JP2587160B2 - Ｏｑｐｓｋ用逆変調型復調回路 - Google Patents
Ｏｑｐｓｋ用逆変調型復調回路Info
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- JP2587160B2 JP2587160B2 JP3328453A JP32845391A JP2587160B2 JP 2587160 B2 JP2587160 B2 JP 2587160B2 JP 3328453 A JP3328453 A JP 3328453A JP 32845391 A JP32845391 A JP 32845391A JP 2587160 B2 JP2587160 B2 JP 2587160B2
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、ディジタル位相変調信
号の復調回路において、同期検波に用いる基準位相を入
力変調波の逆変調により得る逆変調型復調回路に関す
る。特に、ＯＱＰＳＫ（オフセットＱＰＳＫ）変調され
た受信信号の復調処理に適するＯＱＰＳＫ用逆変調型復
調回路に関する。
号の復調回路において、同期検波に用いる基準位相を入
力変調波の逆変調により得る逆変調型復調回路に関す
る。特に、ＯＱＰＳＫ（オフセットＱＰＳＫ）変調され
た受信信号の復調処理に適するＯＱＰＳＫ用逆変調型復
調回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】図４は、従来の逆変調型復調回路の構成
例を示すブロック図である（特願平２−４０２４０９
号）。
例を示すブロック図である（特願平２−４０２４０９
号）。
【０００３】図において、中間周波数帯の受信信号（デ
ィジタル位相変調信号）Ｓは、準同期検波回路１１に入
力されてベースバンド信号に変換される。準同期検波回
路１１は、受信信号Ｓを２分配する電力分配器１２、受
信信号Ｓの搬送波にほぼ等しい周波数の局部発振信号を
発生する局部発振器１３、局部発振信号をπ／２移相す
るπ／２移相器１４、２分配された受信信号とπ／２移
相器１４の出力信号および局部発振信号とを乗算してそ
れぞれベースバンド信号に周波数変換するミクサ１５，
１６、各ミクサ出力から高調波成分を除去する低域通過
フィルタ（ＬＰＦ）１７，１８により構成される。
ィジタル位相変調信号）Ｓは、準同期検波回路１１に入
力されてベースバンド信号に変換される。準同期検波回
路１１は、受信信号Ｓを２分配する電力分配器１２、受
信信号Ｓの搬送波にほぼ等しい周波数の局部発振信号を
発生する局部発振器１３、局部発振信号をπ／２移相す
るπ／２移相器１４、２分配された受信信号とπ／２移
相器１４の出力信号および局部発振信号とを乗算してそ
れぞれベースバンド信号に周波数変換するミクサ１５，
１６、各ミクサ出力から高調波成分を除去する低域通過
フィルタ（ＬＰＦ）１７，１８により構成される。
【０００４】各ベースバンド信号Ａ１，Ａ２は、アナロ
グ・ディジタル変換器（Ａ／Ｄ）１９，２０でサンプリ
ングクロックＣＬＫにより標本化され、量子化されて時
系列データＤ０１，Ｄ０２に変換される。この時系列デ
ータＤ０１，Ｄ０２は、ＦＩＲ(finite impulse respon
se) フィルタ２１，２２を介して帯域制限され、時系列
データＤ１１，Ｄ１２として複素乗算器２３に入力され
る。複素乗算器２３には、互いに直交する２系列の再生
搬送波信号系列Ｄ２１，Ｄ２２が入力され、時系列デー
タＤ１１，Ｄ１２との複素乗算により同期検波し、復調
信号として時系列データＤ３１，Ｄ３２を出力する。
グ・ディジタル変換器（Ａ／Ｄ）１９，２０でサンプリ
ングクロックＣＬＫにより標本化され、量子化されて時
系列データＤ０１，Ｄ０２に変換される。この時系列デ
ータＤ０１，Ｄ０２は、ＦＩＲ(finite impulse respon
se) フィルタ２１，２２を介して帯域制限され、時系列
データＤ１１，Ｄ１２として複素乗算器２３に入力され
る。複素乗算器２３には、互いに直交する２系列の再生
搬送波信号系列Ｄ２１，Ｄ２２が入力され、時系列デー
タＤ１１，Ｄ１２との複素乗算により同期検波し、復調
信号として時系列データＤ３１，Ｄ３２を出力する。
【０００５】一方、時系列データＤ１１，Ｄ１２を分岐
して取り込む遅延回路２４は、その信号に複素乗算器２
３での演算処理に相当する遅延を与えて、時系列データ
Ｄ１１′，Ｄ１２′として出力する。逆変調器２５は、
複素乗算器２３から出力される時系列データＤ３１，Ｄ
３２と、遅延回路２４から出力される時系列データＤ１
１′，Ｄ１２′とを入力して逆変調処理を行い、再生搬
送波信号を抽出して時系列データＤ５１，Ｄ５２として
出力する。時系列データＤ５１，Ｄ５２は、雑音成分を
低減するディジタル型フィルタ２６，２７を介して時系
列データＤ６１，Ｄ６２として振幅リミッタ２８に入力
され、振幅を一定にした再生搬送波信号系列Ｄ２１，Ｄ
２２として出力される。
して取り込む遅延回路２４は、その信号に複素乗算器２
３での演算処理に相当する遅延を与えて、時系列データ
Ｄ１１′，Ｄ１２′として出力する。逆変調器２５は、
複素乗算器２３から出力される時系列データＤ３１，Ｄ
３２と、遅延回路２４から出力される時系列データＤ１
１′，Ｄ１２′とを入力して逆変調処理を行い、再生搬
送波信号を抽出して時系列データＤ５１，Ｄ５２として
出力する。時系列データＤ５１，Ｄ５２は、雑音成分を
低減するディジタル型フィルタ２６，２７を介して時系
列データＤ６１，Ｄ６２として振幅リミッタ２８に入力
され、振幅を一定にした再生搬送波信号系列Ｄ２１，Ｄ
２２として出力される。
【０００６】このような構成により、複素乗算器２３か
ら逆変調器２５を介して振幅リミッタ２８に至り、さら
に複素乗算器２３に戻る搬送波再生ループの同期が確立
すると、時系列データＤ３１，Ｄ３２のうち、シンボル
中央点のクロックに対応する各データが復調信号として
得られる。
ら逆変調器２５を介して振幅リミッタ２８に至り、さら
に複素乗算器２３に戻る搬送波再生ループの同期が確立
すると、時系列データＤ３１，Ｄ３２のうち、シンボル
中央点のクロックに対応する各データが復調信号として
得られる。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】ところで、図４に示し
た従来の逆変調型復調回路は、ＱＰＳＫ変調された受信
信号に対しては正常に動作するが、ＯＱＰＳＫ変調され
た受信信号の復調信号に対して逆変調動作が正しく行わ
れず、再生搬送波位相誤差が増大することがあった。以
下、従来の逆変調型復調回路において、ＯＱＰＳＫ変調
された受信信号の復調を行う場合に問題となる逆変調器
２５の動作について説明する。
た従来の逆変調型復調回路は、ＱＰＳＫ変調された受信
信号に対しては正常に動作するが、ＯＱＰＳＫ変調され
た受信信号の復調信号に対して逆変調動作が正しく行わ
れず、再生搬送波位相誤差が増大することがあった。以
下、従来の逆変調型復調回路において、ＯＱＰＳＫ変調
された受信信号の復調を行う場合に問題となる逆変調器
２５の動作について説明する。
【０００８】なお、ＱＰＳＫ変調方式は、波形位相に 1
80度変化するところが存在するために、帯域制限しても
非線形回路（例えば、高効率非線形増幅器）を通すと再
び帯域外スペクトルが現れて帯域外制限効果が消失して
いたが、ＯＱＰＳＫ変調方式では、同相および直交の２
相ＰＳＫ信号を合成するときに半タイムスロットだけ時
間的にずらして位相変化を最大90度とすることにより、
帯域制限後に非線形回路を通過しても位相が保存されス
ペクトラムが拡がらないようになっており、高い周波数
利用効率の達成が可能になっている。
80度変化するところが存在するために、帯域制限しても
非線形回路（例えば、高効率非線形増幅器）を通すと再
び帯域外スペクトルが現れて帯域外制限効果が消失して
いたが、ＯＱＰＳＫ変調方式では、同相および直交の２
相ＰＳＫ信号を合成するときに半タイムスロットだけ時
間的にずらして位相変化を最大90度とすることにより、
帯域制限後に非線形回路を通過しても位相が保存されス
ペクトラムが拡がらないようになっており、高い周波数
利用効率の達成が可能になっている。
【０００９】いま、シンボル周期をＴとして、準同期検
波回路１１に入力されるＯＱＰＳＫ変調された受信信号
Ｓを Ｓ＝Ｉ(t) sinωCt ＋Ｑ(t−T/2) cosωCt …(1) と表し、局部発振器１３が出力する局部発振信号を cos
ωL とすれば、π／２移相器１４の出力信号は sinωL
となり、準同期検波後のベースバンド信号Ａ１，Ａ２
は、 Ａ１＝｛Ｉ(t) cosωrt −Ｑ(t−T/2) sinωrt ｝／２ …(2) Ａ２＝｛Ｉ(t) sinωrt ＋Ｑ(t−T/2) cosωrt ｝／２ …(3) となる。ただし、Ｉ(t) およびＱ(t−T/2)は、それぞれ
ＯＱＰＳＫ変調方式における同相位相成分データおよび
直交位相成分データである。また、局部発振信号の角周
波数ωL は、受信信号Ｓの搬送波角周波数ωC にほぼ等
しく、ωr＝ωC−ωL である。
波回路１１に入力されるＯＱＰＳＫ変調された受信信号
Ｓを Ｓ＝Ｉ(t) sinωCt ＋Ｑ(t−T/2) cosωCt …(1) と表し、局部発振器１３が出力する局部発振信号を cos
ωL とすれば、π／２移相器１４の出力信号は sinωL
となり、準同期検波後のベースバンド信号Ａ１，Ａ２
は、 Ａ１＝｛Ｉ(t) cosωrt −Ｑ(t−T/2) sinωrt ｝／２ …(2) Ａ２＝｛Ｉ(t) sinωrt ＋Ｑ(t−T/2) cosωrt ｝／２ …(3) となる。ただし、Ｉ(t) およびＱ(t−T/2)は、それぞれ
ＯＱＰＳＫ変調方式における同相位相成分データおよび
直交位相成分データである。また、局部発振信号の角周
波数ωL は、受信信号Ｓの搬送波角周波数ωC にほぼ等
しく、ωr＝ωC−ωL である。
【００１０】逆変調器２５は、復調信号である時系列デ
ータＤ３１，Ｄ３２と、遅延回路２４によって遅延され
た時系列データＤ１１′，Ｄ１２′とを用いて逆変調演
算を行い、再生搬送波信号として抽出される時系列デー
タＤ５１，Ｄ５２は、 Ｄ５１＝Ａ１ sgn｛I(t)｝＋Ａ２ sgn｛Q(t−T/2)｝ ＝〔I(t) sgn｛I(t)｝＋Q(t−T/2) sgn｛Q(t−T/2)｝〕cosωrt ＋〔I(t) sgn｛Q(t−T/2)｝−Q(t−T/2) sgn｛I(t)｝〕sinωrt …(4) Ｄ５２＝Ａ２ sgn｛I(t)｝−Ａ１ sgn｛Q(t−T/2)｝ ＝〔I(t) sgn｛I(t)｝＋Q(t−T/2) sgn｛Q(t−T/2)｝〕sinωrt ＋〔I(t) sgn｛Q(t−T/2)｝−Q(t−T/2) sgn｛I(t)｝〕cosωrt …(5) と表される。ただし、sgn(ｘ）＝１（ｘ≧０）、sgn
(ｘ）＝−１（ｘ＜０）である。
ータＤ３１，Ｄ３２と、遅延回路２４によって遅延され
た時系列データＤ１１′，Ｄ１２′とを用いて逆変調演
算を行い、再生搬送波信号として抽出される時系列デー
タＤ５１，Ｄ５２は、 Ｄ５１＝Ａ１ sgn｛I(t)｝＋Ａ２ sgn｛Q(t−T/2)｝ ＝〔I(t) sgn｛I(t)｝＋Q(t−T/2) sgn｛Q(t−T/2)｝〕cosωrt ＋〔I(t) sgn｛Q(t−T/2)｝−Q(t−T/2) sgn｛I(t)｝〕sinωrt …(4) Ｄ５２＝Ａ２ sgn｛I(t)｝−Ａ１ sgn｛Q(t−T/2)｝ ＝〔I(t) sgn｛I(t)｝＋Q(t−T/2) sgn｛Q(t−T/2)｝〕sinωrt ＋〔I(t) sgn｛Q(t−T/2)｝−Q(t−T/2) sgn｛I(t)｝〕cosωrt …(5) と表される。ただし、sgn(ｘ）＝１（ｘ≧０）、sgn
(ｘ）＝−１（ｘ＜０）である。
【００１１】したがって、受信信号がＯＱＰＳＫ変調さ
れている場合には、上述したように同相位相成分データ
と直交位相成分データの識別点がタイムスロットの１／
２だけずれているために、データに遷移があると式(4),
式(5) における第２項が消去されず、逆変調動作が正し
く行われなくなる。すなわち、再生搬送波位相誤差が増
大し、搬送波のスリップ率および符号ビットの誤り率が
大きく劣化する要因になっていた。
れている場合には、上述したように同相位相成分データ
と直交位相成分データの識別点がタイムスロットの１／
２だけずれているために、データに遷移があると式(4),
式(5) における第２項が消去されず、逆変調動作が正し
く行われなくなる。すなわち、再生搬送波位相誤差が増
大し、搬送波のスリップ率および符号ビットの誤り率が
大きく劣化する要因になっていた。
【００１２】本発明は、ＯＱＰＳＫ変調された受信信号
の復調信号に対して正しく逆変調動作を行うことがで
き、再生搬送波位相誤差を低減させることができるＯＱ
ＰＳＫ用逆変調型復調回路を提供することを目的とす
る。
の復調信号に対して正しく逆変調動作を行うことがで
き、再生搬送波位相誤差を低減させることができるＯＱ
ＰＳＫ用逆変調型復調回路を提供することを目的とす
る。
【００１３】
【課題を解決するための手段】本発明は、入力されるデ
ィジタル位相変調信号をその搬送波周波数にほぼ等しく
互いに直交する２系列の局部発振信号により２系列のベ
ースバンド信号に変換する準同期検波手段と、前記準同
期検波手段の出力信号を所定のサンプリングクロックに
より標本化し量子化した複数ビットの２系列の第１時系
列データを出力する標本化手段と、互いに直交する２系
列の再生搬送波信号を表す複数ビットの第２時系列デー
タと前記第１時系列データとを取り込み、Ｚ＝ｘ・ｙ*
（ただし、ｘは第１時系列データで、同相位相成分デー
タを実数部、直交位相成分データを虚数部とする複素数
であり、ｙは第２時系列データで、 cos成分データを実
数部、 sin成分データを虚数部とする複素数であり、ｙ
* はその複素共役を示す。）の複素乗算により同期検波
を行い、復調信号として２系列の第３時系列データを出
力する複素乗算手段と、前記第３時系列データを取り込
み、その判定値の履歴に応じたＯＱＰＳＫ変調信号点を
発生し２系列の第４時系列データとして出力する逆変調
用信号発生手段と、前記第１時系列データと前記第４時
系列データとを取り込み、前記再生搬送波信号を抽出し
て複数ビットの２系列の第５時系列データとして出力す
る逆変調手段と、前記第５時系列データの雑音成分を低
減し、複数ビットの２系列の第６時系列データとして出
力するフィルタ手段と、前記第６時系列データの振幅を
一定にし、前記複数ビットの２系列の第２時系列データ
として出力する振幅調整手段とを備えたことを特徴とす
る。
ィジタル位相変調信号をその搬送波周波数にほぼ等しく
互いに直交する２系列の局部発振信号により２系列のベ
ースバンド信号に変換する準同期検波手段と、前記準同
期検波手段の出力信号を所定のサンプリングクロックに
より標本化し量子化した複数ビットの２系列の第１時系
列データを出力する標本化手段と、互いに直交する２系
列の再生搬送波信号を表す複数ビットの第２時系列デー
タと前記第１時系列データとを取り込み、Ｚ＝ｘ・ｙ*
（ただし、ｘは第１時系列データで、同相位相成分デー
タを実数部、直交位相成分データを虚数部とする複素数
であり、ｙは第２時系列データで、 cos成分データを実
数部、 sin成分データを虚数部とする複素数であり、ｙ
* はその複素共役を示す。）の複素乗算により同期検波
を行い、復調信号として２系列の第３時系列データを出
力する複素乗算手段と、前記第３時系列データを取り込
み、その判定値の履歴に応じたＯＱＰＳＫ変調信号点を
発生し２系列の第４時系列データとして出力する逆変調
用信号発生手段と、前記第１時系列データと前記第４時
系列データとを取り込み、前記再生搬送波信号を抽出し
て複数ビットの２系列の第５時系列データとして出力す
る逆変調手段と、前記第５時系列データの雑音成分を低
減し、複数ビットの２系列の第６時系列データとして出
力するフィルタ手段と、前記第６時系列データの振幅を
一定にし、前記複数ビットの２系列の第２時系列データ
として出力する振幅調整手段とを備えたことを特徴とす
る。
【００１４】
【作用】本発明は、準同期検波手段で得られたベースバ
ンド信号をディジタル信号の第１時系列データに変換
し、複素乗算手段で第１時系列データと再生搬送波信号
を表す第２時系列データとの複素乗算を行うことによ
り、ディジタル処理により復調信号である第３時系列デ
ータを得ることができる。
ンド信号をディジタル信号の第１時系列データに変換
し、複素乗算手段で第１時系列データと再生搬送波信号
を表す第２時系列データとの複素乗算を行うことによ
り、ディジタル処理により復調信号である第３時系列デ
ータを得ることができる。
【００１５】ここで、逆変調用信号発生手段で復調信号
である第３時系列データの判定値の履歴に応じたＯＱＰ
ＳＫ変調信号点として第４時系列データを発生すること
により、この第４時系列データと第１時系列データとを
用いた逆変調演算を行う逆変調手段に正しい位相回転量
を与えることができる。したがって、正しい逆変調演算
が可能になる。なお、抽出された再生搬送波信号は、さ
らにフィルタ手段および振幅調整手段を介することによ
り、位相誤差のない再生搬送波信号である第２時系列デ
ータとして複素乗算手段に供給される。
である第３時系列データの判定値の履歴に応じたＯＱＰ
ＳＫ変調信号点として第４時系列データを発生すること
により、この第４時系列データと第１時系列データとを
用いた逆変調演算を行う逆変調手段に正しい位相回転量
を与えることができる。したがって、正しい逆変調演算
が可能になる。なお、抽出された再生搬送波信号は、さ
らにフィルタ手段および振幅調整手段を介することによ
り、位相誤差のない再生搬送波信号である第２時系列デ
ータとして複素乗算手段に供給される。
【００１６】
【実施例】図１は、本発明の一実施例構成を示すブロッ
ク図である。本実施例の特徴とするところは、図４に示
す従来の逆変調型復調回路の構成において、複素乗算器
２３と逆変調器２５との間に、復調信号である時系列デ
ータＤ３１，Ｄ３２をＯＱＰＳＫ変調信号点である時系
列データＤ４１，Ｄ４２に変換する逆変調用信号発生器
２９を挿入する構成にある。
ク図である。本実施例の特徴とするところは、図４に示
す従来の逆変調型復調回路の構成において、複素乗算器
２３と逆変調器２５との間に、復調信号である時系列デ
ータＤ３１，Ｄ３２をＯＱＰＳＫ変調信号点である時系
列データＤ４１，Ｄ４２に変換する逆変調用信号発生器
２９を挿入する構成にある。
【００１７】ここで、複素乗算器２３に入力される再生
搬送波信号系列Ｄ２１，Ｄ２２を Ｄ２１＝cosωrt …(6) Ｄ２２＝sinωrt …(7) と表すと、複素乗算器２３では、 Ｄ１１・Ｄ２１＋Ｄ１２・Ｄ２２ …(8) Ｄ１２・Ｄ２１−Ｄ１１・Ｄ２２ …(9) の演算を行うことにより、再生搬送波信号系列Ｄ２１，
Ｄ２２によって同期検波され、ＩチャネルおよびＱチャ
ネルの復調信号として時系列データＤ３１，Ｄ３２が得
られる。
搬送波信号系列Ｄ２１，Ｄ２２を Ｄ２１＝cosωrt …(6) Ｄ２２＝sinωrt …(7) と表すと、複素乗算器２３では、 Ｄ１１・Ｄ２１＋Ｄ１２・Ｄ２２ …(8) Ｄ１２・Ｄ２１−Ｄ１１・Ｄ２２ …(9) の演算を行うことにより、再生搬送波信号系列Ｄ２１，
Ｄ２２によって同期検波され、ＩチャネルおよびＱチャ
ネルの復調信号として時系列データＤ３１，Ｄ３２が得
られる。
【００１８】逆変調用信号発生器２９は、時系列データ
Ｄ３１，Ｄ３２の判定値（符号ビット）の履歴に応じた
ＯＱＰＳＫ変調信号点を求め、時系列データＤ４１，Ｄ
４２として出力する。なお、逆変調用信号発生器２９
は、時系列データＤ３１，Ｄ３２の判定値の履歴に応じ
たＯＱＰＳＫ変調信号点を記録したＲＯＭから出力させ
る方法で容易に実現することができる。
Ｄ３１，Ｄ３２の判定値（符号ビット）の履歴に応じた
ＯＱＰＳＫ変調信号点を求め、時系列データＤ４１，Ｄ
４２として出力する。なお、逆変調用信号発生器２９
は、時系列データＤ３１，Ｄ３２の判定値の履歴に応じ
たＯＱＰＳＫ変調信号点を記録したＲＯＭから出力させ
る方法で容易に実現することができる。
【００１９】図２は、逆変調用信号発生器２９の実施例
構成を示すブロック図である。図において、Ｉチャネル
およびＱチャネルの復調信号（Ｄ３１，Ｄ３２）は、識
別器３１，３２で符号ビットが識別され、識別タイミン
グ（シンボル周期Ｔ）ごとにシフトレジスタ３３，３４
に入力され、更新される。ＲＯＭ３５，３６は、シフト
レジスタ３３，３４の各値と、ＩチャネルおよびＱチャ
ネルの識別点であることを示す周期Ｔ／２の“１”，
“０”の繰り返し信号として周期Ｔのクロック信号とが
アドレスＡ０〜Ａ５，Ａ６〜Ａ11に入力され、Ｔ／２ご
とに逆変調用信号（ベースバンドにおいて再度変調され
た信号）を示す時系列データＤ４１，Ｄ４２を出力す
る。
構成を示すブロック図である。図において、Ｉチャネル
およびＱチャネルの復調信号（Ｄ３１，Ｄ３２）は、識
別器３１，３２で符号ビットが識別され、識別タイミン
グ（シンボル周期Ｔ）ごとにシフトレジスタ３３，３４
に入力され、更新される。ＲＯＭ３５，３６は、シフト
レジスタ３３，３４の各値と、ＩチャネルおよびＱチャ
ネルの識別点であることを示す周期Ｔ／２の“１”，
“０”の繰り返し信号として周期Ｔのクロック信号とが
アドレスＡ０〜Ａ５，Ａ６〜Ａ11に入力され、Ｔ／２ご
とに逆変調用信号（ベースバンドにおいて再度変調され
た信号）を示す時系列データＤ４１，Ｄ４２を出力す
る。
【００２０】逆変調器２５は、逆変調用信号である時系
列データＤ４１，Ｄ４２と、遅延回路２４によって遅延
された時系列データＤ１１′，Ｄ１２′とから逆変調演
算を行い、再生搬送波信号として抽出される時系列デー
タＤ５１，Ｄ５２は、 Ｄ５１＝Ａ１・I'(t)＋Ａ２・Q'(t−T/2) ＝〔I(t)・I'(t)＋Q(t−T/2)・Q'(t−T/2)〕cosωrt ＋〔I(t)・Q'(t−T/2)−Q(t−T/2)・I'(t)〕sinωrt …(10) Ｄ５２＝Ａ２・I'(t)−Ａ１・Q'(t−T/2) ＝〔I(t)・I'(t)＋Q(t−T/2)・Q'(t−T/2)〕sinωrt ＋〔I(t)・Q'(t−T/2)−Q(t−T/2)・I'(t)〕cosωrt …(11) と表される。ただし、I'(t) およびQ'(t−T/2)はそれぞ
れ時系列データＤ４１，Ｄ４２である。
列データＤ４１，Ｄ４２と、遅延回路２４によって遅延
された時系列データＤ１１′，Ｄ１２′とから逆変調演
算を行い、再生搬送波信号として抽出される時系列デー
タＤ５１，Ｄ５２は、 Ｄ５１＝Ａ１・I'(t)＋Ａ２・Q'(t−T/2) ＝〔I(t)・I'(t)＋Q(t−T/2)・Q'(t−T/2)〕cosωrt ＋〔I(t)・Q'(t−T/2)−Q(t−T/2)・I'(t)〕sinωrt …(10) Ｄ５２＝Ａ２・I'(t)−Ａ１・Q'(t−T/2) ＝〔I(t)・I'(t)＋Q(t−T/2)・Q'(t−T/2)〕sinωrt ＋〔I(t)・Q'(t−T/2)−Q(t−T/2)・I'(t)〕cosωrt …(11) と表される。ただし、I'(t) およびQ'(t−T/2)はそれぞ
れ時系列データＤ４１，Ｄ４２である。
【００２１】このように、逆変調用信号発生器２９で生
成したI'(t)＝Ｉ(t) 、Ｑ'(t−T/2)＝Ｑ(t−T/2)となる
逆変調用信号を用いることにより、式(10), 式(11)の第
２項を消去させることができる。これにより、逆変調器
２５はＯＱＰＳＫ変調された受信信号に対しても、ＱＰ
ＳＫ変調された受信信号と同様に正しく再生搬送波信号
を抽出することができる。
成したI'(t)＝Ｉ(t) 、Ｑ'(t−T/2)＝Ｑ(t−T/2)となる
逆変調用信号を用いることにより、式(10), 式(11)の第
２項を消去させることができる。これにより、逆変調器
２５はＯＱＰＳＫ変調された受信信号に対しても、ＱＰ
ＳＫ変調された受信信号と同様に正しく再生搬送波信号
を抽出することができる。
【００２２】ここで、逆変調器２５に入力される時系列
データＤ１１′，Ｄ１２′の信号点ａに対して、複素乗
算器２３から出力される復調信号（Ｄ３１，Ｄ３２）の
信号点ｂと、逆変調用信号発生器２９から出力される逆
変調用信号（Ｄ４１，Ｄ４２）の信号点ｃの一例を図３
に示す。図に示すように、逆変調用信号発生器２９を用
いて復調信号の判定値（符号ビット）の履歴に応じた逆
変調用信号（信号点ｃ）を再生することにより、逆変調
器２５はデータに遷移がある場合にも正しい位相回転量
θc を与えることができる。一方、復調信号（Ｄ３１，
Ｄ３２）をそのまま用いた場合には、誤った逆変調用信
号（信号点ｂ）により誤った位相回転量θe を与え、大
きく特性を劣化させることがわかる。
データＤ１１′，Ｄ１２′の信号点ａに対して、複素乗
算器２３から出力される復調信号（Ｄ３１，Ｄ３２）の
信号点ｂと、逆変調用信号発生器２９から出力される逆
変調用信号（Ｄ４１，Ｄ４２）の信号点ｃの一例を図３
に示す。図に示すように、逆変調用信号発生器２９を用
いて復調信号の判定値（符号ビット）の履歴に応じた逆
変調用信号（信号点ｃ）を再生することにより、逆変調
器２５はデータに遷移がある場合にも正しい位相回転量
θc を与えることができる。一方、復調信号（Ｄ３１，
Ｄ３２）をそのまま用いた場合には、誤った逆変調用信
号（信号点ｂ）により誤った位相回転量θe を与え、大
きく特性を劣化させることがわかる。
【００２３】
【発明の効果】以上説明したように本発明のＯＱＰＳＫ
用逆変調型復調回路は、逆変調用信号発生手段によりＯ
ＱＰＳＫ変調信号点を再生して逆変調手段に与えている
ので、ＯＱＰＳＫ変調された受信信号に対しても正しい
逆変調動作を実現することができる。したがって、再生
搬送波位相誤差が増大せず、特性劣化の少ない復調信号
を得ることができる。
用逆変調型復調回路は、逆変調用信号発生手段によりＯ
ＱＰＳＫ変調信号点を再生して逆変調手段に与えている
ので、ＯＱＰＳＫ変調された受信信号に対しても正しい
逆変調動作を実現することができる。したがって、再生
搬送波位相誤差が増大せず、特性劣化の少ない復調信号
を得ることができる。
【図１】本発明の一実施例構成を示すブロック図であ
る。
る。
【図２】逆変調用信号発生器２９の実施例構成を示すブ
ロック図である。
ロック図である。
【図３】逆変調器２５における信号点配置例を示す図で
ある。
ある。
【図４】従来の逆変調型復調回路の構成を示すブロック
図である。
図である。
１１ 準同期検波回路 １２ 電力分配器 １３ 局部発振器 １４ π／２移相器 １５，１６ ミクサ １７，１８ 低域通過フィルタ（ＬＰＦ） １９，２０ アナログ・ディジタル変換器（Ａ／Ｄ） ２１，２２ ＦＩＲフィルタ ２３ 複素乗算器 ２４ 遅延回路 ２５ 逆変調器 ２６，２７ ディジタル型フィルタ ２８ 振幅リミッタ ２９ 逆変調用信号発生器 ３１，３２ 識別器 ３３，３４ シフトレジスタ ３５，３６ ＲＯＭ
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 加藤 修三 東京都千代田区内幸町１丁目１番６号 日本電信電話株式会社内 (56)参考文献 特開 平４−216243（ＪＰ，Ａ) 特開 昭61−117958（ＪＰ，Ａ) 特開 昭63−215246（ＪＰ，Ａ) 特公 平４−79499（ＪＰ，Ｂ２) 1990年電子情報通信学会秋季全国大会 講演論文集，［分冊２］，Ｐ２−170
Claims (1)
- 【請求項１】 入力されるディジタル位相変調信号をそ
の搬送波周波数にほぼ等しく互いに直交する２系列の局
部発振信号により２系列のベースバンド信号に変換する
準同期検波手段と、 前記準同期検波手段の出力信号を所定のサンプリングク
ロックにより標本化し量子化した複数ビットの２系列の
第１時系列データを出力する標本化手段と、 互いに直交する２系列の再生搬送波信号を表す複数ビッ
トの第２時系列データと前記第１時系列データとを取り
込み、Ｚ＝ｘ・ｙ* （ただし、ｘは第１時系列データ
で、同相位相成分データを実数部、直交位相成分データ
を虚数部とする複素数であり、ｙは第２時系列データ
で、 cos成分データを実数部、 sin成分データを虚数部
とする複素数であり、ｙ* はその複素共役を示す。）の
複素乗算により同期検波を行い、復調信号として２系列
の第３時系列データを出力する複素乗算手段と、 前記第３時系列データを取り込み、その判定値の履歴に
応じたＯＱＰＳＫ変調信号点を発生し２系列の第４時系
列データとして出力する逆変調用信号発生手段と、 前記第１時系列データと前記第４時系列データとを取り
込み、前記再生搬送波信号を抽出して複数ビットの２系
列の第５時系列データとして出力する逆変調手段と、 前記第５時系列データの雑音成分を低減し、複数ビット
の２系列の第６時系列データとして出力するフィルタ手
段と、 前記第６時系列データの振幅を一定にし、前記複数ビッ
トの２系列の第２時系列データとして出力する振幅調整
手段とを備えたことを特徴とするＯＱＰＳＫ用逆変調型
復調回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3328453A JP2587160B2 (ja) | 1991-12-12 | 1991-12-12 | Ｏｑｐｓｋ用逆変調型復調回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3328453A JP2587160B2 (ja) | 1991-12-12 | 1991-12-12 | Ｏｑｐｓｋ用逆変調型復調回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH05167628A JPH05167628A (ja) | 1993-07-02 |
| JP2587160B2 true JP2587160B2 (ja) | 1997-03-05 |
Family
ID=18210444
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP3328453A Expired - Lifetime JP2587160B2 (ja) | 1991-12-12 | 1991-12-12 | Ｏｑｐｓｋ用逆変調型復調回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2587160B2 (ja) |
-
1991
- 1991-12-12 JP JP3328453A patent/JP2587160B2/ja not_active Expired - Lifetime
Non-Patent Citations (1)
| Title |
|---|
| １９９０年電子情報通信学会秋季全国大会講演論文集，［分冊２］，Ｐ２−１７０ |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH05167628A (ja) | 1993-07-02 |
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