CN1723610A - 用于射频(rf)信号的上下变换的再生分频器 - Google Patents

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Abstract

本发明主要涉及通信，尤其涉及一种生成用于RF(射频)信号上下变换的本地振荡器信号的方法和设备。调制器和解调器设计中的主要问题，如果本地振荡器(LO)信号泄漏到接收信号路径中。本发明提供了许多消除LO泄漏问题的高度集成化的电路，使用再生分频器电路作用于运行在期望的LO信号频率的倍数或分数上的振荡器信号，以生成同相(I)和正交(Q)混频信号。这些电路的实施例还使用谐波减法和多相混频器，以及虚拟本地振荡器TM(VLO)混频信号。VLO混频信号是通过互补的单音和多音混频信号来仿真本地振荡器信号的信号对。

Description

用于射频(RF)信号的上下变换的再生分频器
技术领域
本发明主要涉及通信，尤其涉及生成用于RF(射频)信号上下变换的本地振荡器信号的方法和装置。
背景技术
许多通信系统将电磁信号从基带调制到更高频率以用于发射，并且随后当它们到达接收机时，将这些高频解调回到它们的原始频带。例如，原始(或基带)信号可能是数据、话音或视频。这些基带信号可以由诸如麦克风或摄像机之类的换能器发生，由计算机产生，或者从电子存储装置中被转送。通常，高频比基带信号提供更长的范围和更高容量的信道，并且因为高频信号能够通过空气有效传播，它们可以用于无线发射以及硬布线或波导信道。
所有这些信号通常称为RF信号，它们是电磁信号；也就是说，在电磁频谱内具有电属性和磁属性的波形通常与无线电波传播相关。
利用这种调制和解调技术的有线通信系统包括诸如局域网(LAN)、点对点通信以及比如互联网的广域网(WAN)之类的计算机通信系统。这些网络通常在电传导或光导纤维信道上传送数据信号。可以利用调制和解调的无线通信系统包括用于公共广播的系统，比如AM和FM无线电，以及UHF和VHF电视。专用通信系统可以包括蜂窝电话网络、个人寻呼装置、出租车服务使用的HF无线电系统、微波骨干网络、遵循蓝牙标准的互连设备以及卫星通信。使用RF调制和解调的其它有线和无线系统对本领域技术人员来说是公知的。
大部分RF接收机使用“超外差”拓扑，比如在公共广播FM收音机中，“超外差”拓扑在有限的应用范围中提供优良的性能。例如，超外差接收机使用两步频率变换方法，将接收到的RF信号变换为可以使用音频放大器和扬声器播放的基带信号。图1是表示典型的超外差接收机10的框图。使用混频器12和14将RF信号转换为基带或某些中频(IF)。剩余的元件放大被处理的信号，并且从信号中滤除噪声。
RF带通滤波器18首先过滤来自天线20的信号(注意该带通滤波器18还可以是双工器)。低噪声放大器22然后放大已滤波的天线信号，增加RF信号的强度，并且减少接收机10的噪声指数。信号接下来由通常被标识为图像抑制滤波器的另一带通滤波器24滤波。信号然后进入混频器12，混频器12将来自图像抑制滤波器24的信号与本地振荡器(LO1)26生成的周期信号相乘。混频器12接收来自图像抑制滤波器24的该信号，并且将它转换为较低频率，也就是已知的第一中频。
通常，混频器是一种电路或装置，它接受作为其输入的两个不同频率、并且在输出呈现：
(a)频率等于输入信号的频率之和的信号；
(b)频率等于输入信号的频率之差的信号；和
(c)原始输入频率的信号。
混频器的典型实施例是数字开关，它可以比上述显著地生成更多音。
第一中频信号接下来被通常称为信道滤波器的带通滤波器28滤波，带通滤波器28以第一中频为中心，因此过滤出第一混频处理的无用分量；上面的信号(a)和(c)。当执行第二混频处理时，这对防止这些信号干扰期望信号是必要的。
信号然后被中频放大器30放大，并使用混频器14和本地振荡器(LO2)32与第二本地振荡器信号混频。第二本地振荡器LO2 32生成通常被调谐到第一中频的周期信号。因此，来自于混频器14的输出的信号现在位于基带，也就是说，在最初生成该信号的频率处。现在使用低通滤波器34从信号中滤除噪声，并且已滤波的基带信号被传递到某些方式的呈现、处理或记录装置上。例如，在收音机的情况下，这可能是音频放大器和扬声器，而在计算机调制解调器的情况下，这可能是模-数转换器。
注意：相同的处理可用于将任意电信号从一个频率调制或解调到另一频率。
超外差设计10具有包括如下在内的许多问题：
·它需要昂贵的离线(off-chip)元件，特别是带通滤波器18、24、28以及低通滤波器34；
·离线元件需要设计折衷，这增加了功率消耗并且降低了系统增益；
·它不是完全可集成的；以及
·它不易应用于多标准/多频率的应用中，因为带通和低通滤波器18、24、28和34必须是高质量装置；无法使用电子可调滤波器。
在多标准/多频率应用中使用超外差系统的唯一方式是为每个频带使用单独的离线滤波器组。
直接变换体系结构与超外差体系结构不同，不同在于它们在单个步骤中将RF信号解调到基带。通过将RF信号与在载频上的本地振荡器信号混频，没有图像频率和图像分量使该信号恶化。直接变换接收机提供高水平的集成性，但是也有一些重要的问题。
图2的框图表示出典型的直接变换接收机36。RF带通滤波器18首先过滤来自于天线20的信号(这个带通滤波器18也可以是双工器)。低噪声放大器22然后放大已滤波天线信号，增加RF信号的强度，并且减少接收机36的噪声指数。
然后使用混频器14和本地振荡器38将该信号与本地振荡器信号混频。本地振荡器38生成周期信号，该周期信号被调谐到接收信号的载频上，而不是如超外差接收机10的情况下那样被调谐到IF频率。来自于混频器14的输出的信号现在位于基带，也就是说，在最初生成该接收信号的频率处。然后，已经下变换的信号利用低通滤波器34而被滤波，并且可以被放大器39放大。基带信号现在可以按照其它的方式被放大、数字化或变换成为有用信号。
直接变换RF 36在成本、功率和集成水平有一些胜过超外差系统的优点；不过，直接变换也有一些严重的问题。这些问题包括：
·靠近基带的噪声(即1/f噪声)使期望信号恶化；
·在RF路径中的本地振荡器(LO)泄漏，这产生DC漂移。由于LO频率与被解调的输入信号的载频相同，所以LO对混频器的天线侧上的任何泄漏也将通过输出侧；
·进入RF路径中的本地振荡器泄漏，这引起减敏。作为接收机对干扰信号的反应结果，减敏是期望信号增益的降低。增益降低通常是由于接收机某些部分的过载，比如自动增益控制(AGC)电路，导致期望信号的抑制，因为接收机将不再线性地响应输入电压中的递增量；
·RF-LO泄漏也会耦合到用于生成本地振荡器信号的片上(on-chip)压控振荡器(VCO)，并且降低接收机性能，尤其是同相调制的系统；和
·需要大的片上电容器，以消除多余噪声和靠近DC的信号能量，这使可集成化昂贵。这些电容器通常放置在混频器12和低通滤波器34之间。
显然，如果能够将信号彼此有效地隔离，那么上面列出的问题会显著地降低。很遗憾，这很难以一种节约成本和高效率的方式来完成。
在“解决直接变换的问题”，Planet Analog，2001年8月，D.Grant等人提出了许多种方式来降低LO泄漏，包括如下：
·优良的板设计(例如，将LO轨迹的长度减到最少，以使轨迹不会像广播LO信号的“天线”一样作用)；
·大量的屏蔽，这会增加成本和重量；
·以要求的倍数或分数生成LO信号，然后使用分频器或乘法器在需要的地方产生实际的LO。
Grant等人也描述了通过利用简单的再生分频器电路，以期望LO频率的4/3处产生LO，以努力避免LO泄漏问题。
可是，Grant等人没有提供在I和Q应用中实现这样电路的任何有效方式。在许多调制方案(尤其是调频和调相方案)中，必须调制或解调输入信号的同相(I)和正交(Q)分量，其中I与Q相位差为90度。
以本领域公知的方式简单地修改Grant的设计来处理I和Q信号，导致电路具有与先前已知拓扑所需几乎同样多的滤波器和其它元件。因此，Grant等人在需要I和Q信号的应用中，关于可集成化、成本和尺寸降低没有提供实际的改进。
为了提供价廉且功耗较少的轻小装置，很希望以完全集成的形式提供调制和解调电路。诸如离线滤波器之类的分离电子元件通常物理上很大，并且与集成元件相比更昂贵且更消耗功率。显然，需要这种离线元件的拓扑不是所期望的。
可是，使用经济的制造技术来制造完全集成的接收机很有挑战性。例如，CMOS技术向无源元件提供低质量因数和低自谐振频率，这会形成问题，尤其在较高的频率处。
由于无线通信行业(尤其是低功率蜂窝/微蜂窝语音/数据个人通信系统)中感兴趣的频率已经超越了以前所使用(大约900MHz)，而进入到高于1GHz的频谱中，所以实现价廉、节省功率的发射机的进一步期望已经证明很有挑战性。
因此，需要一种解决上述问题的解调方法和设备。期望这个设计是完全可集成的、廉价且高性能的。
发明内容
因此，本发明的目的是提供一种调制和解调的新颖方法和系统，消除或缓和现有技术的至少一个缺点。
本发明的一个方面被定义为一种用于从输入振荡器信号x(t)中生成互补的sin和cos振荡器信号的合成器电路，所述互补的sin和cos振荡器信号从所述输入振荡器信号x(t)的频率漂移，所述合成器电路包括：分频器，具有输入以及基于在所述输入接收到的信号，生成分开的sin和cos输出；第一混频器，用于接收所述输入振荡器信号x(t)，并将所述输入振荡器信号x(t)与所述分频器的所述sin输出混频，以生成输出信号；第二混频器，用于接收所述输入振荡器信号x(t)，并将所述输入振荡器信号x(t)与所述分频器的所述cos输出混频，以生成输出信号；第一消除装置，用于接收所述第一混频器的所述输出信号并从所述输出信号中消除不期望的频率信号，将所述已频移的cos振荡器信号提供为输出；所述第一消除装置的sin输出还连接到所述分频器的输入；和第二消除装置，用于接收所述第二混频器的所述输出信号并从所述输出信号中消除不期望的频率信号，从而将所述已频移的sin振荡器信号提供为输出。
本发明的另一方面被定义为一种用于对输入信号RF进行下变换的解调电路，包括：按照权利要求1的合成器电路，用于生成互补的sin和cos振荡器信号，与如下结合：第三混频器，用于接收所述输入信号RF，并且将所述输入信号RF与多音混频信号1混频，以生成输出信号1RF；第四混频器，用于接收作为输入的所述信号1RF，并将所述信号1RF与单音混频信号2混频，以生成输出信号12RF；第一和第二信号发生器，用于从所述合成器电路接收所述互补的sin和cos振荡器信号；所述第一信号发生器，用于生成所述多音混频信号1；和所述第二信号发生器，用于生成所述单音混频信号2，其中1*2在被仿真的本地振荡器信号的频率处具有显著的功率，并且所述1和所述2在所述被仿真的LO信号或所述输入信号RF的载频上都没有显著的功率。
附图说明
根据参考附图的如下说明，本发明的这些以及其它特征将变得更明显，附图中：
图1表示本领域公知的超外差下变换拓扑的框图；
图2表示本领域公知的直接变换拓扑的框图；
图3表示在本发明广义实施例中，生成用于调制/解调的窄带振荡器信号的合成器的框图；
图4表示在本发明一个实施例中，生成用于调制/解调的宽带振荡器信号的合成器的框图；
图5表示在本发明一个实施例中，使用陷波滤波器生成用于调制/解调的窄带振荡器信号的合成器的框图；
图6表示在本发明一个实施例中，生成用于调制/解调的虚拟本地振荡器(VLO)信号的合成器的框图；
图7表示在本发明一个实施例中的示范性VLO混频信号对的时序图；
图8表示在本发明一个实施例中，用于生成VLO混频信号的I和Q分量的电路的框图；
图9表示图4中电路的一部分的框图，从而该电路的部分可以被分析；
图10表示在本发明一个实施例中，用于生成调制/解调的完整VLO混频信号组的合成器顶层框图；
图11表示在本发明一个实施例中，以CMOS实现的示范性下变换器的框图；
图12表示用在图11的示范性CMOS下变换器中的4部分多相滤波器和放大器的电路图；
图13表示用在图11的示范性CMOS下变换器中的谐波抑制混频器的电路图；
图14表示图11的示范性CMOS下变换器的压模照片；
图15表示图11的示范性CMOS下变换器的正交误差与输入LO频率的关系图；和
图16表示图11的示范性CMOS下变换器的计算出的不需要图像抑制与输入LO频率的关系图。
具体实施方式
本发明使用再生分频器来生成上下变换所需要的本地振荡器信号的正交分量。在使用直接变换的解调情况下，这些本地振荡器信号的频率与接收到的RF信号的载频相同。通常根据这种情况描述本发明，但是显然，本发明可以应用到为任意上或下变换体系结构生成本地振荡器信号。
图3和图4的框图中示出了解决本发明若干目的的两个示范性再生分频器电路，图3表示窄带应用电路，图4表示宽带应用电路。这两个示范性结构都使用3/4载频作为被输入到电路的本地振荡器信号的频率，表示为频率f。也就是说，这两个电路都被设计接收输入振荡器信号f，它的频率等于期望输出频率的3/4(LO信号)。也可以使用其它分频器配置，导致输入和输出频率之间的其它关系。
该窄带电路使用四分频元件40，以在输入信号的4/3频率处生成正交分量。图3的电路由两个正反馈环路组成，都由相同的4分频元件40馈送。输入振荡器信号sin(2πft)被馈送给第一混频器42，在此，它与由4分频元件40输出的sin(2π[1/3]ft)信号混频。对信号的分析可以如下执行：
如上指出，混频器的输出通常可以被描述为包括两个输入之和以及之差，以及两个输入本身。被馈送到第一混频器42中的这两个信号将被带通滤波器44滤波，因而为了分析，可以忽略它们。这将两个信号留在如下频率：
fOUT＝fIN+[1/4]fOUT                    (1)
fOUT＝fIN-[1/4]fOUT                    (2)
从等式(1)的两侧减去[1/4]fOUT，可以简化为如下：
[3/4]fOUT＝fIN
fOUT＝[4/3]fIN                         (3)
带通滤波器44以[4/3]f为中心，它滤除除了期望的[4/3]f信号之外的所有信号。两个sin信号的混频使输出漂移为cos信号，因此输入sin(2πft)变成输出cos(2π[4/3]ft)信号。带通滤波器44还帮助消除由4分频元件40和第一混频器42产生的谐波(当处理RF信号时，经常生成谐波信号，谐波仅是被处理的正弦波频率的整数倍。正弦波的频率被称为基频或第一谐波，二次谐波是两倍基频，三次谐波是三倍基频等)。
这个电路的其它支线以大致相同的方式操作。可是，不是将输入振荡器信号sin(2πft)与从4分频元件40中输出的sin(2π[1/3]ft)信号混频，而是使用第二混频器46与cos(2π[1/3]ft)信号混频。当这个已混频信号经过第二带通滤波器48时，输出是期望的sin(2π[4/3]ft)信号。
因此，这个电路在输入信号的4/3频率处生成正交的LO信号对。正如所指出的，具有与输入信号相同频率的本地振荡器(LO)可以允许自混频发生，降低系统性能。使用频率与输入信号x(t)频率不同的信号，降低了自混频程度。注意：本发明的设计的元件数量和波形因子比现有技术的电路少很多。
两个信号分支(即42和44为一个分支，而46和48为另外分支)应该尽可能对称。可能需要附加虚拟的4分频元件到底部分支，以提高对称量(该虚拟的分频器将只连接在它的输入处，而该虚拟的分频器的输出将不连接)。
需要被删除的谐波之一是在1/3f频率处的谐波。使用图3所示的带通滤波器44、48或者使用图5所示的以[1/3]f为中心的陷波滤波器70、72，可以删除这个谐波。在图4的宽带电路50中，使用正交减法技术消除[1/3]f信号，并且多相位滤波器52用于产生LO的正交分量。
图4的电路50由使用两个4分频元件54、56的四个正反馈环路组成。频率为f的输入振荡器信号，被馈送给产生正交振荡器信号sin(2πft)和cos(2πft)的多相滤波器52。这两个振荡器信号馈送给一对分别像图3的正反馈电路。
多相滤波器是能够在正和负频率之间区分的选择滤波器。它们的常见应用，是在调制和解调RF信号时关于图像信号的消除。图4的多相滤波器52用于完全不同的目的。
sin(2πft)振荡器信号被馈送给一对混频器58、60，它们分别将这个振荡器信号与来自4分频元件54的sin(2π[1/3]ft)和cos(2π[1/3]ft)信号混频。馈送给一对混频器62、64的cos(2πft)振荡器信号发生相同的处理，混频器62、64将这个振荡器信号分别与来自4分频元件56的sin(2π[1/3]ft)和cos(2π[1/3]ft)信号混频。一般来说，这些混频器58、60、62、64将是谐波抑制混频器(HRM)。
与图3使用带通滤波器从混频器输出中消除干扰信号分量不同，电路50使用正交减法。使用加法器66从混频器58的输出中减去混频器64的输出，得到单个信号：cos(2π[4/3]ft)。类似地，使用加法器68将混频器60的输出与混频器62的输出求和，得到信号：sin(2π[4/3]ft)。除了滤波或者正交减法之外，其它技术也可以用来消除、去除、或者忽略多余信号。
注意：图3-5的混频器的特定设计参数对本领域技术人员来说是清楚的，具有相关的噪声指数、线性响应以及变换增益的典型属性。这些混频器的选择和设计遵循本领域公知的标准。
虽然这些图暗示以模拟的形式实现各个元件，但是也可以以数字的形式而实现。混频信号在此通常关于二进制1和0来呈现，可是，还可以使用双极性波形，±1。双极性波形通常用于扩频应用中，因为它们使用与本地控制信号同步周期性地使它们的输入反向的换向混频器。(这个反向处理不同于将信号与本地振荡器直接混频)
同样，在上面关于名词“窄带”和“宽带”描述了本发明。这些名词通常相对于环境由主观定义。窄带信号通常是频谱内容被限制为窄信道的信号；对于单个无线标准来说，通常是～20MHz。相比之下，“宽带”通常指＞20MHz的带宽，或者多个无线标准。
还在直接变换应用的环境中描述了本发明，然而，本发明也能够很容易被应用到其它方法学中。近零IF(或者低IF)就是典型的实例。
近零IF交换类似于直接变换，RF频带在单个步骤中被带入接近基带。然而，对于近零IF，期望信号不被精确带到基带，因此DC漂移和1/f噪声并不污染该信号。
VLO(虚拟本地振荡器)信号的示范性实施
图6-10中表示本发明关于“虚拟本地振荡器”(VLO)信号的实施。正如将要描述的，VLO信号是混频信号对1和2，它们可以被用于上变换或下变换。虽然需要两个混频信号，但是它们与标准两步变换拓扑中使用的两个混频信号极不相同，比如超外差拓扑。与直接变换方法的主要区别在于：本发明的两个混频信号用于仿真单个混频信号，但是它们这样操作却没有直接变换的一些常见缺点，比如自混频。
如图6中的VLO拓扑80的框图所示，使用第一混频器82，输入信号RF与多音混频信号1混频(多音或非单音，是指具有一个以上基频音，单音信号具有一个基频音并且可能具有调和地与基音相关的其它单音)。结果信号1x(t)然后经过高通滤波器84，并且利用第二混频器86与单音信号2混频，生成同相输出信号12x(t)。这些混频信号1和2在此通常是指“虚拟本地振荡器”(VLO)信号，因为它们仿真本地振荡器信号。乘积1*2在被仿真的本地振荡器信号的频率处有显著的功率。可是，无论1还是2在输入信号x(t)、被仿真的LO信号或者输出信号12x(t)的频率处都没有显著的功率。具有如此特性的混频信号极大地消除了自混频的问题，因为VLO信号只在将干扰输出信号的频率处没有显著的功率。
图7表示以幅度与时间绘制的示范性1和2混频信号对。很显然这两个混频信号1*2的乘积等于期望的LO信号。因此，来自图6的混频器86的输出12x(t)，将等于假设的LO*x(t)下变换的输出。根据图7也很明显，无论1还是2在LO＝1*2的频率处都没有显著的功率。
实际上，在电路操作中，没有点是曾经生成的实际的“1*2”，并且如果它是，则只生成可忽略的量。混频器82、86接收分开的1和2信号，并且使用不同的物理元件将它们与输入信号x(t)混频。因此，没有可能泄漏到电路中的LO信号。
从图7中查看这些混频信号的一个周期，1*2信号的生成十分清楚：
    表I-示范性VLO混频信号
    2     1     1*2
    LO     LO     LO
    LO     HI     HI
    LO     LO     LO
    LO     HI     HI
    HI     HI     LO
    HI     LO     HI
    HI     HI     LO
    HI     LO     HI
显然，图7中的两个混频信号1和2满足有效VLO信号的标准。
在图6中，两个信号信道被示出：一个用于输入信号的同相分量，包括混频器82和86以及高通滤波器84，一个用于输入信号的正交分量，包括混频器88和92以及高通滤波器90。这两组混频器和滤波器是相同的；唯一的区别是，这两组混频信号相互有90度相位差。
这个电路使用诸如关于图3-5中任一个所述的再生分频器电路94来向1发生器96和2发生器98提供同相和正交振荡器信号。1发生器96和2发生器98可以是如在此所述生成VLO信号所需要的逻辑或其它电路的任何布置。大量由本申请人申请的共同未决专利申请，描述了生成此类VLO信号的各个方式。这些专利申请包括如下：
1.2000年9月1日申请的PCT国际申请，申请号PCT/CAOO/00995，标题为：“用于射频(RF)信号上变换的改进方法和设备”；
2.2000年9月1日申请的PCT国际申请，申请号PCT/CAOO/00994，标题为：“用于射频(RF)信号下变换的改进方法和设备”；
3.2000年9月1日申请的PCT国际申请，申请号PCT/CAOO/00996，标题为：“用于射频(RF)信号上下变换的改进方法和设备”；和
4.2001年6月1 9日申请的PCT国际申请，申请号PCT/CAO1/00876，标题为：“用于射频(RF)信号上下变换的改进方法和设备”。
图8的框图表示生成1I和1Q的一个方法。再生分频器电路94与图6中的相同，但是1生成器96被替换为一对异或门(XOR)100、102和矩形波发生器104。矩形波可以由频率受控振荡器或者按照某些类似的方式而生成。矩形波的频率可以不同，正如可能“数字”模式。不过重要的是注意到，矩形波形必须具有零的平均值  (假定它在+1和-1之间摆动)。
在这个示范性实施例中，使用图4的本发明的宽带形式。图9表示该电路的一部分框图，以可以分析该信号。
如上所述，4分频元件54、56和混频器配置将使在f处的频率分量与[1/3]f的频率处的矩形波信号相乘。图9表示图4的混频器60、62和加法器68的框图，示出了这些元件的输入。在理想条件和理想匹配条件之下，电路的这个部分的输出如下：
       表II：图9的输出，在此基谐波是4/3*f
    第N音     相对mag     分量(正弦)     音
    1     1     (4/3)*f     基音
    3     38046     0*f     DC
    5     38107     (8/3)*f     2*基音
    7     38168     (4/3)*f     基音
    9     38230     4*f     3*基音
    11     38291     (4/3)*f     2*基音
    13     38352     4*f     3*基音
    15     11/15     4*f     3*基音
图10的框图中表示这个设计作为单个芯片的一个实际实施例。单端振荡器信号LO_in被接收，并且被线性宽带单差分变换器(525-1875MHz的范围)110转换成差分信号。该差分信号然后被馈送给频率范围为525-1875MHz的差分宽带多相位滤波器112。差分信号sin(2πft)和cos(2πft)然后被发送给差分再生分频器114。除了再生分频器114使用差分信号之外，它与图4的相同的。
来自差分再生分频器114的差分sin(2π[4/3]ft)和cos(2π[4/3]ft)信号然后被馈送给与1和2生成块118互连的异或门块。如上指出，1和2生成块118的构造是各个共同待决专利申请的主题。差分1bI、1bQ、1I、1Q、2I和2Q信号然后通过缓存器120、122、124被馈送，并且从芯片中输出，如此它们能连接到混频器(注意：差分信令所要求的1bI、1bQ信号，1I、1Q的180度余角)。
图10的实施例中的元件的电流估计和频率范围的概要呈现于下表中。
                   表III：元件的电流估计和频率范围
 元件   估计电流(mA)     最小频率(MHz)   最大频率(MHz)  电压范围(mV)-最小  电压范围(mV)-最大
 单个差分   1     525   1875
 多相   0     525   1875
 RD   2     525   2500
 异或   1     700   2500
 Soggen   1     25   175
 缓存器1   3     700   2500  1200  1800
 缓存器2   3     25   150  0  1800
 总计   14     NA   NA
虽然这个电路包含类似于一般使用的解调拓扑的许多元件，但是按照独特的方式来使用它们。因此，这个电路：
1.使用完全集成化的电路允许输入信号x(t)被下变换；
2.不使用那些在被仿真的本地振荡器信号的频率处包含显著功率的混频信号。因此，仍然实现频率变换，但是避免了自混频以及不需要的混频产物；并且
3.因为不需要滤波器，并且因为可以容易地生成和变化混频信号，所以当应用到多标准/多频率装置的开发中时尤其方便。从随后的描述中，这个优点将变得更清楚。
本发明的其它优点也将从以下描述的本发明的其它实施例中变得明显。
虚拟本地振荡器信号
在此之前描述了示范性的VLO信号组。本部分的目的是以一种更通常的方式呈现VLO信号，可以产生本发明能够实施的任意数目的VLO信号。
非周期的或随时间变化的信号提供胜过先前使用的单音振荡器信号的优点。给定的虚拟本地振荡器(VLO)信号对1和2具有如下性质：
1.它们的乘积仿真本地振荡器(LO)信号，该本地振荡器信号在将输入信号x(t)转换为期望输出频率的频率处具有显著的功率。例如，为了将输入信号x(t)转换到基带，1(t)*2(t)必须在x(t)的载频上具有频率分量；和
2.1和2中的一个在混频器对输出1(t)*2(t)*x(t)的频率周围具有最小的功率，而另外一个在输入信号x(t)的中心频率fRF周围有最小的功率。“最小功率”是指功率应该足够低，以使在特定的应用环境中不严重降低RF链路的性能。
例如，如果混频器对正在将输入信号x(t)解调到基带，那么优选是1或者2中的一个在DC周围有最小的功率。
 结果，实现期望的解调，但是很少或者没有LO信号泄漏到信号路径中和出现在输出处。
如上指出，将两个信号一起混频生成输出，该输出具有：
(a)频率等于输入信号的频率之和的信号；
(b)频率等于输入信号的频率之差的信号；和
(c)原始输入频率。
因此，本领域中公知的直接变换接收机必须将输入信号x(t)与输入信号x(t)的载频上的LO信号混频。如果直接变换接收机的LO信号泄漏到信号路径中，则它也将和输入信号x(t)一起被解调到基带，引起干扰。本发明没有使用LO信号，因此泄漏没有在基带输出1(t)*2(t)*x(t)处产生信号。
在混频信号1和2的任何一个中，在输入信号x(t)或输出信号1(t)*2(t)*x(t)的频率处的任意信号分量被另一个混频信号抑制或消除。例如，如果混频信号2在上变换的RF(输出)信号的带宽内有一些功率量，并且泄漏到信号路径中，那么它将被在上变换的RF(输出)信号的带宽内具有最小功率的1混频信号抑制。这个互补混频抑制了来自混频信号1和2中的干扰。
如上指出，当前的接收机和发射机技术有若干问题。例如，直接变换收发信机遭受LO泄漏和1/f噪声问题，这限制了它们的性能，而外差收发信机需要图像抑制技术，这难于在片上实现高性能级别。
通过使用互补VLO信号，可以克服高度集成的收发信机中的图像抑制、LO泄漏和1/f噪声等问题。这些信号是互补的，因为1和2信号中的一个在输出信号y(t)(如果变换到基带，则它是在DC周围)的频率周围有最小的功率，而另一个在输入信号x(t)的中心频率fRF周围有最小的功率。
总的来说，这些信号1和2可以是：
1.随机或伪随机，周期性的时间函数；
2.模拟或数字波形；
3.使用常规或非常规的双极性波构造而成；
4.平均为零；
5.是调幅的；并且
6.按照如下若干方式而生成，包括：
a.被储存在存储器中并时钟输出；
b.使用数字块来生成；
c.使用噪声成形元件(例如delta-sigma元件)来生成；或者
d.使用插入附加比特的PN序列来构造，从而它们符合上面的情形。
本领域技术人员应该清楚：可以生成提供更大或更小程度的本发明益处的虚拟LO信号。虽然在某些情况中几乎没有LO泄漏是可能的，但是在其它情况中，结合仍然允许某一程度LO泄漏的虚拟LO信号可能是可接受的。
也可以以不同的形式生成虚拟本地振荡器，比如使用三个或更多的互补信号，而不是上面示出的两个混频信号。如上指出，在下列申请号分别为PCT/CA00/00994、PCT/CA00/00995和PCT/CA00/00996的共同待决PCT专利申请中描述了这些以及其它变形。
CMOS中的可示范性实施
使用在低IF和直接变换体系结构中的本发明的本地振荡器生成方案被实现在0.18μmCMOS中。这个完全集成的、基于比值的本地振荡器(LO)生成方案使用再生分频，并且消耗来自1.8V电源中的27mW。整个芯片被完全集成，包括片上的螺旋电感器；谐波抑制混频器也被使用，以将多余混频产物抑制到好于-36dBc。在150MHz的RF频带上，达到小于2°的正交相位误差和36dB的最大图像抑制。使用4/3乘法因子来生成本地振荡器，LO-RF干扰降低并且在混频器输入处测到-86dBm的LO-RF泄漏。
以CMOS的形式设计完全集成的直接变换接收机很有挑战性。除了上述RF-LO泄漏问题之外，CMOS技术提供低质量因数和低自谐振频率的无源元件，它们会对较高频率(例如，5GHz)设计的实现引发问题。同样，在直接变换接收机的设计中需要谨慎的LO计划。
本发明的这个实施例在用于直接变换或低IF体系结构的1.8V、0.18μm、单-多(single-poly)、6金属大CMOS过程中，实现了基于分数的LO生成方案。片上的螺旋电感器和谐波抑制混频器用于抑制多余混频产物。LO系统和直接下变换混频器一起实施，以使得测试方便。
正如在在本发明的背景中指出的，其他人试图设计再生电路来生成本地振荡器信号，但是他们没有提供在产生同相和正交LO信号方面有效的设计。因为LO不是以正交形式生成，所以多相电路可以被插入到接收的RF信号路径中，但是这个多相将增加损耗和到系统的噪声(例如参见F.Behbahani等人的“用于大图像抑制的CMOS混频器和多相滤波器”(IEEE J.固态电路，第36卷，第873-886页，2001年6月))。已被描述了其它的LO生成方案，其中在输出处需要多相滤波器以生成正交LO，这也由于损耗和噪声导致较差的性能。
制造出的系统使用再生分频，不必在输出处使用多相滤波器就提供正交LO信号，并且使用谐波抑制混频器(HRM)。因此，这个电路提供比过去其它集成尝试具有更高质量的I和QLO元件。
图11的框图表示出这个实施例的体系结构。虽然在该图中每个信号路径使用单条线，实际芯片中的所有信号路径都是完全差分的。差分信号是相对于地具有正和负电位的信号，而不是相对于接地只有一个电位(例如，一对电线上的一个测量值如果指示为+1.3V，另一个为-1.3V。这是与测量值为0和+1.3V相比)。本领域技术人员应该清楚：如何以不同的形式实现本发明的所有元件。
差分信号的使用导致比单端信令更强的输出信号和更好的噪声电阻(尤其是对共模噪声的阻抗)。例如，如果环境噪声在输入上引发噪声信号，那么这个噪声信号将通过该电路传播。可是，如果环境噪声在差动电路的正与负输入上同样被引发，那么纯效应将为零。
图11的电路设计用于在3/4RF载频(即输入信号是期望输出频率的3/4)的fVCO端口处接收输入振荡器信号。在这个特定应用中，这是1.16～1.28Ghz的信号。这个信号被称为VCO信号，因为通常它将是使用压控振荡器来产生。
来自fVCO端口130的VCO信号被馈送给生成从600到1795MHz的正交信号的参差调谐四阶多相滤波器132。为了考虑多相滤波器132的损耗，它后面跟着增益级，增益级由一对公共源的差分放大器134、135组成。多相滤波器132由如图12所示的电阻器和电容器的栅格网格组成。图12还示出了用于实现放大器134、135的特定电路。
放大的信号然后被馈送给四谐波抑制混频器(HRM)136。四分频电路138用于反馈中，以生成4/3乘法因数。
一对已调谐的LC振荡回路140、142，形成HRM的负载并被用于抑制作为四分频电路产生的谐波结果而生成的多余混频产物。使用ASITIC来设计品质因数为4.5的集成的8.2nH电感器(参见A.Niknejad和R.Meyer的“分析、设计和优化用于RF IC的螺旋电感器和变压器”，IEEEJ.固态电路，第33卷，第1470-1481页，1998年10月)。
HRM136被用于放松LC振荡回路140、142的滤波要求。HRM136减少了四分频电路138的第三和第五谐波生成的混频器产物。HRM136以如图所示的吉伯单元混频器(Gilbert-cell mixer)为基础。HRM136需要的相位延迟信号(i)由四分频电路138提供。i信号被加权并延迟，以获得正确的谐波消除(参见J.A.Weldon等人的“具有谐波抑制混频器的A1.75-GHz高度集成窄带CMOS发射机”，IEEEJ.固态电路，第36卷，第2003-2015页，2001年12月)。
HRM136的输入被正交应用到两组HRM对。这就降低了各种混频器产物并且还提供正交LO输出。
正交LO信号然后被一对放大器144、146放大，并被应用到一对下变换混频器148、150。振荡器信号与经由RF端口152接收到的RF信号混频，在端口154、156提供基带同相和正交输出。
图14所示为实现的系统的压模照片。该系统除去衬垫框架以外，占用了大约1.5mm2的面积。
在1.16到1.28GHz的输入fVCO范围上(与1.55到1.70之间的RF频带的下变换等效)，图15表示测量的正交误差(以度为单位)相对于PVCO＝0dBm的输入fVCO。相对于应用到芯片的fVCO端口上的频率而绘制所有的数据。注意：在整个频率范围上达到一个小于2°的正交误差。
已经基于测量到的相位和幅度失配计算出该下变换系统的等效的多余图像抑制，并且呈现于图16的曲线图中，多余图像抑制对PVCO＝0dBm的输入fVCO。
如所述，HRM136被使用来减少作为来自四分频电路138的第三和第五谐波输出结果而生成的混频器产物。这些被设置在3/4x RF载波和5/4x RF载波处，并在3/4x RF载波处与输入LO混频以便在RF载波的如下分数处生成无用产物：1/2，3/2，和2；这些产物分别被测量为-36dBc、-51dBc和-49dBc。
测量结果的总结如下：
              表IV-CMOS实施的测量结果总结
在1.8V处的总功耗 45mW
在1.8V处的核心LO电路功耗 27mW
RF频带 1.55-1.70Ghz
要求的fVCO范围 1.16-1.28Ghz
正交误差(PVCO＝0dBm) ＜2°
幅度失配(PVCO＝0dBm) ＜0.37dB
等效的多余图像抑制 ＞32dB
LO-RF泄漏(在1.23GHz处应用的0dBm) 在混频器输入处在1.64GHz处为-86dBm
RF-LO泄漏(在1.64GHz处为-10dBm) -72dBm
在如下地方的谐波抑制1/2xRF载波 -36dBc
3/2xRF载波 -51dBc
2xRF载波 -49dBc
电路面积(除去衬垫框架以外) 1.5mm2
技术 0.18μmCMOS
需要3/4x RF载波，或1.16到1.28GHz的VCO频率，以在从1.55到1.70GHz的RF频带中操作，并生成直接变换或低IF体系结构所要求的LO。在这个频带上达到小于2°的相位误差，大于等效的32dB的图像抑制。在混频器输入端口处测量到-86dBm的LO-RF泄漏。
虽然使用直接变换来完成此实例，但是该系统还可以使用于低IF体系结构中。
本发明的优点
本发明提供优于本领域中已知的其它下变换器的许多优点。首先，它提供：
1.最小的1/f噪声；
2.最小的图像问题；
3.本地振荡器(LO)信号到RF输出频带中的最小泄漏；
4.消除了必须具有第二个LO的必要性，这是超外差电路以及各个(经常是外部的)滤波器所需要的；和
5.具有更高级别的集成，因为它需要的元件都很容易被放置在集成电路上。例如，不需要大的电容器或复杂的滤波器。
高级别的集成使得降低IC(集成电路)管脚数、较少的信号功率损耗、较少的IC功率要求、改良的SNR(信号噪声比)、改良的NF(噪声因子)以及较少的制造成本和复杂性。
当在单个芯片设计中实现本发明时，本发明的优点非常明显，它去掉了互连半导体集成电路装置的额外成本、减少了它们需要的物理间隔并且减少了总体功耗。自从出现了集成电路，提高集成度已经成为向较低成本、较高容量、较高可靠性和较低功率消耗电子技术前进的驱动力。本发明使通信装置能够追随其它消费电子产品已经获益的相同的集成路线。
选择和备选
对于本发明的拓扑可以得出包括如下的若干变形：
1.本发明可以使用双极型工艺、CMOS技术、BiCMOS技术或者包括但是不限制为硅/锗(SiGe)、锗(Ge)、砷化镓(GaAs)和蓝宝石(SOS)的另一半导体工艺来实现；
2.本发明可以应用到各种通信协议和格式，包括：调幅(AM)、调频(FM)、频移键控(FSK)、相移键控(PSK)、包括诸如码分多址(CDMA)、时分多址(TDMA)和频分多址(FDMA)之类模拟和数字系统在内的蜂窝电话系统；和
3.使用于本发明拓扑中的混频器可以是无源或者有源的。有源混频器在若干方面不同于无源混频器：
a.它们提供变换增益。因此，有源混频器可以代替低噪声放大器和无源混频器的组合；
b.由于有源元件的阻抗，所以有源混频器在输入和输出端口之间提供更好的隔离；和
c.当生成混频信号时，有源混频器允许使用更低功率的混频信号，这减低造成的噪声。
结论
虽然已经示出并描述了本发明的特定实施例，但是很显然，不偏离本发明的实际范围和精神可以对这些实施例进行变化和修改。
本发明的电气电路，可以通过模拟语言或者用于制造集成电路的硬件开发语言的形式由计算机软件代码来描述。计算机软件代码可以以各种格式被储存在各种电子存储介质上，包括：计算机软盘、CD-ROM、随机访问存储器(RAM)和只读存储器(ROM)。同样，表示这些计算机软件代码的电子信号也可以经由通信网而被发射。
本发明可以应用到各种通信协议和格式，包括：调幅(AM)、调频(FM)、频移键控(FSK)、相移键控(PSK)、包括诸如码分多址(CDMA)、时分多址(TDMA)和频分多址(FDMA)之类模拟和数字系统在内的蜂窝电话系统。
本发明可以应用到有线系统应用，包括使用电或光纤电缆系统的诸如局域网(LAN)、点到点信令以及互联网等广域网(WAN)之类的计算机通信系统。同样，无线通信系统还可以包括诸如AM和FM无线电之类的公共广播以及UHF和VHF电视的系统；或者专用通信的系统，比如蜂窝电话、个人寻呼装置、无线本地环路、实用公司的家庭监控、包括数字无绳欧洲电信(DECT)标准、移动无线电系统、GSM和AMPS蜂窝电话的无绳电话、微波基干网络、依据蓝牙标准的互连设备以及卫星通信。

Claims (15)

1、一种用于从输入振荡器信号x(t)生成互补的sin和cos振荡器信号的合成器电路，所述互补的sin和cos振荡器信号从所述输入振荡器信号x(t)的频率漂移，所述合成器电路包括：
分频器，具有输入以及基于在所述输入接收到的信号，生成分开的sin和cos输出；
第一混频器，用于接收所述输入振荡器信号x(t)，并将所述输入振荡器信号x(t)与所述分频器的所述sin输出混频，以生成输出信号；
第二混频器，用于接收所述输入振荡器信号x(t)，并将所述输入振荡器信号x(t)与所述分频器的所述cos输出混频，以生成输出信号；
第一消除装置，用于接收所述第一混频器的所述输出信号并从所述输出信号中消除不期望的频率信号，将所述已频移的cos振荡器信号提供为输出；
所述第一消除装置的sin输出还连接到所述分频器的输入；和
第二消除装置，用于接收所述第二混频器的所述输出信号并从所述输出信号中消除不期望的频率信号，从而将所述已频移的sin振荡器信号提供为输出。
2、如权利要求1的合成器电路，其中所述第一和第二消除装置包括第一和第二滤波器。
3、如权利要求2的电路，其中所述第一和第二滤波器包括第一和第二高通滤波器。
4、如权利要求2的电路，其中所述第一和第二滤波器包括第一和第二陷波滤波器。
5、如权利要求1的电路，其中所述分频器包括n分频的分频器。
6、如权利要求5的电路，其中所述分频器包括四分频的分频器。
7、如权利要求1的合成器电路，其中所述第一和第二消除装置包括第一和第二谐波减法电路。
8、如权利要求7的合成器电路，进一步包括多相滤波器，用于在将所述输入信号x(t)馈送入所述第一和第二混频器之前对所述输入信号x(t)进行滤波。
9、如权利要求7的合成器电路，其中所述混频器中的每一个都包括谐波抑制混频器。
10、一种用于对输入信号RF进行下变换的解调电路，包括：
按照权利要求1的合成器电路，用于生成互补的sin和cos振荡器信号，与如下结合：
第三混频器，用于接收所述输入信号RF，并且将所述输入信号RF与多音混频信号1混频，以生成输出信号1RF；
第四混频器，用于接收作为输入的所述信号1RF，并将所述信号1RF与单音混频信号2混频，以生成输出信号12RF；
第一和第二信号发生器，用于从所述合成器电路接收所述互补的sin和cos振荡器信号；
所述第一信号发生器，用于生成所述多音混频信号1；和
所述第二信号发生器，用于生成所述单音混频信号2，其中1*2在被仿真的本地振荡器信号的频率处具有显著的功率，并且所述1和所述2在所述被仿真的LO信号或所述输入信号RF的载频上都没有显著的功率。
11、如权利要求10的解调电路，其中所述第一信号发生电路包括异或门(XOR)。
12、如权利要求10的解调电路，其中所述混频器的每一个都包括差分装置。
13、如权利要求10的解调电路，其中所述混频器的每一个都包括谐波抑制混频器。
14、如权利要求10的解调电路，进一步包括多相滤波器。
15、如权利要求10的电路，进一步包括电连接在所述第三混频器和所述第四混频器之间的高通滤波器。
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