JPH07147596A - ディジタル直交変調回路 - Google Patents
ディジタル直交変調回路Info
- Publication number
- JPH07147596A JPH07147596A JP5293437A JP29343793A JPH07147596A JP H07147596 A JPH07147596 A JP H07147596A JP 5293437 A JP5293437 A JP 5293437A JP 29343793 A JP29343793 A JP 29343793A JP H07147596 A JPH07147596 A JP H07147596A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- polarity
- quadrature
- signal
- gray code
- modulation
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
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- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 従来技術の問題点であった位相バランスのず
れや、キャリアリークの発生による変調精度の劣化を解
決する。 【構成】 クロック発生器１１によって、変調キャリア
周波ｆｃの４倍の周波数４ｆｃを有するクロックを発生
し、この発生クロックを２ビットグレイコード発生器１
２に入力して２ビットグレイコードＧ0，Ｇ1を発生す
る。発生２ビットのグレイコードＧ0，Ｇ1はそれぞれ極
性反転回路１３及び１４に入力する。極性反転回路１３
には直交変調信号の同相成分Ｉが入力しグレイコードＧ
0の極性により極性反転し、極性反転回路１４には直交
変調信号の直交成分Ｑが入力しグレイコードＧ1の極性
により極性反転する。極性反転されたＩデータ及びＱデ
ータは加算器１５で加算され、Ｄ／Ａ変換器１６でアナ
ログ信号に変換され、バンドパスフィルタ１７を通して
出力される。
れや、キャリアリークの発生による変調精度の劣化を解
決する。 【構成】 クロック発生器１１によって、変調キャリア
周波ｆｃの４倍の周波数４ｆｃを有するクロックを発生
し、この発生クロックを２ビットグレイコード発生器１
２に入力して２ビットグレイコードＧ0，Ｇ1を発生す
る。発生２ビットのグレイコードＧ0，Ｇ1はそれぞれ極
性反転回路１３及び１４に入力する。極性反転回路１３
には直交変調信号の同相成分Ｉが入力しグレイコードＧ
0の極性により極性反転し、極性反転回路１４には直交
変調信号の直交成分Ｑが入力しグレイコードＧ1の極性
により極性反転する。極性反転されたＩデータ及びＱデ
ータは加算器１５で加算され、Ｄ／Ａ変換器１６でアナ
ログ信号に変換され、バンドパスフィルタ１７を通して
出力される。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、変調回路として一般的
に用いられている直交変調回路の改良に関し、特に直交
変調回路をディジタル回路構成としたものである。
に用いられている直交変調回路の改良に関し、特に直交
変調回路をディジタル回路構成としたものである。
【０００２】
【従来の技術】従来、直交変調回路として、多値ＱＡＭ
（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ Ｍｏｄ
ｕｌａｔｉｏｎ）や多相ＰＳＫ（Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆ
ｔ Ｋｅｙｉｎｇ）における変調には、同相成分Ｉ、直
交成分Ｑからなる変調信号を互いに直交するキャリア信
号に平衝変調し、加算合成する直交変調回路が用いられ
ている。この従来の直交変調回路の構成例を図４に示
す。基準搬送波発生回路２１と、該基準搬送波発生回路
２１の出力を互いに直交するキャリア信号に分配する９
０゜位相分配器２２と、該９０゜位相分配器２２の２つ
の出力と、変調信号の同相成分Ｉ、及び直交成分Ｑ（い
ずれもアナログ）とをそれぞれ掛け合わせて周波数変換
する平衝変調回路２３、２４、それらの出力をレベル合
成する合成器２５と、該合成器２５の直交変調後の不要
高調波を除去するＢＰＦ２６から構成されている。
（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ Ｍｏｄ
ｕｌａｔｉｏｎ）や多相ＰＳＫ（Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆ
ｔ Ｋｅｙｉｎｇ）における変調には、同相成分Ｉ、直
交成分Ｑからなる変調信号を互いに直交するキャリア信
号に平衝変調し、加算合成する直交変調回路が用いられ
ている。この従来の直交変調回路の構成例を図４に示
す。基準搬送波発生回路２１と、該基準搬送波発生回路
２１の出力を互いに直交するキャリア信号に分配する９
０゜位相分配器２２と、該９０゜位相分配器２２の２つ
の出力と、変調信号の同相成分Ｉ、及び直交成分Ｑ（い
ずれもアナログ）とをそれぞれ掛け合わせて周波数変換
する平衝変調回路２３、２４、それらの出力をレベル合
成する合成器２５と、該合成器２５の直交変調後の不要
高調波を除去するＢＰＦ２６から構成されている。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】しかし、この方式では
位相分配器２２で発生するキャリア信号の同相成分Ｉ、
直交成分Ｑの位相バランスの誤差や、平衝変調回路２
３、２４におけるキャリアマークの発生等により、精度
の良い直交変調を行うには問題があった。
位相分配器２２で発生するキャリア信号の同相成分Ｉ、
直交成分Ｑの位相バランスの誤差や、平衝変調回路２
３、２４におけるキャリアマークの発生等により、精度
の良い直交変調を行うには問題があった。
【０００４】本発明の目的は、直交変調回路をディジタ
ル回路で構成し、従来技術の問題点であった位相バラン
スのずれや、キャリアリークの発生による変調精度の劣
化を解決することのできるディジタル直交変調回路を提
案することにある。
ル回路で構成し、従来技術の問題点であった位相バラン
スのずれや、キャリアリークの発生による変調精度の劣
化を解決することのできるディジタル直交変調回路を提
案することにある。
【０００５】
【課題を解決するための手段】上記の目的は、変調キャ
リア周波数の４倍の周波数を有するクロックを発生する
クロック発生器と、該クロック発生器のクロックに従っ
て２ビットのグレイコードを発生する２ビットグレイコ
ード発生器と、該２ビットグレイコード発生器の出力と
直交変調信号の同相成分Ｉおよび直交成分Ｑをそれぞれ
入力し該直交変調信号の同相成分Ｉおよび直交成分Ｑの
極性を反転するそれぞれ第１および第２の極性反転回路
と、該第１および第２の極性反転回路の出力を加算する
加算器と、該加算器による加算結果をアナログ信号に変
換するＤ／Ａ変換器と、該Ｄ／Ａ変換器によるＤ／Ａ変
換後の不要高調波を除去するバンドパスフィルタとから
成るディジタル直交変換回路によって達成される。
リア周波数の４倍の周波数を有するクロックを発生する
クロック発生器と、該クロック発生器のクロックに従っ
て２ビットのグレイコードを発生する２ビットグレイコ
ード発生器と、該２ビットグレイコード発生器の出力と
直交変調信号の同相成分Ｉおよび直交成分Ｑをそれぞれ
入力し該直交変調信号の同相成分Ｉおよび直交成分Ｑの
極性を反転するそれぞれ第１および第２の極性反転回路
と、該第１および第２の極性反転回路の出力を加算する
加算器と、該加算器による加算結果をアナログ信号に変
換するＤ／Ａ変換器と、該Ｄ／Ａ変換器によるＤ／Ａ変
換後の不要高調波を除去するバンドパスフィルタとから
成るディジタル直交変換回路によって達成される。
【０００６】
【作用】上記本発明のディジタル直交変換回路は、ディ
ジタル回路で変調信号の処理をしＤ／Ａ変換してアナロ
グ信号を出力する。即ち、クロック発生器によって変調
キャリア周波ｆｃの４倍の周波数４ｆｃを有するクロッ
クを発生し、これをグレイコード発生器に入力して２ビ
ットのグレイコードＧ0、Ｇ1を発生する。この２ビット
グレイコード信号の１つのＧ0を第１の極性反転回路に
入力し直交変調信号の同相成分Ｉを極性反転し、他のグ
レイコード信号Ｇ1を第２の極性反転回路に入力し直交
変調信号の直交成分Ｑの極性反転を行なう。極性反転し
たそれぞれのＩデータとＱデータは次の加算器で加算
し、加算結果をＤ／Ａ変換器で４ｆｃアナログ変換し、
バンドパスフィルタを通して周波数ｆｃの変調信号を出
力する。
ジタル回路で変調信号の処理をしＤ／Ａ変換してアナロ
グ信号を出力する。即ち、クロック発生器によって変調
キャリア周波ｆｃの４倍の周波数４ｆｃを有するクロッ
クを発生し、これをグレイコード発生器に入力して２ビ
ットのグレイコードＧ0、Ｇ1を発生する。この２ビット
グレイコード信号の１つのＧ0を第１の極性反転回路に
入力し直交変調信号の同相成分Ｉを極性反転し、他のグ
レイコード信号Ｇ1を第２の極性反転回路に入力し直交
変調信号の直交成分Ｑの極性反転を行なう。極性反転し
たそれぞれのＩデータとＱデータは次の加算器で加算
し、加算結果をＤ／Ａ変換器で４ｆｃアナログ変換し、
バンドパスフィルタを通して周波数ｆｃの変調信号を出
力する。
【０００７】
【実施例】以下本発明の一実施例を図面にもとづいて説
明する。図１は本発明の一実施例ブロック構成図で、１
１は変調キャリア周波の４倍の周波数を有するクロック
を発生するクロック発生器で、該クロック発生器の出力
を２ビットグレイコード発生器１２に入力して２ビット
のグレイコードを発生する。１３及び１４は、それぞれ
第１及び第２の極性反転回路で、極性反転回路１３には
グレイコードＧ0と直交変調信号の同相成分Ｉ（ディジ
タル）が入力し、極性反転回路１４にはグレイコードＧ
1と直交変調信号の直交成分Ｑ（ディジタル）が入力し
極性反転が行なわれる。１５は両極性反転回路１３、１
４の出力の加算器で、加算結果をＤ／Ａ変換器１６及び
バンドパスフィルタ１７を通して変調信号を出力する。
明する。図１は本発明の一実施例ブロック構成図で、１
１は変調キャリア周波の４倍の周波数を有するクロック
を発生するクロック発生器で、該クロック発生器の出力
を２ビットグレイコード発生器１２に入力して２ビット
のグレイコードを発生する。１３及び１４は、それぞれ
第１及び第２の極性反転回路で、極性反転回路１３には
グレイコードＧ0と直交変調信号の同相成分Ｉ（ディジ
タル）が入力し、極性反転回路１４にはグレイコードＧ
1と直交変調信号の直交成分Ｑ（ディジタル）が入力し
極性反転が行なわれる。１５は両極性反転回路１３、１
４の出力の加算器で、加算結果をＤ／Ａ変換器１６及び
バンドパスフィルタ１７を通して変調信号を出力する。
【０００８】以上の構成回路は次のように作用する。変
調キャリア周波ｆｃの４倍の周波数を有するクロックを
発生するクロック発生器１１から４ｆｃの周期で２ビッ
トグレイコード発生器１２にクロック信号が入力され
る。２ビットグレイコード発生器１２では図３の表に示
したグレイコード（Ｇ1、Ｇ0）の２ビットディジタル信
号を発生する。極性反転回路１３には直交変調信号のＩ
（同相成分）とグレイコードＧ0が入力し、Ｇ0の極性に
よりＩデータの極性を反転させ、また、極性反転回路１
４には直交変調信号のＱ（直交成分）とグレイコードＧ
1が入力し、Ｇ1の極性によりＱデータの極性を反転させ
る。これは、１ビットのディジタルデータＧ0およびＧ1
によるディジタル乗算と等価な処理である。次に上記極
性反転されたＩデータ、Ｑデータは加算器１５で加算処
理された後に、Ｄ／Ａ変換器１６で４ｆｃの周期でＤ／
Ａ変換される。Ｄ／Ａ変換されたアナログ信号は、高調
波除去のためにバンドパスフィルタ１７を通して出力さ
れ、周波数ｆｃを中心とするディジタル直交変調された
波形が得られる。
調キャリア周波ｆｃの４倍の周波数を有するクロックを
発生するクロック発生器１１から４ｆｃの周期で２ビッ
トグレイコード発生器１２にクロック信号が入力され
る。２ビットグレイコード発生器１２では図３の表に示
したグレイコード（Ｇ1、Ｇ0）の２ビットディジタル信
号を発生する。極性反転回路１３には直交変調信号のＩ
（同相成分）とグレイコードＧ0が入力し、Ｇ0の極性に
よりＩデータの極性を反転させ、また、極性反転回路１
４には直交変調信号のＱ（直交成分）とグレイコードＧ
1が入力し、Ｇ1の極性によりＱデータの極性を反転させ
る。これは、１ビットのディジタルデータＧ0およびＧ1
によるディジタル乗算と等価な処理である。次に上記極
性反転されたＩデータ、Ｑデータは加算器１５で加算処
理された後に、Ｄ／Ａ変換器１６で４ｆｃの周期でＤ／
Ａ変換される。Ｄ／Ａ変換されたアナログ信号は、高調
波除去のためにバンドパスフィルタ１７を通して出力さ
れ、周波数ｆｃを中心とするディジタル直交変調された
波形が得られる。
【０００９】ここで、図２に２ビットグレイコード発生
器の出力と変調用キャリア信号との対応を示す。変調用
キャリア（破線）を同図の・印で示した周波数４ｆｃの
サンプリングポイントでながめると、変調用キャリア
の、 直交成分は＋Ａ，＋Ａ，−Ａ，−Ａ… 同相成分は＋Ａ，−Ａ，−Ａ，＋Ａ… の周期を繰り返している。ここで、＋Ａをディジタルの
論理値”０”、−Ａをディジタルの論理値”１”に置き
換えたとすると、図３の表に示した２ビットのグレイコ
ードで表現できることがわかる。
器の出力と変調用キャリア信号との対応を示す。変調用
キャリア（破線）を同図の・印で示した周波数４ｆｃの
サンプリングポイントでながめると、変調用キャリア
の、 直交成分は＋Ａ，＋Ａ，−Ａ，−Ａ… 同相成分は＋Ａ，−Ａ，−Ａ，＋Ａ… の周期を繰り返している。ここで、＋Ａをディジタルの
論理値”０”、−Ａをディジタルの論理値”１”に置き
換えたとすると、図３の表に示した２ビットのグレイコ
ードで表現できることがわかる。
【００１０】以上のようにして、本構成によれば、変調
後のキャリア信号をディジタルのままで生成処理できる
ので、Ｄ／Ａ変換出力には、変調後のキャリア信号波形
が容易に得られ、これはレベルバランスの調整を必要と
しないために、無調整で精度の良い直交変調信号を得る
ことができる。
後のキャリア信号をディジタルのままで生成処理できる
ので、Ｄ／Ａ変換出力には、変調後のキャリア信号波形
が容易に得られ、これはレベルバランスの調整を必要と
しないために、無調整で精度の良い直交変調信号を得る
ことができる。
【００１１】
【発明の効果】以上、詳細に説明したように、本発明に
よれば、従来の９０゜位相分配器や平衝変調器を１つの
グレイコード発生器と２つの極性反転回路で置き換える
ので、ハードウェア規模を縮小するのに極めて有効であ
り、ＩＣ化にも適する。また、変調後のキャリア信号を
ディジタル的に生成するので、無調整で精度の良い直交
変調信号を出力できる直交変調器を提供できる。
よれば、従来の９０゜位相分配器や平衝変調器を１つの
グレイコード発生器と２つの極性反転回路で置き換える
ので、ハードウェア規模を縮小するのに極めて有効であ
り、ＩＣ化にも適する。また、変調後のキャリア信号を
ディジタル的に生成するので、無調整で精度の良い直交
変調信号を出力できる直交変調器を提供できる。
【図１】本発明の一実施例回路を示すブロック構成図で
ある。
ある。
【図２】本発明の一実施例の２ビットグレイコード発生
の動作説明図である。
の動作説明図である。
【図３】本発明の一実施例の２ビットグレイコード説明
表である。
表である。
【図４】従来の回路ブロック図である。
１１…クロック発生器、１２…２ビットグレイコード発
生器、１３、１４…極性反転回路、１５…加算器、１６
…Ｄ／Ａ変換器、１７…バンドパスフィルタ。
生器、１３、１４…極性反転回路、１５…加算器、１６
…Ｄ／Ａ変換器、１７…バンドパスフィルタ。
Claims (1)
- 【請求項１】 変調キャリア周波の４倍の周波数を有す
るクロックを発生するクロック発生器と、該クロック発
生器のクロックに従って２ビットのグレイコードを発生
する２ビットグレイコード発生器と、該２ビットグレイ
コード発生器の出力と直交変調信号の同相成分Ｉおよび
直交成分Ｑをそれぞれ入力し該直交変調信号の同相成分
Ｉおよび直交成分Ｑの極性を反転するそれぞれ第１およ
び第２の極性反転回路と、該第１および第２の極性反転
回路の出力を加算する加算器と、該加算器による加算結
果をアナログ信号に変換するＤ／Ａ変換器と、該Ｄ／Ａ
変換器によるＤ／Ａ変換後の不要高調波を除去するバン
ドパスフィルタとにより構成されることを特徴とするデ
ィジタル直交変調回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5293437A JPH07147596A (ja) | 1993-11-24 | 1993-11-24 | ディジタル直交変調回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5293437A JPH07147596A (ja) | 1993-11-24 | 1993-11-24 | ディジタル直交変調回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH07147596A true JPH07147596A (ja) | 1995-06-06 |
Family
ID=17794756
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP5293437A Pending JPH07147596A (ja) | 1993-11-24 | 1993-11-24 | ディジタル直交変調回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH07147596A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2004015310A (ja) * | 2002-06-05 | 2004-01-15 | Mitsubishi Electric Corp | 歪補償回路および送信機 |
-
1993
- 1993-11-24 JP JP5293437A patent/JPH07147596A/ja active Pending
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2004015310A (ja) * | 2002-06-05 | 2004-01-15 | Mitsubishi Electric Corp | 歪補償回路および送信機 |
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