JP3419484B2

JP3419484B2 - 変調器、送信器

Info

Publication number: JP3419484B2
Application number: JP02007293A
Authority: JP
Inventors: 隆文山路
Original assignee: Toshiba Corp
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 1992-03-30
Filing date: 1993-02-08
Publication date: 2003-06-23
Anticipated expiration: 2018-06-23
Also published as: US5534827A; JPH0621991A; US5714916A

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は振幅変調や振幅位相変調
などに用いられる変調器、送信器に係り、特に集積回路
に適した変調器、送信器に関する。

【０００２】

【従来の技術】携帯型の電話などが普及しつつあるが、
このような無線機器においては小型化、低消費電力化を
図ることは非常に重要なファクターになる。このような
状況に伴って変・復調回路にも小型化、低消費電力化が
望まれている。

【０００３】図３０は従来の直交変調器の一例の構成を
示すブロック図である。

【０００４】この直交変調器は２系列のデジタルで与え
られる変調信号をアナログ変調信号に変換するＤ／Ａコ
ンバータ７１、７２と各Ｄ／Ａコンバータの出力に含ま
れるサンプリングノイズを除去するローパスフィルタ７
３、７４と、ローカル信号を発生するシンセサイザ７９
と、シンセサイザ７９が出力するローカル信号の周波数
をπ／２移相するπ／２移相器８０と、ローパスフィル
タ７３の出力でπ／２移相器８０の出力を振幅変調する
ミキサ７７と、ローパスフィルタ７４の出力でシンセサ
イザ７９の出力を振幅変調するミキサ７８と、各ミキサ
の出力を合成し、振幅位相変調波を出力する合成器８１
とで基本的に構成される。なお、ミキサ７７、７８は振
幅変調器を用いることができる。

【０００５】この種の直交変調器はＤ／Ａコンバータ７
１、７２以後はアナログ信号処理なので、種々の誤差と
歪みを発生する。通常、歪みを少なくするには信号に対
して十分大きいバイアス電流が必要であり、消費電流が
大きくなる問題があった。この問題はミキサを振幅変調
器として用いた場合も共通である。また、直交変調器で
は精度の高い変調をするためには、誤差補正のため補正
回路や補正信号発生回路等の補正手段が必要になるな
ど、回路規模が大きくなるという問題があった。一方、
高精度の直交変調器としては、１９９１年電子情報通信
学会秋季大会講演論文集Ｂ−２３９に見られるように、
デジタル的に信号を構成する方法も提案されているが、
この方式は、精度をよくするためには多ビットのデシタ
ル信号を高速に処理しなくてはならず、回路規模も大き
くなり、かつ消費電力も大きく、携帯用無線端末等には
不向きである。

【０００６】

【発明が解決しようとする課題】上述したように、従来
の振幅変調器あるいは直交変調器では、アナログ信号処
理を伴うものでは十分大きいバイアス電流が必要であ
り、消費電流が大きくなる問題があり、デジタル的に信
号を構成する変調器では精度をよくするためには多ビッ
トのデシタル信号を高速に処理しなくてはならず、回路
規模も大きくなり、かつ消費電力も大きくなるという問
題があった。

【０００７】本発明は、このような問題に鑑みなされた
もので、低消費電力かつ調整箇所が少ない変調器、送信
器を提供することを目的とする。

【０００８】

【課題を解決するための手段】上述した目的を達成する
ため、請求項１の発明は、変調信号が入力され、時間平
均したときに所定のアナログ信号となるディジタルの選
択信号に変換する信号変換手段と、選択信号に基づき周
波数が等しく位相または振幅が異なる信号のうち１つを
選択して出力する選択手段とを具備する。

【０００９】

【００１０】

【００１１】請求項２の発明は、請求項１記載の変調器
において、信号変換手段が、第１の変調信号を２値の第
１の選択信号に変換する第１の信号変換手段と、第２の
変調信号を２値の第２の選択信号に変換する第２の信号
変換手段とからなり、選択手段が、前記第１および第２
の選択信号に応じて周波数が等しく位相が互いに９０°
異なる４種類の信号のうち１つを振幅位相変調信号とし
て選択することを特徴とする。

【００１２】請求項３の発明は、請求項１記載の変調器
において、信号変換手段が、複数の変調信号および複数
の帰還信号を入力ベクトルとし、当該入力ベクトルを線
形変換する線形変換器と、線形変換されたベクトルをベ
クトル量子化により符号化して選択信号として出力する
符号化器と、符号化された出力を前記複数の帰還信号と
して復号するベクトル再生器とを具備する。また、請求
項４の発明は、請求項１記載の変調器において、信号変
換手段が、第１の変調信号を第１の選択信号に変換する
第１信号変換手段と、第２の変調信号を第２の選択信号
に変換する第２信号変換手段と、第１の選択信号を反転
させる第１反転手段と、第２の選択信号を反転させる第
２反転手段とを備え、選択手段が、第１の選択信号、第
１の反転信号、第２の選択信号および第２の反転信号の
４種類の信号のうち１つを搬送波信号の周波数に基づく
クロック信号により順次選択して出力することを特徴と
する。さらに、請求項５の発明は、請求項１記載の変調
器において、信号変換手段が、第１の変調信号を第１の
選択信号に変換する第１信号変換手段と、第２の変調信
号を第２の選択信号に変換する第２信号変換手段とを具
備し、選択手段が、第１の選択信号と第２の選択信号を
入力し、第１の制御信号と第２の制御信号を生成する手
段と、局部発振器からの信号を入力し、第１の制御信号
に基づいて遅延が０である第１の位相モードもしくは遅
延が１８０°である第２の位相モードとの切り替えを行
う第１切り替え手段と、第１切り替え手段からの出力信
号を入力し、第２の制御信号に基づいて遅延が０である
第３の位相モードもしくは遅延が９０°である第４の位
相モードとの切り替えを行う第２切り替え手段とを具備
する。請求項６の発明は、電力制御用として使用される
変調器において、複数の変調信号と複数の帰還信号を入
力ベクトルとし、当該入力ベクトルを線形変換する線形
変換手段と、線形変換されたベクトルをベクトル量子化
により符号化して時間平均したときに所定のアナログ信
号となるディジタルの選択信号として出力する符号化器
と、符号化された出力を前記複数の帰還信号として出力
するベクトル再生器と、複数の信号から選択信号に応じ
た複数の信号を選択し出力する選択手段とを具備する。
請求項７の発明は、請求項１乃至６のいずれか１項に記
載の変調器において、選択手段からの出力信号に重畳し
た量子化雑音を除去するフィルタをさらに具備する。請
求項８の発明は、変調信号が入力され、時間平均したと
きに所定のアナログ信号となるディジタルの選択信号に
変換する信号変換手段と、選択信号に基づき周波数が等
しく位相または振幅が異なる信号のうち１つを選択して
出力する選択手段と、選択手段からの出力信号に重畳し
た量子化雑音を除去して出力するフィルタと、フィルタ
からの出力信号を線形増幅するアンプとを具備したこと
を特徴とする。請求項９の発明は、変調信号が入力さ
れ、時間平均したときに所定のアナログ信号となるディ
ジタルの選択信号に変換する信号変換手段と、選択信号
に基づき周波数が等しく位相または振幅が異なる信号の
うち１つを選択して出力する選択手段と、選択手段から
の出力信号を非線形増幅して出力するアンプと、アンプ
の出力信号から所定帯域を選択するフィルタとを具備す
る。

【００１３】

【作用】本発明において、従来の直交変調器のＤ／Ａコ
ンバータに該当するのは変調信号を２値の信号に変換す
る変換手段である。

【００１４】変換手段の出力が、例えば１と−１の２値
をとるスイッチング信号で、１，−１，１，−１，・・
といった系列を出力しているとき、その出力を平均すれ
ば０となる。また、１，１，−１，１，１，−１，・・
といった系列を出力しているとき、その出力を平均すれ
ば１／３を出力しているとみなすことができる。

【００１５】このように信号系列の平均が、所望のアナ
ログ信号になるように２値の信号系列を出力する変換手
段の１つにデルタシグマ変調器がある。

【００１６】変調手段の信号系列を平均化するという処
理は、信号を低域通過フィルタに通すことで実現でき
る。つまり、変換手段の出力信号系列を周波数領域でみ
ると、量子化雑音等の不要信号成分は所望信号の存在す
る低周波域には少なく、高周波域に多く分布するので、
フィルタによって低周波成分のみ取り出すことで所望信
号成分を得ることができる。

【００１７】本発明は、信号系列の平均が所望のアナロ
グ信号になるような２値の信号系列と、搬送波信号を掛
け合わせることによって振幅変調信号を得ることが基本
である。すなわち、変換手段の出力が１のときｃｏｓω
ｔを出力し、変調手段の出力が−１のとき−ｃｏｓωｔ
を出力する手段によって、１，１，−１，１，１，−
１，・・・を入力したとき、平均すると１／３ｃｏｓω
ｔとなる出力を得ることである。この場合の平均化する
という処理は、信号の中心角周波数がωである帯域通過
フィルタに通すことに対応する。

【００１８】上述の信号処理は、直交２成分に対して行
うことによって直交変調を実現する。すなわち、第１、
および第２の変換手段のそれぞれ２値の出力に応じて，
ｃｏｓωｔ，−ｃｏｓωｔ，ｓｉｎωｔ，−ｓｉｎωｔ
を出力する手段によって直交変調を実現する。

【００１９】出力信号は、所望信号のほかに量子化雑音
や高調波成分を含むが、所望信号成分は搬送波周波数付
近にあり、不要信号成分は搬送波周波数から比較的離れ
た帯域に分布する。

【００２０】従来のアナログ方式の場合、アナログの乗
算回路が必要であったが、本発明の場合、変調信号、搬
送波信号、被変調信号共に振幅一定なのでスイッチング
回路を用いて、乗算や直交成分合成の信号処理を行うこ
とが可能である。また、スイッチング信号は振幅誤差や
歪の問題をアナログ回路に比べて容易に回避できるの
で、時間軸上の誤差が少ない信号を用いれば、精度の高
い振幅変調または直交変調器が実現できる。

【００２１】また、アナログ回路では、ノイズの影響を
少なくするためには振幅の大きい信号が必要であり、歪
みを少なくするには信号の振幅よりも大きいバイアス電
流を流さなければならない、一方、スイッチング回路は
回路の動作速度を保証できる範囲でバイアス電流を少な
くすることが可能であり、かつ、本発明は１ビットの信
号処理で実現されるので、回路規模はアナログ回路と同
程度になり、消費電流を少なくすることができる。

【００２２】なお、デルタシグマ変調方式には、量子化
雑音を低減するなどの目的で３値以上の多値出力のもの
がある。これを振幅変調器に利用するには、例えば３値
以上の場合は−１，０，１を−ｃｏｓωｔ，０，ｃｏｓ
ωｔに対応させると２値の場合と同様に振幅変調信号が
得られる。このように３値以上の場合も２値の場合と同
様に振幅変調器または直交変調器を構成できる。ただ
し、３値の場合は２値の場合とほぼ同等の回路規模で実
現できるが、多値になるほど従来のデジタル方式、また
はアナログ方式に近づくので、量子化雑音は小さくなる
が、回路規模が大きくなり、誤差要因が増え、消費電力
も増加する。

【００２３】前述の通り、本発明によれば、振幅変調器
および直交変調器の一部、もしくは全部をスイッチング
回路で構成できるので、アナログ回路で問題となる素子
値のバラツキによる変調誤差の影響を回避できる。ま
た、基本的に１ビットの信号のみを扱っているので、従
来のデジタル方式の変調器に比べ回路規模が小さく、か
つ、スイッチング回路ではアナログ回路のような歪みの
問題がないので、スイッチング動作速度が問題にならな
い範囲で低消費電力化を図ることが可能である。また、
ｃｏｓωｔ、ｃｏｓωｔ、−ｃｏｓωｔ、…という出力
を平均化することによって１／３ｃｏｓωｔを得られる
のと同様に、ｃｏｓωｔ、ｃｏｓ（ωｔ＋φ）、ｃｏｓ
ωｔ、ｃｏｓ（ωｔ＋φ）、…という出力を平均化する
と、１／２ｃｏｓωｔ＋１／２ｃｏｓ（ωｔ＋φ）＝ｓｉｎ（φ／２）ｃｏｓ（ωｔ＋φ／２）となる。

【００２４】このように、所望の信号を得るのに、必ず
しも位相差が９０°である信号を基準にする必要はな
く、例えば三相交流のように１２０°の位相差の信号を
切り替えることによって振幅位相変調を実現することも
可能である。この場合に、周波数成分の一部が所望の信
号であり、量子化雑音が所望波の周波数帯域から離れた
周波数帯域に多く分布するように、信号を切り替える必
要がある。そのような切り替え信号を生成するのが、ベ
クトルデルタシグマ変調器である。デルタシグマ変調器
を２組用いる振幅位相変調器の出力は、振幅が等しく位
相が互いに９０°づつ異なる信号である必要があった
が、ベクトルデルタシグマ変調を用いることにより、任
意の振幅、位相の組み合わせの出力とすることが可能に
なる。また、デルタシグマ変調器のループフィルタは、
スカラー信号を扱っているために、その伝達関数は実係
数の有理関数しか実現できなかった。したがって、これ
を用いた振幅位相変調器の出力の量子化雑音の分布は、
搬送周波数に対して対称になる。一方、ベクトルデルタ
シグマ変調器を用いた場合は、デルタシグマ変調器のル
ープフィルタに該当するのは線形変調器であり、見かけ
上、複素係数の伝達関数を実現可能である。したがっ
て、これを用いた振幅位相変調器の出力の量子化雑音の
分布を搬送波周波数に対して非対称にすることも可能で
ある。例えば、９００ＭＨｚから９１０ＭＨｚまでの不
要放射電力を厳しく制限された無線システムで、９０１
ＭＨｚを中心周波数とする信号を送信する場合、デルタ
シグマ変調器を用いる場合は、量子化雑音の分布が中心
周波数に対して対称であるため、８９２ＭＨｚから９１
０ＭＨｚの範囲で量子化雑音が少なくなるようにデルタ
シグマ変調器を設計しなくてはならない。一方、ベクト
ルデルタシグマ変調器は量子雑音の分布を非対称にする
ことができるので、９００ＭＨｚから９１０ＭＨｚまで
の量子化雑音が少なくなるように設計すれば良い。つま
り、広い周波数範囲に渡ってノイズを少なくするには、
サンプリングする周波数を高くする必要があるが、一般
に高速で動作する回路はそれだけ消費電力が大きくな
る。これに対して、ベクトルデルタシグマ変調は、量子
化雑音の周波数特性の設計の自由度が大きく、サンプリ
ング周波数を下げることができるので、消費電力を小さ
くすることができる。

【００２５】

【実施例】以下、本発明の実施例を図面を参照して説明
する。

【００２６】図１は本発明の第１の参考例である振幅変
調器の構成を示すブロック図である。デジタルまたは
アナログで与えられる変調信号Ｍｏをデルタシグマ変調
器１によって２値の信号Ｄ１に変換する。信号Ｄ１と搬
送波信号Ｃａとが乗算回路２に入力され、搬送波信号Ｃ
ａは信号Ｄ１によって正相、または逆相に切り換えて振
幅変調波Ａ１として出力される。乗算回路２としては、
ギルバート乗算回路、ダイオードリング変調回路などの
アナログ乗算回路を用いてもよいが排他的論理和回路を
用いることもできる。アナログ乗算回路を用いる場合で
も、入出力信号の振幅が一定なので従来の振幅変調回路
のように線形である必要は無い。

【００２７】デルタシグマ変調器１に３値のものを用い
た場合、乗算回路２の出力は正相出力、出力無し、逆相
のうちの１つとなる。乗算回路２としてはアナログ乗算
回路または３値の論理回路を用いる。

【００２８】図１のデルタシグマ変調器１は出力信号系
列の平均値が所望のアナログ信号になるような２値また
は３値の信号系列を出力するような他の変換回路に置き
換えることもできる。例えばスイッチングレギュレータ
等に使われるパルス幅変調器（ＰＷＭ）や、その他のパ
ルス密度変調器に置換可能である。特にデジタル信号を
伝送する場合は、変換回路としてメモリーを用い、変調
信号としてメモリ番地を与え、出力として２値の信号系
列を得る回路を使用して実現することができる。この
振幅変調器１の出力は時間軸上で見ると所望信号に量子
化雑音などの不要信号が重畳されて振幅一定の信号にな
っている。同じ信号を周波数軸上で見ると所望信号成分
は搬送波周波数付近に存在し、不要信号成分は搬送波周
波数付近には少なく、搬送波周波数から比較的離れた周
波数帯域に多く分布する。したがって、フィルタで不要
信号成分を除去することによって所望の振幅変調信号を
得ることができる。

【００２９】図２は本発明の第２の参考例である直交変
調器の構成を示すブロック図である。局部発振信号Ｌ
ｏを移相器３に入力し、互いに位相が９０°異なる搬送
波信号Ｃａ１とＣａ２を得る。変調信号Ｍｏ１，Ｍｏ２
と搬送波信号Ｃａ１とＣａ２を第１の参考例で説明した
振幅変調器と同様の構成の振幅変調器４，５にそれぞれ
入力し、振幅変調信号Ａ１，Ａ２を得る。これをアナロ
グ信号合成器６によって合成し振幅位相変調信号ＡＰを
出力する。なお、７，８はデルタシグマ変調器を、９，
１０は乗算回路を、それぞれ、示している。

【００３０】図３は本発明の第１の実施例である直交変
調器の構成を示すブロック図である。局部発振信号Ｌ
ｏは位相器１１に入力され、位相がそれぞれ０°，９０
°，１８０°，２７０°である４つの搬送波信号Ｃａ
１，Ｃａ２，Ｃａ３，Ｃａ４に分配され、選択器１２に
入力される。一方、２つのデルタシグマ変調器１３，１
４の出力Ｄ１，Ｄ２も選択手段１２に入力される。な
お、２つのデルタシグマ変調器１３，１４は、第１の参
考例で述べた、出力信号系列の平均が所望のアナログ信
号になるような２値の信号系列を出力する他の変換回路
に置き換えることができる。

【００３１】選択器１２では２つの入力信号Ｄ１，Ｄ２
に応じて４つの入力信号Ｃａ１，Ｃａ２，ＣＡ３，Ｃａ
４より１つを選択し出力する。例えば、（Ｄ１，Ｄ２）
が（１，１）のときＣａ１を、（１，−１）のときＣａ
２を、（−１，−１）のときＣａ３を、（−１，１）の
ときＣａ４を出力することによって第２の参考例と同様
の振幅位相変調信号を得る。この振幅位相変調出力も所
望信号成分に量子化雑音などの不要信号成分が重畳され
ており、その振幅は一定である。フィルタで搬送波周波
数から比較的離れた周波数帯域に分布する不要信号成分
を除去することによって所望の振幅位相変調信号を得る
ことができる。

【００３２】図４は第１の実施例の選択器１２の一構成
例を示す回路図である。通常、論理回路では１と０の２
値で表現するが、ここでは、１と−１の２値で説明す
る。（Ｄ１，Ｄ２）が（１，１）のときＣａ１を、
（１，−１）のときＣａ２を、（−１，−１）のときＣ
ａ３を、（−１，１）のときＣａ４を出力することを式
で表すと論理式１のようになる。

【００３３】

【論理式１】この論理式１をド・モルガンの定理によって変形すると
論理式２になる。

【００３４】

【論理式２】図４の論理回路は論理式２を実現したものである。

【００３５】ＮＡＮＤ回路は全ての入力が１の時に限り
−１を出力する。図４において（Ｄ１，Ｄ２）が（１，
１）のとき、Ｃａ１が入力されている３入力ＮＡＮＤ回
路１５はＣａ１の反転信号を出力する。その他の３入力
ＮＡＮＤ回路１６，１７，１８には少なくとも１つの−
１が入力されているため、出力は必ず１である。したが
って４入力のＮＡＮＤ回路１９はＣａ１の反転信号の反
転信号、すなわちＣａ１を出力する。同様に、（Ｄ１，
Ｄ２）が（１，−１）のときＣａ２を、（−１，−１）
のときＣａ３を、（−１，１）のときＣａ４を選択し出
力する。

【００３６】図５は本発明の第２の実施例の直交変調器
を示すブロック図である。

【００３７】搬送波信号は移相手段２０に入力され、０
°，９０°の２つの信号に分配され、選択器２１に入力
される。一方、２つのシグマデルタ変調器２３，２４の
出力Ｄ１，Ｄ２も選択器２１に入力される。デルタシグ
マ変調器２３，２４は、前述の通り、出力信号系列の平
均が所望のアナログ信号になるような２値の信号系列を
出力する他の変換回路に置き換えることができる。

【００３８】選択器２１では２つの入力信号Ｄ１，Ｄ２
に応じて入力信号Ｃａ１，Ｃａ２とその反転信号より１
つを選択し出力する。例えば、（Ｄ１，Ｄ２）が（１，
１）のときＣａ１を、（１，−１）のときＣａ２を、
（−１，−１）のときＣａ１の反転信号を、（−１．
１）のときＣａ２の反転信号を出力する。これを式で表
せば論理式３となる。

【００３９】

【論理式３】図６は論理式３を実現する回路の構成例であり、３入力
のアンド回路２５〜２８と、４入力のオア回路２９等か
ら構成される。出力は本発明の第１の実施例と同様であ
る。

【００４０】図７は本発明の第３の実施例の直交変調器
の構成を示すブロック図である。

【００４１】２つのデルタシグマ変調器３０、３１の出
力Ｄ１，Ｄ２と、反転器３２，３３によるこれらの反転
信号Ｄ３，Ｄ４を切換器３４に入力する。切換器３４は
搬送波周波数の４倍のクロック信号を入力し１クロック
毎に、Ｄ１，Ｄ４，Ｄ３，Ｄ２を順次選択し出力する。
結果として図８に示すように（Ｄ１，Ｄ２）が（１，
１）のときを、Ｄ１，Ｄ４，Ｄ３，Ｄ２の順で、１，−
１，−１，１を、（１，−１）のとき、１，１，−１，
−１を、（−１，−１）のとき−１，１，１，−１を、
（−１，１）のとき、−１，−１，１，１を繰り返し出
力する。したがって前述の実施例と同様の出力が得られ
る。

【００４２】Ｄ１，Ｄ２が−１，０，１の３値の場合も
同様に、Ｄ１，Ｄ２とその符号反転信号Ｄ３，Ｄ４をク
ロック信号に応じて順次選択し出力することによって直
交変調器を実現できる。

【００４３】図９は本発明の第４の実施例の直交変調器
の構成を示すブロック図である。

【００４４】２つのデルタシグマ変調器３５、３６の出
力Ｄ１，Ｄ２は信号変換器３７によって、位相切換器の
制御信号Ｐ１，Ｐ２に変換される。一方、局部発信信号
Ｃａは１８０°位相切換器３８に入力され、制御信号Ｐ
１に応じて０°または１８０°の位相で出力される。１
８０°位相切換器３８の出力はさらに９０°位相切換器
３９に入力され、制御信号Ｐ２に応じて０°または９０
°の位相で出力される。結果として出力は本発明の第１
の実施例と同様となる。なお、１８０°位相切替器３８
と９０°位相切換器３９は順番を入れ替えても同様の出
力を得ることができる。

【００４５】図１０は本発明の第４の実施例の信号変換
器３７の構成の一例を示す回路図であり、エクスクリュ
ーシブオア回路４０から構成される。

【００４６】Ｐ１，Ｐ２が１のとき、位相切換器の出力
が０°であるとすると、（Ｄ１，Ｄ２）が（１，１）の
とき、出力は０°に、（１，−１）のとき９０°に、
（−１，−１）のとき１８０°に、（−１，１）のとき
２７０°になる。

【００４７】図１１は本発明の第４の実施例の位相切換
器の構成の一例を示す回路図である。制御信号Ｐ１に
よりスイッチ４１で入出力を短絡したとき０°の出力
を、制御信号によって入出力を開放したとき、遅延線路
４２の長さに応じて９０°または１８０°位相が遅れた
信号を出力する。図１２は本発明の第５の実施例である
振幅位相変調器の構成を示すブロック図である。変調信
号Ｉ及びＱはベクトルデルタシグマ変調器４３によっ
て、ａ，ｂ，ｃ，ｄ，ｅの５つの記号で現される記号列
に変換され、選択信号として選択器４４に入力される。
選択信号ａが選択器４４に入力されたとき、選択器４４
は図１３に示す位相平面図上のａで示した点に対応する
信号を出力する。同様に、選択器４４に選択信号ｂ，
ｃ，ｄ，ｅが入力されたとき、選択器４４は図１３に示
す位相平面図上のｂ，ｃ，ｄ，ｅの点に該当する信号を
出力する。なお、選択器４４は所望の出力周波数上の４
倍の周波数４ｆの基準信号を入力し、分周回路（図示省
略）によって図１３の位相平面図上のａからｄで表され
る４つの信号を発生する。ｅは出力を止める状態に該当
する。このように選択器４４の出力は振幅が等しく、位
相が異なる４つの信号と、出力を止める状態の５通りで
あるので、スイッチング回路で構成することができる。

【００４８】図１４は図１２に示す振幅位相変調器のベ
クトルデルタシグマ変調器４３の構成を示すブロック図
である。符号化器４５の２つのスカラー入力によって現
される座標（ｘ，ｙ）が、図１５に示す座標平面上の
ａ，ｂ，ｃ，ｄ，ｅの５つのどの領域に含まれるかによ
って、符号化器４５は該当する符号を出力する。符号化
器４５の出力は、ベクトルデルタシグマ変調器４３の出
力信号（選択信号）として出力される一方、ベクトル再
生器４６に入力される。ベクトル再生器４６は、選択器
４４の出力の位相平面上の座標を出力する。図１３の位
相平面上の各点の座標は図１６に示す表のように表せ
る。同表はベクトル再生器４６の入出力関係を表してい
る。

【００４９】線形変換器４７の入出力関係は、一般に

【００５０】

【式１】のように表せる。変換行列の各要素を

【００５１】

【式２】のようにすると、第１から第４の実施例と同様の振幅位
相変調波を得ることができる。ただし、第１から第４の
実施例の場合は、位相平面上の原点に該当するｅの出力
を選択することができない。したがって、ｅの出力を選
択できる第５の実施例では、その分だけで量子化雑音が
少なくなる。

【００５２】また、第１から第４の実施例の場合、量子
化雑音の周波数特性は、キャリア周波数に対して対称と
なるが、ベクトルデルタシグマ変調器では、線形変換器
の特性により、キャリア周波数に対して非対称の周波数
特性を得ることができる。

【００５３】図１７は本発明の第３の実施例の振幅位相
変調器の出力信号のスペクトラムを計算機シミュレーシ
ョンによって求めた結果である。搬送波周波数４０９６
Ｈｚに４Ｈｚの変調信号をかけて４１００Ｈｚを出力さ
せている。デルタシグマ変調器３０、３１は２次のルー
プフィルタを持ち、その極は約１００Ｈｚである。この
フィルタは実係数しか許されないので、その極は実軸上
にあるか、そうでない場合は、必ず複素共役の関係にあ
る極が必要である。量子化雑音のスペクトラムはキャリ
ア周波数から±１００Ｈｚ離れた、３９９６Ｈｚと４１
９２Ｈｚで極小となる。

【００５４】図１８は第５の実施例の振幅位相変調器の
出力信号のスペクトラムを計算機シミュレーションによ
って求めた結果である。搬送波周波数、変調信号とも図
１７の場合と同様であるが、ベクトルデルタシグマ変調
器を用いているため、線形変換器４７において、複素係
数フィルタを実現できる。複素係数フィルタは極の配置
を複素共役の条件なしに決定できる。この場合は１０Ｈ
ｚと−２００Ｈｚに極を配置した。その結果、３８９６
Ｈｚと４１０６Ｈｚに量子化雑音の極小点がある。

【００５５】図１９は本発明の第６の実施例である振幅
位相変調器の構成を示すブロック図である。選択器４８
に入力される基準信号は、所望の出力信号の周波数ｆの
３倍であり、この信号を３分周することによって、位相
が互いに１２０°ずつ異なる信号を発生する。

【００５６】変調信号Ｉ及びＱはベクトルデルタシグマ
変調回路４９によって、ａ，ｂ，ｃの３つの記号で現さ
れる記号列に変換され、選択信号として選択器４８に入
力される。選択信号ａ，ｂ，ｃの入力に対して、選択器
４８はそれぞれ図２０に示す位相平面図上のａ，ｂ，ｃ
で示した点に対応する信号を出力する。この場合も、振
幅が等しい信号のみを扱うので、スイッチング回路で選
択器を構成することができる。

【００５７】図１９に示すベクトルデルタシグマ変調器
４９は図１４に示した構成と同様である。ただし、符号
化器４５は２つのスカラー入力によって現される座標
が、図２１に示す座標平面上のａ，ｂ，ｃの３つのどの
領域に含まれるかによって、該当する符号を出力する。
また、ベクトル再生器４６の入出力関係は図２２に示す
表のようになる。線形変換器４７の入出力関係はやはり
式１のように表せる。変換行列の各要素を式２のように
すると、従来のシグマデルタ変換器を２組用いた場合と
同様の振幅位相変調波を得ることができる。この場合
は、出力が３ポイントしかないので、量子化雑音が多く
なるが、所望波の４倍の周波数は必要でなく３倍の周波
数によって正確な変調信号を得ることができる。

【００５８】図２３は本発明の第７の実施例を説明する
ための図である。この実施例は、本発明を変調器と数学
的には同等であるが、主に電力の制御に用いられる周波
数変換装置（インバーター）として応用したものであ
る。

【００５９】同図に示す選択器５０には３相交流が入力
される。ベクトルデルタシグマ変調器５１から出力され
る選択信号は、ａ，ｂ，ｃの３種類である。選択信号ａ
が入力されたときは、図２４に示す表のように、入力Ｉ
は出力１に、入力ＩＩは出力２に、入力ＩＩＩは出力３
に接続される。選択信号ｂが入力されたときは、入力Ｉ
は出力２に、入力ＩＩは出力３に、入力ＩＩＩは出力１
に、選択信号ｂが入力されたときは、入力Ｉは出力３
に、入力ＩＩは出力１に、入力ＩＩＩは出力２に接続さ
れる。

【００６０】６０Ｈｚの電力を入力し、５０Ｈｚに変換
して電力を供給する場合を例にすると、ベクトルデルタ
シグマ変調器５１には、周波数が１０Ｈｚで位相が互い
に９０°ずれた正弦波信号を入力する。

【００６１】ベクトルデルタシグマ変調器５１の構成は
第６の実施例と同様である。出力周波数は、入力の周波
数６０Ｈｚより１０Ｈｚ低い周波数である。したがっ
て、線形変換器４７の周波数特性を１０Ｈｚで量子化雑
音が最も少なくなるように設計したベクトルデルタシグ
マ変調器５１を用いれば、量子化雑音の極小点を７０Ｈ
ｚにおくことなく、５０Ｈｚにのみおくことができる。

【００６２】図２５は本実施例のデルタシグマ直交変調
器を用いた送信器の構成を示すブロック図である。

【００６３】同図に示すように、デルタシグマ直交変調
器５２からの出力はバンドパスフィルタ５３で所望帯域
以外の信号が除去される。そしてバンドパスフィルタ５
３からの出力と局部発振信号がミクサ５４で混合され、
この信号がバンドパスフィルタ５５を通過して送信すべ
き周波数の信号が得られる。この信号が線形増幅器５６
で電力増幅されて出力される。

【００６４】図２６は本実施例のデルタシグマ直交変調
器を用いた送信器の他の構成を示すブロック図である。

【００６５】同図に示すように、デルタシグマ直交変調
器５７からの出力はバンドパスフィルタ５８で所望帯域
以外の信号が除去され、線形増幅器５９で電力増幅され
て出力される。

【００６６】図２７は本実施例のデルタシグマ直交変調
器を用いた送信器の他の構成を示すブロック図である。

【００６７】同図に示すように、デルタシグマ直交変調
器６０からの出力は非線形増幅器６１で非線形増幅され
る。デルタシグマ直交変調器６０からの出力は振幅一定
なので、効率の良い非線形増幅器６１が使用される。非
線形増幅器６１によって非線形増幅された後は、バンド
パスフィルタ６２で所定帯域のみが選択されて出力され
る。なお、無線送信機、特に移動体通信では、出力電源
を制御することが求められる。従来の送信機では可変利
得増幅器または可変減衰器を用いて出力電力制御を行っ
ていたが、出力手段としてスイッチングアンプを使用す
る方式では異なる制御方式とする必要がある。その１つ
には、振幅位相変調方式なので、変調信号そのものの振
幅を小さくする方法がある。また、図２８に示すように
入力信号（選択器の出力）を出力電力に応じて間引きす
る方式によっても出力を制御することができる。つま
り、図２８（ｂ）はフルパワー時の選択器の出力を示し
ており、出力電力を１／２にする場合は図２８（ｂ）に
示すように選択器から１／２の期間だけ出力させ、出力
電力を１／４にする場合は図２８（ｃ）に示すように選
択器から１／４の期間だけ出力させる間引きをすればよ
い。また、図２９はＤ級アンプの概念図であるが、この
アンプの出力は電源電圧ＶDDにほぼ比例するので、スイ
ッチングレギュレータ等の高効率の電圧制御回路で電源
電圧ＶDDを制御することで、出力電力が小さい場合も効
率の高いアンプとすることができる。

【００６８】

【発明の効果】以上述べた通り、本発明によれば、デジ
タル回路に準する精度の良い変調器、送信器を、アナロ
グ回路と同等、またはそれ以上の低消費電力で実現でき
る。

【００６９】また、基本的にスイッチング回路（論理回
路）による構成なので、マイクロコンピュータとの親和
性がよく、インターフェース回路が不要、ないしは簡略
なもので制御系が構成できる。

【００７０】また、ベクトルシグマデルタ変調を用いれ
ば、量子化雑音の周波数特性の設計自由度が大きくな
り、クロック周波数を低くできることから、より消費電
力を小さくできる。

【００７１】したがって、本発明による変調器、送信器
を用いることによって無線送信機全体として小形化でき
る。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１の参考例である振幅変調器の構成
を示すブロック図である。

【図２】本発明の第２の参考例である直交変調器の構成
を示すブロック図である。

【図３】本発明の第１の実施例である直交変調器の構成
を示すブロック図である。

【図４】第１の実施例の選択器の一構成例を示す回路図
である。

【図５】本発明の第２の実施例の直交変調器を示すブロ
ック図である。

【図６】論理式３を実現する回路の構成例である。

【図７】本発明の第３の実施例の直交変調器の構成を示
すブロック図である。

【図８】本発明の第３の実施例の切換器の入出力の関係
を示すタイミングチャートである。

【図９】本発明の第４の実施例の直交変調器の構成を示
すブロック図である。

【図１０】本発明の第４の実施例の信号変換回路の構成
の一例を示す回路図である。

【図１１】本発明の第４の実施例の位相切換器の構成の
一例を示す回路図である。

【図１２】本発明の第５の実施例である振幅位相変調器
の構成を示すブロック図である。

【図１３】図１２に示す選択器の出力を説明するための
図である。

【図１４】図１２に示す振幅位相変調器のベクトルデル
タシグマ変調器の構成を示すブロック図である。

【図１５】図１４に示す符号化器の出力を説明するため
の図である。

【図１６】図１４に示すベクトル再生器の出力を説明す
るための図である。

【図１７】本発明の第３の実施例の振幅位相変調器の出
力信号のスペクトラムを計算機シミュレーションによっ
て求めた結果である。

【図１８】本発明の第５の実施例の振幅位相変調器の出
力信号のスペクトラムを計算機シミュレーションによっ
て求めた結果である。

【図１９】本発明の第６の実施例である振幅位相変調器
の構成を示すブロック図である。

【図２０】図１９に示す選択器の出力を説明するための
図である。

【図２１】第６の実施例における符号化器の出力を説明
するための図である。

【図２２】第６の実施例におけるベクトル再生器の入出
力関係を示す表である。

【図２３】本発明の第７の実施例を説明するための図で
ある。

【図２４】図２３に示す選択器の出力を説明するための
図である。

【図２５】本実施例のデルタシグマ直交変調器を用いた
送信器の構成を示すブロック図である。

【図２６】本実施例のデルタシグマ直交変調器を用いた
送信器の構成を示すブロック図である。

【図２７】本実施例のデルタシグマ直交変調器を用いた
送信器の構成を示すブロック図である。

【図２８】本発明に係る出力電力制御方式を説明するた
めの波形図である。

【図２９】本発明に係る出力電力制御方式を適用したＤ
級アンプの回路図である。

【図３０】従来の直交変調器の一例の構成を示すブロッ
ク図である。

【符号の説明】

１、７、８、１３、１４…デルタシグマ変調器２、９、１０…乗算回路３、１１…移相器

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) H04L 27/00 H04B 1/00

Claims

(57)【特許請求の範囲】

【請求項１】変調信号が入力され、時間平均したとき
に所定のアナログ信号となるディジタルの選択信号に変
換する信号変換手段と、前記選択信号に基づき周波数が等しく位相または振幅が
異なる信号のうち１つを選択して出力する選択手段とを
具備することを特徴とする変調器。
【請求項２】前記信号変換手段は、第１の変調信号を
２値の第１の選択信号に変換する第１信号変換手段と、
第２の変調信号を２値の第２の選択信号に変換する第２
信号変換手段とからなり、前記選択手段は、前記第１および第２の選択信号に応じ
て周波数が等しく位相が互いに９０°異なる４種類の信
号のうち１つを振幅位相変調信号として選択することを
特徴とする請求項１記載の変調器。
【請求項３】前記信号変換手段は、複数の変調信号および複数の帰還信号を入力ベクトルと
し、当該入力ベクトルを線形変換する線形変換器と、前記線形変換されたベクトルをベクトル量子化により符
号化して選択信号として出力する符号化器と、前記符号化された出力を前記複数の帰還信号として復号
するベクトル再生器とを具備することを特徴とする請求
項１記載の変調器。
【請求項４】前記信号変換手段は、第１の変調信号を
第１の選択信号に変換する第１信号変換手段と、第２の
変調信号を第２の選択信号に変換する第２信号変換手段
と、前記第１の選択信号を反転させる第１反転手段と、
前記第２の選択信号を反転させる第２反転手段とを備
え、前記選択手段は、前記第１の選択信号、前記第１の反転
信号、前記第２の選択信号および前記第２の反転信号の
４種類の信号のうち１つを搬送波信号の周波数に基づく
クロック信号により順次選択して出力することを特徴と
する請求項１記載の変調器。
【請求項５】前記信号変換手段は、第１の変調信号を第１の選択信号に変換する第１信号変
換手段と、第２の変調信号を第２の選択信号に変換する第２信号変
換手段とを具備し、前記選択手段は、前記第１の選択信号と前記第２の選択信号を入力し、第
１の制御信号と第２の制御信号を生成する手段と、局部発振器からの信号を入力し、前記第１の制御信号に
基づいて遅延が０である第１の位相モードもしくは遅延
が１８０°である第２の位相モードとの切り替えを行う
第１切り替え手段と、前記第１切り替え手段からの出力信号を入力し、前記第
２の制御信号に基づいて遅延が０である第３の位相モー
ドもしくは遅延が９０°である第４の位相モードとの切
り替えを行う第２切り替え手段とを具備することを特徴
とする請求項１記載の変調器。
【請求項６】電力制御用として使用される変調器にお
いて、複数の変調信号と複数の帰還信号を入力ベクトルとし、
当該入力ベクトルを線形変換する線形変換手段と、前記線形変換されたベクトルをベクトル量子化により符
号化して時間平均したときに所定のアナログ信号となる
ディジタルの選択信号として出力する符号化器と、前記符号化された出力を前記複数の帰還信号として出力
するベクトル再生器と、複数の信号から前記選択信号に応じた前記複数の信号を
選択し出力する選択手段とを具備することを特徴とする
変調器。
【請求項７】前記選択手段の出力信号に重畳した量子
化雑音を除去するフィルタをさらに具備したことを特徴
とする請求項１乃至６のいずれか１項に記載の変調器。
【請求項８】変調信号が入力され、時間平均したとき
に所定のアナログ信号となるディジタルの選択信号に変
換する信号変換手段と、前記選択信号に基づき周波数が等しく位相または振幅が
異なる信号のうち１つを選択して出力する選択手段と、前記選択手段からの出力信号に重畳した量子化雑音を除
去して出力するフィルタと、前記フィルタからの出力信号を線形増幅するアンプとを
具備したことを特徴とする送信器。
【請求項９】変調信号が入力され、時間平均したとき
に所定のアナログ信号となるディジタルの選択信号に変
換する信号変換手段と、前記選択信号に基づき周波数が等しく位相または振幅が
異なる信号のうち１つを選択して出力する選択手段と、前記選択手段からの出力信号を非線形増幅して出力する
アンプと、前記アンプの出力信号から所定帯域を選択するフィルタ
とを具備したことを特徴とする送信器。