다.
도 2는 본 발명에 따른 스펙트럼 분석 수신기의 동작 원리를 보여주는 도면이다.
도 3은 본 발명에 따른 2단 구성으로 이루어지는 제1믹서의 회로도와 입력되는 국부발진신호(Local Oscillator Square wave)를 나타내는 도면이다.
도 4는 본 발명에 따른 2단으로 구성된 제1믹서가 서브-하모닉 믹서 또는 이중-평형 믹서로 동작될 때의 스위치 상태를 나타내는 도면이다.
도 5는 본 발명에 따른 1단 구성으로 이루어지는 제2믹서의 회로도와 입력되는 국부발진신호(Local Oscillator Square wave)를 나타낸다.
도 6은 본 발명에 따른 1단으로 구성된 제2믹서가 서브-하모닉 믹서 또는 이중-평형 믹서로 동작될 때의 스위치 상태를 나타내는 도면이다.
이하, 본 발명의 바람직한 실시 예에 대하여 첨부된 도면을 참조하여 상세히 설명하기로 한다. 본 발명의 실시 예를 설명함에 있어서 관련된 공지 기술에 대한 구체적인 설명이 본 발명의 요지를 불필요하게 흐릴 수 있다고 판단되는 경우에 그 상세한 설명을 생략하기로 한다.
도 1은 본 발명에 따른 스펙트럼을 분석하는 수신기의 구성도이다. 도 1을 참조하면, 고정된 LO 주파수를 나누고, 이중-평형 모드 및 서브-하모닉 모드를 선택적으로 지원하는 주파수 혼합기에 나뉜 주파수를 인가하여 주파수 상에서 연속적으로 분포하는 복수의 대역을 같은 Zero-IF 주파수에 위치하게끔 만들고 단일 ADC를 통해 스펙트럼을 검출한다. 본 발명에서 제안하는 단일 주파수 혼합기로부터 디지털 제어 신호에 따라 이중-평형 믹서(Double-balanced Mixer; DBM)의 동작과 서브-하모닉 믹서(Sub-harmonic Mixer; SHM) 중 어느 하나로 동작을 선택적으로 수행할 수 있다.
도 1의 스펙트럼 분석 수신기는 세 가지 모드를 가지는 서브-하모닉 주파수 혼합기(통과 모드, LO주파수 변환 모드, 2*LO주파수 변환 모드)와 두 가지 모드(통과 모드, LO주파수 변환 모드)를 가지는 하모닉 제거 주파수 혼합기를 적용시켜 주파수 채널화 기능을 갖는다.
도 2는 본 발명에 따른 스펙트럼 분석 수신기의 동작 원리를 보여주는 도면이다. 주파수 대역은 50~150MHz, 150~250MHz, 250~350MHz, 350~450MHz, 450~550MHz, 550~650MHz, 650~750MHz로 분리되며, 각 입력에 따라 주파수 혼합기는 바이패스, 2fLO(서브-하모닉 믹서), fLO(이중-평형 믹서)변환을 선택적으로 수행한다. 주파수 혼합기는 2단 구성 또는 1단 구성으로 구성될 수 있으며, 편의상 2단 구성은 제1믹서, 1단 구성은 제2믹서로 지칭한다.
[제1믹서 - 2단구성]
도 3은 본 발명에 따른 2단 구성으로 이루어지는 제1믹서의 회로도와 입력되는 국부발진신호(Local Oscillator Square wave)를 나타낸다. 도 3을 참조하면, 제1믹서는 2단으로 구성되며, 각 단은 4개의 트랜지스터로 구성된다. 편의상 제1트랜지스터는 M1, 제2트랜지스터는 M2, 제3트랜지스터는 M3, 제4트랜지스터는 M4, 제5트랜지스터는 M5, 제6트랜지스터는 M6, 제7트랜지스터는 M7, 제8트랜지스터는 M8로 지칭한다. 또한, 연결된 트랜지스터 M1/M2, M3/M4, M5/M6, M7/M8은 한 쌍의 스위치 소자로 지칭한다. M1/M2와 M3/M4의 스위치 소자의 소스 단자에는 각각 고주파 신호(RF+)와 차동 고주파 신호(RF-)가 입력된다.
M1/M2, M3/M4의 스위치 소자로 이루어진 단은 제1 스위칭 단, M5/M6, M7/M8의 스위치 소자로 이루어진 단은 제2 스위칭 단이 되며, 제1 스위칭 단과 제2 스위칭 단은 직렬로 연결된다.
제1 스위칭 단의 구비된 각각의 스위치 소자에는 차동 위상을 가지는 국부발진신호(LO)가 입력된다. 도 2를 참조하면, 제1 스위칭 단에 구비된 M1/M2 스위치 소자의 게이트 단자에는 180°, 0°의 국부발진신호가 각 입력되며, M3/M4 스위치 소자의 게이트 단자에는 0°, 180°의 국부발진신호가 각 입력된다.
제2 스위칭 단은 제1 스위칭 단과 동일한 구성으로 이루어지되, 제1 스위칭 단에 입력되는 국부발진신호와 90°의 위상차를 가지는 또 다른 국부발진신호가 입력된다. 따라서 제2 스위칭 단에 구비된 M5/M6 스위치 소자의 게이트 단자에는 180°, 0°와 90°의 위상차를 가지는 270°, 90°의 국부발진신호가 각 입력되며, M7/M8 스위치 소자의 게이트 단자에는 0°, 180°와 90°의 위상차를 가지는 90°, 270의 국부발진신호가 각 입력된다.
제1 스위칭 단 및 제2 스위칭 단에 국부발진신호(0°, 90°, 180°, 270°; 검은색 실선)가 인가되면, IF 차동 출력에서 유효 2*LO 주파수를 갖는 사각파가 RF주파수에 곱해지는 형태의 서브-하모닉 믹서로 동작한다. 여기서 제1 스위칭 단 및 제2 스위칭 단에 입력되는 국부발진신호(0°, 90°, 180°, 270°)는 50%의 Duty-cycle을 갖는 사각파이다. 상기의 동작을 수식으로 나타내면 아래의 수학식 1과 같다.
[수학식 1]
Figure 112019051759438-pat00001
여기서 S(t)는 국부발진신호 주파수에 대한 주기 T를 4개의 구간으로 나눈 것이며, 각 구간은 시간 축에서 T/4의 차이를 갖는다. 따라서 T/4 = 90°, 2T/4 = 180°, 3T/4 = 270°의 위상에 해당한다. 이 경우에 LO 0°의 구간에서는 HIGH, LO 90°의 구간에서 LOW, LO 180°의 구간에서 HIGH, LO 270°의 구간에서 LOW가 된다. 이와 같이, LO 주파수에 대한 주기 T 동안에 HIGH, LOW가 2번 반복되는 형태(1, -1, 1, -1)로, 유효 주파수는 2*LO를 가지게 된다.
한편, 위의 수학식 1의 사각파는 푸리에 시리즈로 전개하면 아래의 수학식 2로 표현될 수 있다.
[수학식 2]
Figure 112019051759438-pat00002
위의 수학식 2는 결과적으로 아래의 수학식 3과 같이, IF의 차동 출력에서 입력 RF 주파수 대비 2배의 LO 주파수만큼 하향 변환되는 효과를 가진다.
[수학식 3]
Figure 112019051759438-pat00003
도 3을 참조하면, 제1 스위칭 단의 M1와 M4에는 LO 180°, M2와 M3에는 LO 0°가 인가되며, 제2 스위칭 단의 M6과 M7에는 90°, M5와 M8에는 270°의 국부발진신호가 인가된다.
여기서 LO 0°의 국부발진신호 대신 양의 공급 전압(+VDD)이 인가(검은색 점선)되면, M2/M3는 턴-온(Turn-on)되며, LO 180°의 국부발진신호 대신 접지 전압(GND)이 인가(검은색 점선)되면, 트랜지스터 M1/M4는 턴-오프(Turn-off)된다. 즉, 제1 스위칭 단에서 M2와 M3만 턴-온(Turn-on)되어 RF신호가 그대로 통과하는 바이패스(Bypass) 형태가 됨으로써, 제2 스위칭 단(M5~M8)에서만 주파수 변환이 이루어진다.
반대로, LO 90°의 국부발진신호 대신 양의 공급 전압(+VDD)이 인가되면, M6/M7는 턴-온(Turn-on)되며, LO 270°의 국부발진신호 대신 접지 전압(GND)이 인가되면, M5/M8은 턴-오프(Turn-off)된다. 즉, 제2 스위칭 단에서 M6와 M7만 턴-온(Turn-on)되어 RF신호가 그대로 통과하는 바이패스(Bypass) 형태가 됨으로써, 제1 스위칭 단(M1~M4)에서만 주파수 변환이 이루어진다.
하지만 주파수 혼합기의 IF 출력 단자의 DC 동작점은 후단에 배치되는 저주파 증폭기의 공급 전압의 반절에 해당하는 VDD/2로 결정된다. 이로 인해 사각파 대신에 +VDD를 인가하여도 두 번째 단을 완전히 턴-온 상태로 만들기는 어렵다는 문제점이 발생한다. 따라서 DC 차단 커패시터를 통해 주파수 혼합기의 RF 입력 단자의 DC 동작점을 GND로 만들어 첫 번째 단에서 주파수 변환 모드를 선택하고, 주파수 변환은 두 번째 단에서 이루어지는 방식이 더 효율적이다. 상기의 내용은 아래의 수학식 4로 표현된다.
[수학식 4]
Figure 112019051759438-pat00004
수학식 4의 사각파는 푸리에 시리즈로 전개하여 정리하면 아래의 수학식 5와 같이 표현될 수 있다.
[수학식 5]
Figure 112019051759438-pat00005
결과적으로 수학식 5와 같이, IF의 차동 출력은 입력 RF 주파수에서 LO 주파수만큼 하향 변환되는 효과를 가진다.
즉, 2단으로 이루어진 제1믹서는 제1 스위칭 단에서 LO 주파수 변환이 일어나고, 제2스위칭 단에서 LO 주파수 변환이 한번 더 일어남으로써, 2*LO의 주파수 변환이 발생되는 구조이다.
도 4는 본 발명에 따른 2단으로 구성된 제1믹서가 서브-하모닉 믹서 또는 이중-평형 믹서로 동작될 때의 스위치 상태를 나타내는 도면이다. 이하 도 4를 통해 제1믹서의 동작 및 문제점에 대해 자세히 설명하도록 한다.
도 4의 (a)를 참조하면, Sel이 LOW 일 때, 트랜스미션 스위치(transmission switch)는 켜지고, PMOS, NMOS 스위치는 꺼진다. 따라서 제1 스위칭 단의 M1/M4에는 LO 180°의 사각파가 인가되며, M2/M3에는 LO 0°의 사각파가 인가됨으로써, 서브-하모닉 믹서로 동작된다.
반면 도 4의 (b)를 참조하면, Sel이 HIGH 일 때, PMOS, NMOS 스위치만 켜짐으로써 제1 스위칭 단의 M1/M4는 턴-오프 되고, M2/M3는 턴-온된다. 따라서 제1 스위칭 단은 RF 주파수가 변환 없이 단순히 통과되는 바이패스 형태(통과모드)로 동작하고, 제2 스위칭 단에서만 LO 주파수 변환이 발생하여 이중-평형 믹서로 동작된다.
한편, 제1믹서는 제1 스위칭 단과 제2 스위칭 단의 2단으로 구성됨에 따라 RF feedthrough가 발생되는 문제점이 있다. 예를 들어 RF 주파수가 제1 스위칭 단에서 -LO 주파수만큼 변환되고, 변환된 주파수가 제2 스위칭 단에서 +LO 주파수만큼 변환되면, 결과적으로 IF 출력에서 RF주파수가 나타나는 문제가 발생한다. 이 문제는 홀수 차수 고조파 성분을 억제시킬 수 있는 하모닉 제거 기능을 통해 개선할 수 있지만, 더 많은 주파수 혼합기가 사용되어야 하는 기회비용이 따른다. 보다 효율적으로 이러한 문제점을 보완하기 위해 본 발명은 1단으로 구성되는 제2믹서를 제안한다.
[제2믹서 - 1단 구성]
도 5는 본 발명에 따른 1단 구성으로 이루어지는 제2믹서의 회로도와, 입력되는 국부발진신호(Local Oscillator Square wave)를 나타낸다. 도 5를 참조하면, 제2믹서는 1단으로 구성되며, 총 8개의 트랜지스터로 구성된다. 편의상 제1트랜지스터는 M1, 제2트랜지스터는 M2, 제3트랜지스터는 M3, 제4트랜지스터는 M4, 제5트랜지스터는 M5, 제6트랜지스터는 M6, 제7트랜지스터는 M7, 제8트랜지스터는 M8로 지칭한다. 또한, 연결된 트랜지스터 M1/M2, M3/M4, M5/M6, M7/M8은 한 쌍의 스위치 소자로 지칭한다.
M1/M2와 M7/M8의 스위치 소자로 이루어진 단은 제1 스위칭 단, M3/M4, M5/M6의 스위치 소자로 이루어진 단은 제2 스위칭 단이 된다. 제1 스위칭 단에 구비된 M1/M2와 M7/M8의 스위치 소자는 상호 병렬로 연결되며, 각 스위치 소자의 소스 단자에는 동일한 고주파 신호(RF+)가 입력된다. 또한, 제2 스위칭 단에 구비된 M3/M4와 M5/M6의 스위치 소자는 상호 병렬로 연결되며, 각 스위치 소자의 소스 단자에는 고주파 신호(RF+)의 차동 고주파 신호(RF-)가 입력된다.
제1 스위칭 단의 구비된 각각의 스위치 소자에는 차동 위상을 가지는 국부발진신호(LO)가 입력된다. 도 5를 참조하면, 제1 스위칭 단에 구비된 M1/M2 스위치 소자의 게이트 단자에는 0°, 180°의 국부발진신호가 각 입력되며, M7/M8 스위치 소자의 게이트 단자에는 90°, 270°의 국부발진신호가 각 입력된다.
제2 스위칭 단은 제1 스위칭 단과 동일한 구성으로 이루어지되, 제1 스위칭 단에 입력되는 국부발진신호와 90°의 위상차를 가지는 또 다른 국부발진신호가 입력된다. 도 4를 참조하면, 제2 스위칭 단에 구비된 M3/M4 스위치 소자의 게이트 단자에는 0°, 180°와 90°의 위상차를 가지는 90°, 270°의 국부발진신호가 각 입력되며, M5/M6 스위치 소자의 게이트 단자에는 90°, 270°와 90°의 위상 차이를 가지는 0°, 180°의 국부발진신호가 각 입력된다. 상기 기술된 것처럼 국부발진신호가 인가되었을 때, 서브-하모닉 믹서로 동작한다.
한편, 서브-하모닉 믹서로 동작될 때 제1 스위칭 단 및 제2 스위칭 단에 인가되는 90° 및 180°의 국부발진신호를 교차변경하여 인가시키면, 이중-평형 믹서로 동작된다.
따라서 이중-평형 믹서로 동작시키기 위해서는 제1 스위칭 단에 구비된 M1/M2 스위치 소자의 게이트 단자에 입력되는 180°의 국부발진신호를 90°로, M7/M8 스위치 소자의 게이트 단자에 입력되는 90°의 국부발진신호를 180°로 교차변경한다. 또한, 제2 스위치 단에 구비된 M3/M4 스위치 소자의 게이트 단자에 입력되는 90°의 국부발진신호를 180°로, M5/M6 스위치 소자의 게이트 단자에 입력되는 180°의 국부발진신호를 90°로 교차변경한다.
즉, 제1 스위칭 단에 구비된 M1/M2 스위치 소자의 게이트 단자에는 0°, 90°의 국부발진신호가 각 입력되며, M7/M8 스위치 소자의 게이트 단자에는 180°, 270°의 국부발진신호가 각 입력된다. 또한, 제2 스위칭 단에 구비된 M3/M4 스위치 소자의 게이트 단자에는 180°, 270°의 국부발진신호가 각 입력되며, M5/M6 스위치 소자의 게이트 단자에는 0°, 90°의 국부발진신호가 각 입력된다.
제2믹서의 동작은 다음과 같다. 도 5의 25%의 듀티싸이클(Duty-Cycle)로 이루어지는 검은색 실선의 국부발진신호(LO) 0°, 90°, 180°, 270°는 주파수 변환 모드에 따라 각각의 트랜지스터에 인가된다.
도 5를 참조하면, 순차적으로 M1/M5에는 0°의 LO사각파, M3/M7에는 90°의 LO사각파, M2/M6에는 180°의 LO사각파, M4/M8에는 270°의 LO사각파가 인가되면 IF 출력에서 유효 2*LO 주파수(검정색 실선)를 갖는 사각파가 RF 주파수에 곱해지는 형태가 되어 제1믹서와 동일하게 서브-하모닉 믹서로 동작된다. 이는 수학식 1과 동일한 형태이다.
반면, M1/M5에는 0°의 LO사각파, M2/M6에는 90°의 LO사각파, M3/M7에는 180°의 LO사각파, M4/M8에는 270°의 LO사각파가 순차적으로 인가되면 IF 출력에서 유효 LO 주파수(검정색 점선)를 갖는 사각파가 RF 주파수에 곱해지는 형태가 되어 이중-평형 믹서로 동작하게 된다. 이는 수학식 4와 동일한 형태이다.
즉, 1단으로 구성된 제2믹서의 경우 국부발진신호(LO) 90°와 LO 180°의 위치를 바꿔서 인가해주면 하나의 주파수 혼합기에서 LO 주파수 변환 모드와 2*LO 주파수 변환 모드가 선택적으로 조절될 수 있다.
도 6은 본 발명에 따른 1단으로 구성된 제2믹서가 서브-하모닉 믹서 또는 이중-평형 믹서로 동작될 때의 스위치 상태를 나타내는 도면이다.
도 6의 Sel이 LOW일 때는 제2믹서가 서브-하모닉 믹서로 동작될 때의 스위치 상태이다. 도 6을 참조하면, Sel이 LOW 일 때 LO 0°구간에서 M1, M5가 켜지며, (IF+ - IF-)의 차동 출력은 (RF+ - RF-)의 입력으로부터 얻어진다. 다음으로 LO 90°구간에서 M3, M7이 켜지며, 차동 출력은 -(RF+ - RF-)의 입력으로부터 얻어진다. 다음으로 LO 180° 구간에서 M2, M6가 켜지며, 차동 출력은 (RF+ - RF-)의 입력으로부터 얻어진다. 다음으로 LO 270°구간에서 M4, M8이 켜지며, 차동 출력은 -(RF+ - RF-)의 입력으로부터 얻어진다.
즉, 수학식 1과 동일하게 LO 주파수에 대한 주기 T동안 HIGH, LOW가 2번 반복되는 형태(1, -1, 1, -1)로, 유효 주파수는 2*LO를 가지게 됨으로써 서브-하모닉 믹서로 동작하게 되는 효과를 가진다. 또한, 제2믹서는 한 번에 2*LO 주파수를 변환시키기 때문에 제1믹서에서 발생되는 RF feedthrough 문제가 더 이상 나타나지 않는다.
도 6의 Sel이 HIGH일 때는 제2믹서가 이중-평형 믹서로 동작될 때의 스위치 상태이다. 도 6을 참조하면 Sel이 HIGH일 때, LO 0°구간과 LO 270°구간은 Sel이 LOW일 때와 동일하나, LO 90°와 LO 180°구간은 Sel이 LOW일 때와는 반대의 형태가 된다. 따라서 LO 90°구간에서 M2, M6가 켜지며, (IF+ - IF-)의 차동 출력은 (RF+ - RF-)입력으로부터 얻어진다. 또한, LO 180°구간에서 M3, M7이 켜지며, 차동 출력은 -(RF+ - RF-)의 입력으로부터 얻어진다.
즉, 수학식 4와 동일하게 LO 주파수에 대한 주기 T에서 HIGH, LOW가 1번 반복되는 형태(1, 1, -1, -1)로, 유효 주파수는 LO를 가지게 됨으로써 이중-평형 믹서로 동작하게 되는 효과를 가진다.
M1 : 제1트랜지스터 M2 : 제2트랜지스터
M3 : 제3트랜지스터 M4 : 제4트랜지스터
M5 : 제5트랜지스터 M6 : 제6트랜지스터
M7 : 제7트랜지스터 M8 : 제8트랜지스터

Claims (6)

  1. 두 개의 트랜지스터 쌍으로 이루어지는 스위치 소자와 또 다른 스위치 소자가 상호 병렬로 연결되어, 상기 스위치 소자 및 상기 또 다른 스위치 소자의 소스 단자에는 고주파 신호(RF+)와 차동 고주파 신호(RF-)가 각 입력되며, 상기 스위치 소자 및 상기 또 다른 스위치 소자의 각 게이트 단자에는 차동 위상을 가지는 제1 차동 국부발진신호가 입력되는 제1 스위칭 단; 및
    상기 제1 스위칭 단과 동일한 구성을 가지되, 상기 제1 스위칭 단에 입력되는 상기 제1 차동 국부발진신호와 90도의 위상차를 가지는 제2 차동 국부발진신호가 입력되며, 상기 제1 스위칭 단과 직렬로 연결되는 제2 스위칭 단;으로 구성되어 서브-하모닉 믹서 구조로 이루어지되,
    상기 제1 차동 국부발진신호 또는 제2 차동 국부발진신호 중 어느 하나에 DC전압을 인가시켜 상기 제1 스위칭 단 또는 제2 스위칭 단이 정적 턴-온 또는 턴-오프되어 상기 서브-하모닉 믹서의 동작이 이중-평형 믹서로 동작되며, 상기 제1 스위칭 단 및 제2 스위칭 단 사이에 DC전압을 차단시키기 위한 DC차단 커패시터가 연결되는 것을 특징으로 하는 디지털 제어 신호에 따라 서브-하모닉 모드 및 이중-평형 모드를 선택적으로 지원하는 주파수 혼합기
  2. 삭제
  3. 삭제
  4. 두 개의 트랜지스터 쌍으로 이루어지는 스위치 소자와 또 다른 스위치 소자가 상호 병렬로 연결되어, 상기 스위치 소자와 또 다른 스위치 소자의 소스 단자에는 고주파 신호(RF+)가 각 입력되며, 상기 스위치 소자의 게이트 단자에 제1 차동 국부발진신호가 입력되고, 상기 또 다른 스위치 소자의 게이트 단자에는 상기 제1 차동 국부발진신호와 90도 위상차이를 가지는 제2 차동 국부발진신호가 입력되는 제1 스위칭 단; 및
    상기 제1 스위칭 단과 동일한 구성을 가지되, 상기 스위치 소자와 또 다른 스위치 소자의 소스 단자에는 차동 고주파 신호(RF-)가 입력되며, 상기 제1 스위칭단에 인가되는 상기 제1 차동 국부발진신호와 90도의 위상 차이를 갖는 제3 차동국부발진신호와 상기 제2 차동 국부발진신호와 90도의 위상 차이를 갖는 제4 차동 국부발진신호가 게이트 단자에 입력되고, 상기 제1 스위칭 단과 병렬로 연결되는 제2 스위칭 단;으로 구성되어 서브-하모닉 믹서 구조로 이루어지는 것을 특징으로 하는 디지털 제어 신호에 따라 서브-하모닉 모드 및 이중-평형 모드를 선택적으로 지원하는 주파수 혼합기
  5. 제4항에 있어서,
    이중-평형 믹서 동작으로의 변경을 위해 디지털 제어 신호에 따라, 상기 제1 스위칭 단의 스위치 소자의 게이트 단자에 90도 위상차를 갖는 제1 국부발진신호가 입력되고, 상기 제1 스위칭 단의 또 다른 스위치 소자의 게이트 단자에는 상기 제1 국부 발진신호와 180도 위상차를 갖는 또 다른 제2 국부발진신호가 입력되며, 상기 제2 스위칭 단의 스위치 소자들의 게이트 단자에는 상기 제1 스위칭단에 인가되는 상기 제1 국부발진신호와 180도의 위상 차이를 갖는 제3 차동 국부발진신호와 상기 제2 국부발진신호와 180도의 위상 차이를 갖는 제4 국부발진신호가 게이트 단자에 입력되는 구성으로 가변시키는 것을 특징으로 하는 디지털 제어 신호에 따라 서브-하모닉 모드 및 이중-평형 모드를 선택적으로 지원하는 주파수 혼합기

  6. 제1항 또는 제 4항 중 어느 한 항에 있어서,
    광대역 저잡음 증폭기 및 가변 대역 튜너블 필터가 사용되는 것을 특징으로 하는 디지털 제어 신호에 따라 서브-하모닉 모드 및 이중-평형 모드를 선택적으로 지원하는 주파수 혼합기
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