JP2587160B2 - Oqpsk用逆変調型復調回路 - Google Patents
Oqpsk用逆変調型復調回路Info
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Description
号の復調回路において、同期検波に用いる基準位相を入
力変調波の逆変調により得る逆変調型復調回路に関す
る。特に、OQPSK(オフセットQPSK)変調され
た受信信号の復調処理に適するOQPSK用逆変調型復
調回路に関する。
例を示すブロック図である(特願平2−402409
号)。
ィジタル位相変調信号)Sは、準同期検波回路11に入
力されてベースバンド信号に変換される。準同期検波回
路11は、受信信号Sを2分配する電力分配器12、受
信信号Sの搬送波にほぼ等しい周波数の局部発振信号を
発生する局部発振器13、局部発振信号をπ/2移相す
るπ/2移相器14、2分配された受信信号とπ/2移
相器14の出力信号および局部発振信号とを乗算してそ
れぞれベースバンド信号に周波数変換するミクサ15,
16、各ミクサ出力から高調波成分を除去する低域通過
フィルタ(LPF)17,18により構成される。
グ・ディジタル変換器(A/D)19,20でサンプリ
ングクロックCLKにより標本化され、量子化されて時
系列データD01,D02に変換される。この時系列デ
ータD01,D02は、FIR(finite impulse respon
se) フィルタ21,22を介して帯域制限され、時系列
データD11,D12として複素乗算器23に入力され
る。複素乗算器23には、互いに直交する2系列の再生
搬送波信号系列D21,D22が入力され、時系列デー
タD11,D12との複素乗算により同期検波し、復調
信号として時系列データD31,D32を出力する。
して取り込む遅延回路24は、その信号に複素乗算器2
3での演算処理に相当する遅延を与えて、時系列データ
D11′,D12′として出力する。逆変調器25は、
複素乗算器23から出力される時系列データD31,D
32と、遅延回路24から出力される時系列データD1
1′,D12′とを入力して逆変調処理を行い、再生搬
送波信号を抽出して時系列データD51,D52として
出力する。時系列データD51,D52は、雑音成分を
低減するディジタル型フィルタ26,27を介して時系
列データD61,D62として振幅リミッタ28に入力
され、振幅を一定にした再生搬送波信号系列D21,D
22として出力される。
ら逆変調器25を介して振幅リミッタ28に至り、さら
に複素乗算器23に戻る搬送波再生ループの同期が確立
すると、時系列データD31,D32のうち、シンボル
中央点のクロックに対応する各データが復調信号として
得られる。
た従来の逆変調型復調回路は、QPSK変調された受信
信号に対しては正常に動作するが、OQPSK変調され
た受信信号の復調信号に対して逆変調動作が正しく行わ
れず、再生搬送波位相誤差が増大することがあった。以
下、従来の逆変調型復調回路において、OQPSK変調
された受信信号の復調を行う場合に問題となる逆変調器
25の動作について説明する。
80度変化するところが存在するために、帯域制限しても
非線形回路(例えば、高効率非線形増幅器)を通すと再
び帯域外スペクトルが現れて帯域外制限効果が消失して
いたが、OQPSK変調方式では、同相および直交の2
相PSK信号を合成するときに半タイムスロットだけ時
間的にずらして位相変化を最大90度とすることにより、
帯域制限後に非線形回路を通過しても位相が保存されス
ペクトラムが拡がらないようになっており、高い周波数
利用効率の達成が可能になっている。
波回路11に入力されるOQPSK変調された受信信号
Sを S=I(t) sinωCt +Q(t−T/2) cosωCt …(1) と表し、局部発振器13が出力する局部発振信号を cos
ωL とすれば、π/2移相器14の出力信号は sinωL
となり、準同期検波後のベースバンド信号A1,A2
は、 A1={I(t) cosωrt −Q(t−T/2) sinωrt }/2 …(2) A2={I(t) sinωrt +Q(t−T/2) cosωrt }/2 …(3) となる。ただし、I(t) およびQ(t−T/2)は、それぞれ
OQPSK変調方式における同相位相成分データおよび
直交位相成分データである。また、局部発振信号の角周
波数ωL は、受信信号Sの搬送波角周波数ωC にほぼ等
しく、ωr=ωC−ωL である。
ータD31,D32と、遅延回路24によって遅延され
た時系列データD11′,D12′とを用いて逆変調演
算を行い、再生搬送波信号として抽出される時系列デー
タD51,D52は、 D51=A1 sgn{I(t)}+A2 sgn{Q(t−T/2)} =〔I(t) sgn{I(t)}+Q(t−T/2) sgn{Q(t−T/2)}〕cosωrt +〔I(t) sgn{Q(t−T/2)}−Q(t−T/2) sgn{I(t)}〕sinωrt …(4) D52=A2 sgn{I(t)}−A1 sgn{Q(t−T/2)} =〔I(t) sgn{I(t)}+Q(t−T/2) sgn{Q(t−T/2)}〕sinωrt +〔I(t) sgn{Q(t−T/2)}−Q(t−T/2) sgn{I(t)}〕cosωrt …(5) と表される。ただし、sgn(x)=1(x≧0)、sgn
(x)=−1(x<0)である。
れている場合には、上述したように同相位相成分データ
と直交位相成分データの識別点がタイムスロットの1/
2だけずれているために、データに遷移があると式(4),
式(5) における第2項が消去されず、逆変調動作が正し
く行われなくなる。すなわち、再生搬送波位相誤差が増
大し、搬送波のスリップ率および符号ビットの誤り率が
大きく劣化する要因になっていた。
の復調信号に対して正しく逆変調動作を行うことがで
き、再生搬送波位相誤差を低減させることができるOQ
PSK用逆変調型復調回路を提供することを目的とす
る。
ィジタル位相変調信号をその搬送波周波数にほぼ等しく
互いに直交する2系列の局部発振信号により2系列のベ
ースバンド信号に変換する準同期検波手段と、前記準同
期検波手段の出力信号を所定のサンプリングクロックに
より標本化し量子化した複数ビットの2系列の第1時系
列データを出力する標本化手段と、互いに直交する2系
列の再生搬送波信号を表す複数ビットの第2時系列デー
タと前記第1時系列データとを取り込み、Z=x・y*
(ただし、xは第1時系列データで、同相位相成分デー
タを実数部、直交位相成分データを虚数部とする複素数
であり、yは第2時系列データで、 cos成分データを実
数部、 sin成分データを虚数部とする複素数であり、y
* はその複素共役を示す。)の複素乗算により同期検波
を行い、復調信号として2系列の第3時系列データを出
力する複素乗算手段と、前記第3時系列データを取り込
み、その判定値の履歴に応じたOQPSK変調信号点を
発生し2系列の第4時系列データとして出力する逆変調
用信号発生手段と、前記第1時系列データと前記第4時
系列データとを取り込み、前記再生搬送波信号を抽出し
て複数ビットの2系列の第5時系列データとして出力す
る逆変調手段と、前記第5時系列データの雑音成分を低
減し、複数ビットの2系列の第6時系列データとして出
力するフィルタ手段と、前記第6時系列データの振幅を
一定にし、前記複数ビットの2系列の第2時系列データ
として出力する振幅調整手段とを備えたことを特徴とす
る。
ンド信号をディジタル信号の第1時系列データに変換
し、複素乗算手段で第1時系列データと再生搬送波信号
を表す第2時系列データとの複素乗算を行うことによ
り、ディジタル処理により復調信号である第3時系列デ
ータを得ることができる。
である第3時系列データの判定値の履歴に応じたOQP
SK変調信号点として第4時系列データを発生すること
により、この第4時系列データと第1時系列データとを
用いた逆変調演算を行う逆変調手段に正しい位相回転量
を与えることができる。したがって、正しい逆変調演算
が可能になる。なお、抽出された再生搬送波信号は、さ
らにフィルタ手段および振幅調整手段を介することによ
り、位相誤差のない再生搬送波信号である第2時系列デ
ータとして複素乗算手段に供給される。
ク図である。本実施例の特徴とするところは、図4に示
す従来の逆変調型復調回路の構成において、複素乗算器
23と逆変調器25との間に、復調信号である時系列デ
ータD31,D32をOQPSK変調信号点である時系
列データD41,D42に変換する逆変調用信号発生器
29を挿入する構成にある。
搬送波信号系列D21,D22を D21=cosωrt …(6) D22=sinωrt …(7) と表すと、複素乗算器23では、 D11・D21+D12・D22 …(8) D12・D21−D11・D22 …(9) の演算を行うことにより、再生搬送波信号系列D21,
D22によって同期検波され、IチャネルおよびQチャ
ネルの復調信号として時系列データD31,D32が得
られる。
D31,D32の判定値(符号ビット)の履歴に応じた
OQPSK変調信号点を求め、時系列データD41,D
42として出力する。なお、逆変調用信号発生器29
は、時系列データD31,D32の判定値の履歴に応じ
たOQPSK変調信号点を記録したROMから出力させ
る方法で容易に実現することができる。
構成を示すブロック図である。図において、Iチャネル
およびQチャネルの復調信号(D31,D32)は、識
別器31,32で符号ビットが識別され、識別タイミン
グ(シンボル周期T)ごとにシフトレジスタ33,34
に入力され、更新される。ROM35,36は、シフト
レジスタ33,34の各値と、IチャネルおよびQチャ
ネルの識別点であることを示す周期T/2の“1”,
“0”の繰り返し信号として周期Tのクロック信号とが
アドレスA0〜A5,A6〜A11に入力され、T/2ご
とに逆変調用信号(ベースバンドにおいて再度変調され
た信号)を示す時系列データD41,D42を出力す
る。
列データD41,D42と、遅延回路24によって遅延
された時系列データD11′,D12′とから逆変調演
算を行い、再生搬送波信号として抽出される時系列デー
タD51,D52は、 D51=A1・I'(t)+A2・Q'(t−T/2) =〔I(t)・I'(t)+Q(t−T/2)・Q'(t−T/2)〕cosωrt +〔I(t)・Q'(t−T/2)−Q(t−T/2)・I'(t)〕sinωrt …(10) D52=A2・I'(t)−A1・Q'(t−T/2) =〔I(t)・I'(t)+Q(t−T/2)・Q'(t−T/2)〕sinωrt +〔I(t)・Q'(t−T/2)−Q(t−T/2)・I'(t)〕cosωrt …(11) と表される。ただし、I'(t) およびQ'(t−T/2)はそれぞ
れ時系列データD41,D42である。
成したI'(t)=I(t) 、Q'(t−T/2)=Q(t−T/2)となる
逆変調用信号を用いることにより、式(10), 式(11)の第
2項を消去させることができる。これにより、逆変調器
25はOQPSK変調された受信信号に対しても、QP
SK変調された受信信号と同様に正しく再生搬送波信号
を抽出することができる。
データD11′,D12′の信号点aに対して、複素乗
算器23から出力される復調信号(D31,D32)の
信号点bと、逆変調用信号発生器29から出力される逆
変調用信号(D41,D42)の信号点cの一例を図3
に示す。図に示すように、逆変調用信号発生器29を用
いて復調信号の判定値(符号ビット)の履歴に応じた逆
変調用信号(信号点c)を再生することにより、逆変調
器25はデータに遷移がある場合にも正しい位相回転量
θc を与えることができる。一方、復調信号(D31,
D32)をそのまま用いた場合には、誤った逆変調用信
号(信号点b)により誤った位相回転量θe を与え、大
きく特性を劣化させることがわかる。
用逆変調型復調回路は、逆変調用信号発生手段によりO
QPSK変調信号点を再生して逆変調手段に与えている
ので、OQPSK変調された受信信号に対しても正しい
逆変調動作を実現することができる。したがって、再生
搬送波位相誤差が増大せず、特性劣化の少ない復調信号
を得ることができる。
る。
ロック図である。
ある。
図である。
Claims (1)
- 【請求項1】 入力されるディジタル位相変調信号をそ
の搬送波周波数にほぼ等しく互いに直交する2系列の局
部発振信号により2系列のベースバンド信号に変換する
準同期検波手段と、 前記準同期検波手段の出力信号を所定のサンプリングク
ロックにより標本化し量子化した複数ビットの2系列の
第1時系列データを出力する標本化手段と、 互いに直交する2系列の再生搬送波信号を表す複数ビッ
トの第2時系列データと前記第1時系列データとを取り
込み、Z=x・y* (ただし、xは第1時系列データ
で、同相位相成分データを実数部、直交位相成分データ
を虚数部とする複素数であり、yは第2時系列データ
で、 cos成分データを実数部、 sin成分データを虚数部
とする複素数であり、y* はその複素共役を示す。)の
複素乗算により同期検波を行い、復調信号として2系列
の第3時系列データを出力する複素乗算手段と、 前記第3時系列データを取り込み、その判定値の履歴に
応じたOQPSK変調信号点を発生し2系列の第4時系
列データとして出力する逆変調用信号発生手段と、 前記第1時系列データと前記第4時系列データとを取り
込み、前記再生搬送波信号を抽出して複数ビットの2系
列の第5時系列データとして出力する逆変調手段と、 前記第5時系列データの雑音成分を低減し、複数ビット
の2系列の第6時系列データとして出力するフィルタ手
段と、 前記第6時系列データの振幅を一定にし、前記複数ビッ
トの2系列の第2時系列データとして出力する振幅調整
手段とを備えたことを特徴とするOQPSK用逆変調型
復調回路。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP3328453A JP2587160B2 (ja) | 1991-12-12 | 1991-12-12 | Oqpsk用逆変調型復調回路 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP3328453A JP2587160B2 (ja) | 1991-12-12 | 1991-12-12 | Oqpsk用逆変調型復調回路 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH05167628A JPH05167628A (ja) | 1993-07-02 |
JP2587160B2 true JP2587160B2 (ja) | 1997-03-05 |
Family
ID=18210444
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP3328453A Expired - Lifetime JP2587160B2 (ja) | 1991-12-12 | 1991-12-12 | Oqpsk用逆変調型復調回路 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP2587160B2 (ja) |
-
1991
- 1991-12-12 JP JP3328453A patent/JP2587160B2/ja not_active Expired - Lifetime
Non-Patent Citations (1)
Title |
---|
1990年電子情報通信学会秋季全国大会講演論文集,[分冊2],P2−170 |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JPH05167628A (ja) | 1993-07-02 |
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