KR100629621B1 - 위상을 조절하여 선형성을 보정하는 주파수 혼합방법 및주파수 혼합장치 - Google Patents

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Abstract

위상을 조절하여 주파수 혼합기의 선형성을 보정할 수 있는 주파수 혼합방법 및 이를 이용한 주파수 혼합장치가 개시되어 있다. 주파수 혼합방법은 각각 90도씩의 위상차를 가지는 제 1 내지 제 4 쿼드러처 신호를 발생시키는 단계, 선형성을 조절하기 위해 제 3 쿼드러처 신호 및 제 4 쿼드러처 신호의 위상을 조절하는 단계, 및 제 1 내지 제 4 쿼드러처 신호를 이용하여 RF신호를 다운컨버젼 하는 단계를 포함한다. 각각 제 1 쿼드러처 신호 및 제 2 쿼드러처 신호와 90도씩의 위상차를 가지는 제 3 쿼드러처 신호 및 제 4 쿼드러처 신호의 위상을 조절함으로써 주파수 혼합기의 선형성을 조절하여 선형성이 가장 큰 지점을 찾을 수 있어 이 선형성 보정방법을 사용하는 직접변환수신기의 성능을 향상시킬 수 있다.

Description

위상을 조절하여 선형성을 보정하는 주파수 혼합방법 및 주파수 혼합장치{METHOD FOR MIXING FREQUENCY CAPABLE OF CALIBRATING LINEARITY AND DEVICE FOR MIXING FREQUENCY USING THE SAME}
도 1은 종래의 길버트 셀 믹서의 회로도이다.
도 2는 종래 기술에 따른 서브하모닉믹서의 회로도이다.
도 3은 본 발명의 일실시예에 따른 주파수 혼합장치의 블록도이다.
도 4는 도 3에 도시된 주파수 혼합장치의 IP2변화를 나타낸 시뮬레이션 결과도이다.
도 5는 도 3에 도시된 주파수 혼합장치를 포함한 직접변환수신기의 블록도이다.
* 도면의 주요부분에 대한 부호의 설명 *
310 : 쿼드러처 신호발생부
320 : 위상조절부
330 : 서브하모닉 믹서
본 발명은 주파수 혼합장치에 관한 것으로, 특히 직접변환수신기(DCR ; DIRECT CONVERSION RECEIVER)의 주파수 혼합장치 및 주파수 혼합방법에 관한 것이다.
최근 많이 사용되는 0-IF시스템의 경우 0-IF란, 말 그대로 IF(중간 주파수)가 0Hz인, 다시 말해서 IF를 사용하지 않는 직접 변환(Direct Conversion) 방식을 지칭하는 말이다. 이것은 현재 널리 이용되는 수퍼헤테로다인(Super Heterodyne) 방식의 반대되는 개념이다. 즉 IF(중간 주파수)를 사용하지 않고 반송파(carrier)를 기저대역(baseband)으로 곧바로 끌어내리고 올리는 방식을 말한다. 엄밀히 따지자면 원래의 통신방식은 이러한 0-IF로 갔어야 하지만, 채널선택도를 비롯한 각종 문제로 인해 IF를 사용하는 방식으로 가게 된 것이다. 즉, 0-IF 방식은 사용하기에 장애가 되는 여러 가지 문제점을 안고 있다는 것이다. 그러나 0-IF를 사용하면 IF가 없어서 표면 탄성파 필터(Surface Acoustic Wave Filter; SAW Filter)와 믹서등을 절약할 수 있기 때문에 단가절감, 무게경량화, 시스템 1칩화 등이 가능하다는 강력한 장점이 있다. 그로 인해 GSM을 필두로 0-IF를 여러모로 개선하여 이동통신에서도 사용이 가능하도록 하려는 노력이 있었으며 이러한 노력이 성과를 거두어 최근에는 0-IF 방식을 사용하는 이동통신 시스템이 늘어나고 있다. 특히, 이와같은 0-IF방식 내지 직접 변환방식을 적용한 수신기(Direct Conversion Receiver; 이하 DCR)는 수퍼헤테로다인 수신기에 비하여 회로구성이 간단하며 하나의 집적회로로 구성하는 것이 용이하므로 저가로 소형제작이 가능하다.
그러나, DCR은 몇 가지 단점을 가지고 있다. DCR이 가진 문제점 중 하나는 혼합기에서 제공된 2차 혼변조 왜곡(IMD2)이다. IMD2는 혼합기가 본래 비선형 능동소자를 사용한다는 사실에 기인한다.
일반적으로 입력신호 ei를 비선형 시스템에 인가하면 하기 수학식 1과 같은 출력신호가 생성된다. 하기 수학식 1에서 α0, α1 , α3 등은 각각 1차, 2차, 3차 하모닉 계수를 나타낸다.
Figure 112004036699708-pat00001
입력신호는 대부분 정현파들의 합으로 나타낼 수 있기 때문에 상기 수학식 1의 결과로 서로 다른 주파수 신호들이 서로 섞여서 새로운 주파수를 만들어내는 결과가 되는데 이러한 특성은 선형 시스템에 비해 비선형 시스템이 갖는 중요한 특성이다.
결국 일반적인 비선형 회로에 두 개의 주파수 성분(f1, f2) 또는 투 톤을 갖는 입력 신호를 인가하면, 회로 자체의 비선형성에 의하여 입력에 가해진 주파수 이외에 2*f1, 2*f2, f1-f2, f1+f2, 3*f1, 3*f2, 2*f1-f2, 2*f2-f1, 2*f1+f2, 2*f2+f1 등의 주파수 성분이 생성된다.
이러한 비선형성으로 인한 주파수 성분은 출력으로부터 얻고자 하는 소망의 주파수를 중심으로 필터에 의해서 제거하는 것이 통상적이다.
그러나 입력 주파수 f1과 f2가 거의 동일하고, 출력 중 소망의 주파수가 기저 대역으로 설정된 DCR과 같은 어플리케이션에 있어서는, 비선형성으로 인한 주파수 성분 중 기저 대역 주파수와 거의 비슷한 f1 - f2성분은 필터에 의하여 거의 제거되지 않는다. 이러한 성분들은 작은 주파수 차이를 갖는 채널간에 서로 간섭하는 형태로 나타나거나, 혹은 신호 대역 내의 신호들이 상호 간섭함으로써 신호를 왜곡시키는 현상이 있다.
이와 같은 f1 - f2성분이나 f1 + f2성분과 같이 2승항에 기인한 주파수 성분을 2차 상호 변조 왜곡(IMD2)이라 칭한다. DCR과 같은 시스템에서는 f1 - f2성분이 소망신호를 걸러내기 위한 필터의 패스밴드내에 위치하게 되어 특히 문제가 된다. 이러한 IMD2양과 입력 주파수가 증폭된 양과의 관계를 통해 회로의 선형성을 나타낼 수 있다. 이러한 회로의 선형성을 나타내는 값을 2차 인터셉트 포인트(2nd order intercept point; IP2)라 칭한다. 즉, 입력 신호의 전력을 키워감에 따라 IMD2가 증가하는 속도가 원하는 출력 신호의 파워가 증가하는 속도보다 빠르기 때문에 처음에는 출력 신호의 파워보다 작던 IMD2가 결국에는 출력 신호의 파워와 같은 크기만큼 커지게 되는데 이 포인트를 IP2라 하는 것이다. 따라서 IP2가 클수록 IMD2를 출력 신호의 파워와 동일하게 만들기 위한 입력 신호의 파워가 큰 것이기 때문에 선형성이 좋다는 것을 뜻한다. 이 때 IP2를 입력쪽에서 본 것을 IIP2라 하고, 출력쪽에서 본 것을 OIP2라 한다.
DCR이 희망 신호를 기저대역으로 시프트시키기 때문에, 혼합기에 의해 발생 되어 기저대역에 위치하는 IMD2는 수신기의 성능을 상당히 저하시킬 수 있어 심각한 문제가 된다.
따라서, DCR에서는 IMD2가 적은 즉, 높은 IP2를 가지는 주파수 혼합기 또는 믹서의 설계가 필수적이다.
통상적으로 밸런스드 능동믹서는 차동 출력특성을 가진다.
도 1은 종래의 길버트 셀 믹서의 회로도이다. 도 1을 참조하면, 밸런스드 능동믹서의 일종인 길버트 셀 믹서는 고주파 신호 쌍을 입력하는 에미터 결합 트랜지스터 쌍(Q1, Q2) 및 디제너레이션 저항들(RE1, RE2)과, 길버트 셀코아 트랜지스터들(Q3, Q4, Q5, Q6)들과 풀업저항들(R1, R2), 차동출력노드들(NO1, NO2)을 포함한다.
길버트 셀 믹서에서 차동출력노드들(NO1, NO2) 각각에 동일한 2차 하모닉 성분이 생성된다면 공통모드제거 특성에 의해 서로 상쇄되어 2차 하모닉 성분이 제거될 수 있다.
그러나, 차동출력노드들(NO1, NO2) 각각의 2차 하모닉 성분의 위상 및 진폭에 미스매치가 있어 편차를 가지게 되므로 완전하게 제거되지 않고 남게 된다. 이러한 미스매치는 고주파 신호 쌍을 입력하는 에미터 결합 트랜지스터 쌍(Q1, Q2)의 미스매치, 디제너레이션 저항의 미스매치, 국부발진주파수(LO)의 듀티특성, 풀업 저항들(R1, R2) 및 입력신호(RF+, RF-)의 미스매치 등 여러 요인에 기인한다. 따라서, 이러한 모든 미스매치 요인을 찾아서 완벽하게 차동쌍을 매칭시키는 것은 사실 상 불가능하다.
도 2는 종래 기술에 따른 서브하모닉믹서의 회로도이다. 도 2에 도시된 서브하모닉믹서의 동작은 미합중국 특허 제 6587678호에 상세하게 개시되어 있다. 상기 미국 특허에 의하면 도 2에 도시된 서브하모닉 믹서는 90도씩의 위상차를 가지고 RF주파수의 1/2에 해당하는 국부발진주파수를 갖는 제 1 내지 제 4 쿼드러처 신호를 이용하여 다이렉트 컨버젼할 수 있다. 도 2에 도시된 서브하모닉믹서에서 LO0, LO90, LO180, LO270으로 표시한 것은 제 1 내지 제 4 쿼드러처 신호가 상기 미국특허에서 설명되는 방법에 의한 전처리기를 거쳐서 나온 신호를 뜻함을 밝혀둔다. 따라서 미합중국 특허 제 6587678호에 의하면 RF신호보다 낮은 주파수의 국부발진기를 가지고도 다이렉트 컨버젼을 할 수 있다. 그러나 상기 미국 특허에서도 IMD2에 의한 성능저하는 심각한 문제이다.
상기와 같은 문제점을 해결하기 위한 본 발명의 제 1 목적은 믹서에 사용되는 쿼드러처 신호의 위상을 조절하여 선형성을 보정하는 주파수 혼합방법을 제공하는 데 있다.
본 발명의 제 2 목적은 믹서에서 사용되는 쿼드러처 신호의 위상을 조절하여 선형성을 보정할 수 있는 주파수 혼합장치를 제공하는 데 있다.
본 발명의 제 3 목적은 쿼드러처 신호의 위상을 조절하여 선형성을 보정하는 주파수 혼합장치를 포함하는 직접변환수신기를 제공하는 데 있다.
상기 제 1 목적을 달성하기 위한 주파수 혼합방법은, 소정 주파수의 제 1 쿼드러처 신호, 제 1 쿼드러처 신호와 180도 위상차를 가지는 제 2 쿼드러처 신호, 제 1 쿼드러처 신호에 90도 위상지연을 갖는 제 3 쿼드러처 신호, 및 제 2 쿼드러처 신호에 90도 위상지연을 갖는 제 4 쿼드러처 신호를 발생시키는 단계, 선형성이 최대가 되도록 상기 제3 쿼드러처 신호 및 상기 제 4 쿼드러처 신호의 위상을 동시에 같은 양만큼 조절하는 단계, 상기 제 1, 제 2, 제 3, 제 4 쿼드러처 신호를 이용하여 무선(RF)신호를 다운컨버젼 하는 단계를 포함한다.
또한, 상기 제 2 목적을 달성하기 위한 주파수 혼합장치는 소정 주파수의 제 1 쿼드러처 신호, 제 1 쿼드러처 신호와 180도 위상차를 가지는 제 2 쿼드러처 신호, 각각 제 1 쿼드러처 신호 및 제 2 쿼드러처 신호에 90도 위상지연을 갖는 제 3 쿼드러처 신호 및 제 4 쿼드러처 신호를 발생시키는 쿼드러처 신호발생부, 선형성이 최대가 되도록 상기 제 3 쿼드러처 신호 및 상기 제 4 쿼드러처 신호의 위상을 동시에 같은 양만큼 조절하는 위상조절부, 및 상기 제 1, 제 2, 제 3 및 제 4 쿼드러처 신호를 이용하여 무선(RF)신호를 다운컨버젼하는 서브하모닉 믹서를 포함한다.
또한 상기 제 3 목적을 달성하기 위한 직접변환수신기는 소정 주파수의 제 1 쿼드러처 신호, 제 1 쿼드러처 신호와 180도 위상차를 가지는 제 2 쿼드러처 신호, 각각 제 1 쿼드러처 신호 및 제 2 쿼드러처 신호에 90도 위상지연을 갖는 제 3 쿼드러처 신호 및 제 4 쿼드러처 신호를 발생시키는 쿼드러처 신호발생부, 선형성이 최대가 되도록 상기 제 3 쿼드러처 신호 및 상기 제 4 쿼드러처 신호의 위상을 동시에 같은 양만큼 조절하는 위상조절부, 및 상기 제 1, 제 2, 제 3 및 제 4 쿼드러처 신호를 이용하여 무선(RF)신호를 다운컨버젼하는 서브하모닉 믹서를 구비하는 주파수 혼합장치를 포함한다.
따라서 위상조절만으로 선형성이 증가가 되도록 할 수 있어, RF수신기의 성능이 향상된다.
이하, 본 발명에 따른 바람직한 실시예를 첨부된 도면을 참조하여 상세하게 설명한다.
도 3은 본 발명의 일실시예에 따른 주파수 혼합장치의 블록도이다. 도 3을 참조하면 본 발명의 일실시예에 의한 주파수 혼합장치는 쿼드러처 신호발생부(310), 위상조절부(320) 및 서브하모닉 믹서(330)를 포함한다.
쿼드러처 신호발생부(310)는 소정 주파수의 제 1 쿼드러처 신호, 제 1 쿼드러처 신호와 180도 위상차를 가지는 제 2 쿼드러처 신호, 각각 제 1 쿼드러처 신호 및 제 2 쿼드러처 신호에 90도 위상지연을 갖는 제 3 쿼드러처 신호 및 제 4 쿼드러처 신호를 발생시킨다. 이렇게 90도씩의 위상차를 가지는 4개의 신호를 생성하는 방법에는 여러 가지가 있으며 이는 당해 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게는 자명한 것이다.
위상조절부(320)는 쿼드러처 신호발생부(310)에서 제 3 쿼드러처 신호 및 제 4 쿼드러처 신호를 입력받아 이들의 위상을 조절한다. 이러한 위상조절부(320)를 위상 쉬프터(phase shifter), 위상조절기(phase trim), 위상지연기(phase delay) 등에 의하여 구현할 수 있음은 당해 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게는 자명한 것이다.
특히, 따로 위상조절부(320)를 두지 않고 쿼드러처 신호발생부(310)내에 제 3 쿼드러처 신호 및 제 4 쿼드러처 신호의 위상을 조절하는 기능을 포함하는 경우가 있다. 예를들어, 미국등록특허 제 6462626호에 개시된 직교출력 발진기의 경우에, 상기 미국특허에 개시된 직교출력 발진기는 쿼드러처 신호발생부(310)내에 위상조절부(320)를 포함하고 있는 경우로 볼 수 있다. 이러한 미국등록특허 제 6462626호와 같은 경우에도 선형성 보정을 위해 위상을 조절하는 한 본 발명의 기술사상의 범위를 벗어나는 것으로 볼 수 없는 것이다.
서브하모닉 믹서(330)는 원하는 LO주파수의 1/2의 발진주파수를 가지는 직교위상신호를 이용하여 믹싱을 한다. 본 실시예에서 도 3에 도시된 서브하모닉 믹서(330)는 도 2에 도시된 서브하모닉 믹서를 사용하는 경우를 중심으로 설명하나 본 발명의 기술사상의 서브하모닉 믹서는 도 2에 도시된 서브하모닉 믹서에 한하지 아니한다.
이하 도 3에 도시된 위상조절부(320)에서 제 3 쿼드러처 신호 및 제 4 쿼드러처 신호의 위상을 조절함에 따라 도 3의 주파수 혼합장치의 선형성 중에서도 특히 IP2가 보정되는 이유를 상술한다.
먼저, 도 3에 도시된 위상조절부(320)에서 제 3 쿼드러처 신호 및 제 4 쿼드러처 신호의 위상을 조절하면 도 2에 도시된 것과 같은 서브하모닉 믹서에서 RF신 호에 의하여 발생되는 전류(I+, I-)를 LO신호에 의하여 스위칭하는 트랜지스터들(Q3-Q10)의 베이스에 인가되는 스위칭 신호들의 위상이 변하게 된다. 따라서 결과적으로 RF신호에 의하여 발생되는 전류(I+, I-)를 스위칭하는 신호의 듀티가 변경되게 된다. 이는 도 1에 도시된 길버트 셀 믹서에서 LO신호(LO+, LO-)의 듀티가 변경되는 것과 같은 결과가 된다.
다음에, RF신호에 의하여 발생되는 전류(I+, I-)를 스위칭하는 신호의 듀티가 변경되면 하기 수학식 2과 같이 IP2가 변하게 된다. 아래 수학식 2은 도 2에 도시된 서브하모닉 믹서모델에 대한 식이다. 아래 수학식 2에서 α2는 2차 하모닉 계수이고, ΔARF는 차동쌍으로 인가되는 RF신호의 신호크기 미스매치이며, Δη는 RF신호에 의하여 발생되는 전류(I+, I-)를 스위칭하는 신호의 듀티비의 50%를 기준으로 한 미스매치이며, Δgm은 RF신호가 인가되는 트랜지스터쌍(Q1, Q2)의 트랜스컨덕턴스 미스매치이며, ΔR은 풀업저항쌍(R1, R2)의 미스매치이고, ηnorm은 0.5임을 밝혀둔다.
Figure 112004036699708-pat00002
수학식 2 에 의하면 이상적으로 Δη을 조절하여 분모를 0으로 만들 수 있고, 이것은 IIP2가 무한대 즉, IMD2가 없는 이상적인 상태를 만들 수 있음을 뜻한 다. 상기 수학식 2는 이상적인 모델에 대한 수학식으로 실제로는 IIP2를 무한대로 만들기 어려울 수 있으나 위상을 조절하여 RF신호에 의하여 발생되는 전류를 스위칭하는 파형의 듀티를 조절함으로서 IIP2를 조절할 수 있어 IIP2가 최대가 되는 포인트를 찾아 IP2를 보정할 수 있는 것이다.
도 4는 도 3에 도시된 주파수 혼합장치의 IP2변화를 나타낸 시뮬레이션 결과도이다. 도 4는 도 3에 도시된 주파수 혼합장치에서 서브하모닉 믹서가 도 2에 도시된 서브하모닉 믹서를 사용하도록 하고, 이 때 도 2에 도시된 풀업저항들(R1, R2)에 인위적인 50%미스매치를 주어 시뮬레이션한 결과이다. 도 4를 참조하면 도 3에 도시된 주파수 혼합장치에서 제 3 쿼드러처 신호 및 제 4 쿼드러처 신호의 위상을 조절함으로써 IIP2가 변하는 것을 알 수 있다. 도 4에서 x축은 제 3 쿼드러처 신호 및 제 4 쿼드러처 신호가 각각 제 1 쿼드러처 신호 및 제 2 쿼드러처 신호에 90도 위상지연을 기준으로 갖는 추가적인 위상지연을 degree단위로 나타낸 것이다. 도 4에서 y축은 IIP2의 크기를 dBm단위로 나타낸 것이다. 결국 도 4를 참조하면 제 3 쿼드러처 신호 및 제 4 쿼드러처 신호의 위상을 21도 정도 조절함으로써 IIP2가 74dBm정도로 최대인 지점을 찾을 수 있는 것이다. 이 때의 제 3 쿼드러처 신호 및 제 4 쿼드러처 신호가 각각 제 1 쿼드러처 신호 및 제 2 쿼드러처 신호에 대하여 갖는 위상지연은 111도 정도가 될 것이다. 따라서 이를 이용하면 IP2가 증가 되도록 주파수 혼합장치를 세팅할 수 있다. 나아가 주파수 혼합장치는 직접변환수신기에서 IMD2성분의 생성에 가장 크게 영향을 끼치게 되므로 주파수 혼합장치의 IP2가 증가 되면 주파수 혼합장치를 사용하는 직접변환수신기의 IP2도 증가 될 것이다.
도 5는 도 3에 도시된 주파수 혼합장치를 포함한 직접변환수신기의 블록도이다. 도 5를 참조하면 직접변환수신기는 안테나(510), 대역통과필터(520), 저잡음 증폭기(530), 쿼드러처 신호발생부(310), 위상조절부(320), 서브하모닉 믹서(330), 저역통과필터(540) 및 모뎀(550)을 포함한다. 도 5에 도시된 쿼드러처 신호발생부(310), 위상조절부(320) 및 서브하모닉 믹서(330)는 도 3에 도시된 그것과 동일하며, 같은 도면부호로 표시되었음을 밝혀둔다.
안테나(510)를 통하여 라디오 대역의 신호가 수신되면, 대역통과필터(520)에서 원하는 대역의 신호만을 걸러낸다. 대역통과필터(520)를 통해 걸러진 신호는 주파수 혼합장치를 통하여 기저대역의 신호로 다운컨버전된다. 주파수 혼합장치는 도 3에 도시된 구성이며, 쿼드러처 신호발생부(310), 위상조절부(320) 및 서브하모닉 믹서(330)로 구성된다. 따라서 도 5에 도시된 직접변환수신기는 쿼드러처 신호발생부(310)에서 발생시킨 제 3 및 제 4 쿼드러처 신호의 위상을 조절하여 선형성을 보정할 수 있다. 주파수 혼합장치의 동작은 도 3에서 이미 상세히 설명하였으므로 여기서 다시 설명하지 아니한다. 다운컨버전 된 신호는 저역통과필터(540)를 통하여 필터링된 후 모뎀(550)으로 전송되어 모뎀(550)에서 신호의 복/변조가 이루어지게 된다.
이상에서는 IP2의 보정을 중심으로 설명하였으나, 본 발명에 의한 선형성 보 정은 위상을 조절함으로써 얻을 수 있는 모든 선형성 보정을 포함하여 IP2의 보정에 한하지 아니한다.
또, 이와같은 본 발명의 기술사상은 DCR에 한하지 아니하고, 직교위상신호를 이용하여 주파수 혼합을 하는 모든 RF시스템에 적용가능한 것이다.
상기에서는 본 발명의 바람직한 실시예를 참조하여 설명하였지만, 해당 기술 분야의 숙련된 당업자는 하기의 특허 청구의 범위에 기재된 본 발명의 사상 및 영역으로부터 벗어나지 않는 범위 내에서 본 발명을 다양하게 수정 및 변경시킬 수 있음을 이해할 수 있을 것이다.
상술한 바와 같이, 본 발명의 주파수 혼합방법 및 이를 이용한 주파수 혼합장치는 주파수 혼합장치 또는 이를 이용한 RF수신기의 선형성이 증가 되도록 한다. 따라서 IMD2등을 감소시킬 수 있어, 특히 직접변환(Direct Conversion)방식의 RF시스템에서 원하는 신호를 효과적으로 검출할 수 있다. 나아가, 위상을 조절하여 선형성을 보상하는 방법으로 동작하기 때문에 다른 방법을 사용하는 것에 비하여 상대적으로 용이하게 IP2등 선형성이 증가 되도록 보상할 수 있어 적은 비용으로 효과적인 RF시스템을 구성할 수 있다.

Claims (11)

  1. 소정 주파수의 제 1 쿼드러처 신호, 상기 제 1 쿼드러처 신호와 180도 위상차를 가지는 제 2 쿼드러처 신호, 각각 상기 제 1 쿼드러처 신호 및 상기 제 2 쿼드러처 신호에 90도 위상지연을 갖는 제 3 쿼드러처 신호 및 제 4 쿼드러처 신호를 발생시키는 단계;
    선형성이 최대가 되도록 상기 제 3 쿼드러처 신호 및 상기 제 4 쿼드러처 신호의 위상을 동시에 같은 양만큼 조절하는 단계; 및
    상기 제 1, 제 2, 제 3 및 제 4 쿼드러처 신호를 이용하여 무선(RF)신호를 다운컨버젼하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 주파수 혼합방법.
  2. 제 1 항에 있어서 상기 주파수 혼합방법은 직접변환수신기에서 사용되는 것을 특징으로 하는 주파수 혼합방법.
  3. 제 2 항에 있어서 상기 선형성은 상기 직접변환수신기의 IP2로 표현되는 것을 특징으로 하는 주파수 혼합방법.
  4. 삭제
  5. 소정 주파수의 제 1 쿼드러처 신호 및 상기 제 1 쿼드러처 신호와 180도 위상차를 가지는 제 2 쿼드러처 신호를 발생시키는 단계;
    각각 상기 제 1 쿼드러처 신호 및 상기 제 2 쿼드러처 신호에 90도를 기준으로 변경가능한 위상지연을 갖는 제 3 쿼드러처 신호 및 제 4 쿼드러처 신호를 발생시키는 단계;
    선형성이 최대가 되도록 상기 제 3 쿼드러처 신호 및 상기 제 4 쿼드러처 신호의 위상을 동시에 같은 양만큼 변경하는 단계; 및
    상기 제 1, 제 2, 제 3 및 제 4 쿼드러처 신호를 이용하여 무선(RF)신호를 다운컨버젼하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 주파수 혼합방법.
  6. 제 5 항에 있어서 상기 주파수 혼합방법은 직접변환수신기에서 사용되는 것을 특징으로 하는 주파수 혼합기의 주파수 혼합방법.
  7. 제 6 항에 있어서 상기 선형성은 상기 직접변환수신기의 IP2로 표현되는 것을 특징으로 하는 주파수 혼합방법.
  8. 소정 주파수의 제 1 쿼드러처 신호, 상기 제 1 쿼드러처 신호와 180도 위상차를 가지는 제 2 쿼드러처 신호, 각각 상기 제 1 쿼드러처 신호 및 상기 제 2 쿼드러처 신호에 90도 위상지연을 갖는 제 3 쿼드러처 신호 및 제 4 쿼드러처 신호를 발생시키는 쿼드러처 신호발생부;
    선형성이 최대가 되도록 상기 제 3 쿼드러처 신호 및 상기 제 4 쿼드러처 신호의 위상을 동시에 같은 양만큼 조절하는 위상조절부; 및
    상기 제 1, 제 2, 제 3 및 제 4 쿼드러처 신호를 이용하여 무선(RF)신호를 다운컨버젼하는 서브하모닉 믹서를 포함하는 것을 특징으로 하는 주파수 혼합장치.
  9. 제 8 항에 있어서 상기 선형성은 상기 주파수 혼합장치의 IP2로 표현되는 것을 특징으로 하는 주파수 혼합장치.
  10. 제 9 항에 있어서 상기 주파수 혼합장치는 직접변환수신기에 사용되는 것을 특징으로 하는 주파수 혼합장치.
  11. 직접변환수신기에 있어서,
    제 8 항 또는 제 9 항의 주파수 혼합장치를 포함하는 것을 특징으로 하는 직접변환수신기.
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