JPH06132993A - ディジタル処理型直交変調器 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】 タイミング位相ずれを防止でき、大容量伝送
を行う通信方式に適する直交変調器を得る。 【構成】 逓倍器は、入力信号に同期したクロックと位
相が同じで周波数を逓倍したクロックを生成する。ｍｓ
進カウンタは、そのクロックを計数し計数値を出力する
が、計数値が所定値になったときに、フリップフロップ
に対してラッチパルスを与える。フリップフロップから
出力されたＩチャネルの入力信号は、乗算器でcos ＲＯ
Ｍから出力されたcos 関数と乗算され、フリップフロッ
プから出力されたＱチャネルの入力信号は、乗算器でsi
n ＲＯＭから出力されたsin 関数と乗算される。２つの
乗算器の出力は、加算器で加算され、さらに、Ｄ−Ａ変
換器でＤ−Ａ変換された後帯域通過フィルタで波形整形
されて最終的な出力信号となる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、ディジタル処理によっ
て直交変調を行うディジタル処理型直交変調器に関す
る。

【０００２】

【従来の技術】図５は従来のディジタル処理型直交変調
器の構成を示すブロック図である。図において、７，８
はそれぞれ互いに直交するキャリア信号であるsin 関
数，cos関数の振幅情報を格納したsin ＲＯＭ，cos Ｒ
ＯＭである。そして、入力端子Ａに入力したＩチャネル
の入力信号は、乗算器２ｉでcos ＲＯＭ８から出力され
たcos 関数と乗算され、入力端子Ｂに入力したＱチャネ
ルの入力信号は、乗算器２ｑでsin ＲＯＭ７から出力さ
れたsin 関数と乗算される。乗算器２ｉの出力と乗算器
２ｑの出力とは、加算器３で加算され、さらに、Ｄ−Ａ
変換器４でＤ−Ａ変換された後帯域通過フィルタ５で波
形整形されて最終的な出力信号となる。

【０００３】ここで、ベースバンド信号（入力端子Ａ，
Ｂへの入力信号）の周期をＴとすると、キャリア周波数
は、ｘ／（２Ｔ）とされ（ｘ：整数）、ベースバンド信
号帯域の近傍に設定される。そのために、ベースバンド
信号に同期したクロックが逓倍器９でｍｓ・（ｘ／２）
逓倍され（ｍｓ：キャリア信号１周期あたりのサンプル
数）、逓倍されたクロックがｍｓ進カウンタ６に入力さ
れる。そして、ｍｓ進カウンタ６の計数値が、sin ＲＯ
Ｍ７およびcos ＲＯＭ８にアドレス入力として供給され
る。sin ＲＯＭ７，cos ＲＯＭ８は、そのアドレスに格
納されているsin 関数，cos 関数の振幅値を出力する。

【０００４】図６は、図５における各部の信号波形の一
例を示したものである。この場合には、ｍｓ＝８であっ
て、キャリア信号のベースバンド信号のデータ切替点に
対する位相である初期位相は０である（図６（ａ），
（ｂ）参照）。よって、各乗算器２ｉ，２ｑから図６
（ｃ）に示すような出力がなされる。変調波は、これら
の出力を合成したものである。ここで、図６（ｃ）から
わかるように、各乗算器２ｉ，２ｑの出力には、Ｔ／ｍ
ｓの時間だけ振幅が０の期間が現れる。直交変調の場
合、振幅０の期間がＩ，Ｑチャネルに交互に現れる。

【０００５】このため、キャリア信号の位相が２ｎπ
（ｎ：整数）である時点とベースバンド信号におけるデ
ータの切替点（図６中，点）とが一致し、データが
切替わる時点の情報が失われる。そして、切替点（図６
中）からＴ／ｍｓの時間経過後に切替後のデータが現
れる（図６中）。よって、変調波においてはその点が
データ切替点と見なされる。従って、図６（ｄ）に示す
ように、復調器側の検波された信号において、Ｉ，Ｑチ
ャネル間でデータの変化点がＴ／ｍｓだけずれるので、
タイミング位相のずれが生ずる。

【０００６】図６は、キャリア信号の初期位相が０の場
合を示しているが、その他初期位相がｎ・（π／２）で
あれば、データ切替点といずれかのチャネルのキャリア
信号が０となる時点とが重なり、同様のタイミング位相
ずれを生ずる。タイミング位相ずれが生じた場合には、
復調器側において、キャリアの位相誤差および周波数誤
差の検出が困難になる。また、ベースバンドにおける信
号点の補正についても、位相面の回転の他にタイミング
の補正が必要になり制御回路が複雑になる。

【０００７】

【発明が解決しようとする課題】従来のディジタル処理
型直交変調器は、以上に述べたように、キャリア信号の
初期位相がｎ・（π／２）になるとタイミング位相ずれ
が生じてしまう。この問題を解決するために、キャリア
信号発生のためのサンプル数を多くしたり、キャリア周
波数をベースバンド信号帯域に比べて高く設定すること
が行われている。

【０００８】しかし、大容量伝送を行う通信方式にあっ
ては、デバイスの動作限界等によって信号処理速度を上
げることができない。そのために、サンプル数を多くし
たりキャリア周波数を高く設定することは困難であり、
タイミング位相ずれを回避することは難しいという課題
があった。

【０００９】よって、本発明は、信号処理速度を上げる
ことなくタイミング位相ずれを防止でき、大容量伝送を
行う通信方式に適するディジタル処理型直交変調器を提
供することを目的とする。

【００１０】

【課題を解決するための手段】本発明に係るディジタル
処理型直交変調器は、入力したＩチャネルおよびＱチャ
ネルのベースバンド信号でキャリア信号をディジタル信
号処理によって直交変調する変調手段の他に、キャリア
信号のベースバンド信号に対する初期位相を、キャリア
信号が振幅零となる時点から外す位相調整手段を備えた
ものである。

【００１１】

【作用】本発明における位相調整手段は、データ切替点
の情報が失われないように、両チャネルのキャリア信号
の初期位相を、データ切替時点においてどちらのチャネ
ルのキャリア信号の振幅も０にならないｎ・（π／２）
位相以外に設定し、Ｉチャネル，Ｑチャネル間のタイミ
ング位相ずれを防止する。

【００１２】

【実施例】図１は、本発明の一実施例によるディジタル
処理型直交変調器の構成を示すブロック図である。図に
おいて、１ｉ，１ｑはそれぞれＩチャネルの入力信号，
Ｑチャネルの入力信号を、ｍｓ進カウンタ６の計数値が
ある設定値に一致したときにラッチするフリップフロッ
プ（レジスタ）である。その他の構成要素は、図５に示
した対応する各要素と同じである。よって、本実施例に
おいて、変調手段は、乗算器２ｉ，２ｑおよび加算器３
で実現され、位相調整手段はｍｓ進カウンタ６およびフ
リップフロップ１ｉ，１ｑで実現される。

【００１３】以下、図２のタイミング図を参照して動作
について説明する。ｍｓ進カウンタ６には、従来の場合
と同様に、入力信号に同期したクロックと位相が同じで
周波数がｍｓ・（ｘ／２）逓倍されたクロックが入力す
る。ｍｓ進カウンタ６は、そのクロックを計数し、順
次、０〜（ｍｓ−１）の計数値を出力するが、この場合
には、計数値が「１」になったときに、フリップフロッ
プ１ｉ，１ｑに対してラッチパルスを与える。なお、si
n ＲＯＭ７およびcos ＲＯＭ８は、（計数値）×（π／
４）に対応した各振幅値を出力するとする。よって、乗
算器２ｉ，２ｑには、ラッチパルスがでた時点でデータ
の切替点が与えられる（図２中の，）。この結果、
キャリア信号のベースバンド信号に対する初期位相は、
等価的にπ／４になったことになり、データ切替点の情
報消失は回避される。

【００１４】なお、本実施例では設定値が「１」の場合
について説明したが、初期位相をｎ・（π／２）以外と
する値であればどのような値であってもよい。図３は、
本発明の他の実施例によるディジタル処理型直交変調器
の構成を示すブロック図である。図において、１０はｍ
ｓ進カウンタ６の計数値を遅延させるためのシフトレジ
スタである。なお、本実施例において、位相調整手段は
シフトレジスタ１０で実現される。この場合には、ｍｓ
進カウンタ６の計数値は、シフトレジスタ１０の段数に
応じた遅延を受けてsin ＲＯＭ７およびcos ＲＯＭ８に
与えられる。例えば、シフトレジスタ１０が逓倍器９が
出力するクロックで駆動されるものならば、入力された
計数値を７クロック分シフトすれば、初期位相は等価的
にπ／４になり、図２に示す結果が得られる。

【００１５】なお、遅延量は、初期位相をｎ・（π／
２）以外とする値であればどのような値であってもよい
ことは、上記実施例の場合と同様である。また、本実施
例では、シフトレジスタをsin ＲＯＭ７およびcos ＲＯ
Ｍ８の前段に設けた場合について説明したが、sin ＲＯ
Ｍ７およびcos ＲＯＭ８の後段、または、乗算器２ｉ，
２ｑの前段に設けてもよく、そのような場合にも本実施
例と同様の効果を奏する。

【００１６】ディジタル処理型直交変調器として、ＲＯ
Ｍを用いてキャリア信号を発生する上記各実施例におけ
る構成の他に、キャリア信号の各位相についてベースバ
ンド信号とキャリア信号との乗算値、すなわち、変調波
の各瞬時値を個別に計算しておき、それらの値を時間順
に合成して変調波を得る構成がある。

【００１７】そのような構成において、各合成時点のキ
ャリア信号の位相をｎ・（π／２）以外の値とし、各瞬
時値選択時点を入力信号に同期したクロックで定めれ
ば、上記各実施例の場合と同様に、等価的にキャリア信
号の初期位相をｎ・（π／２）以外の値にしたことにな
る。

【００１８】図４は、そのような考え方にもとづく本発
明のさらに他の実施例によるディジタル処理型直交変調
器の構成を示すブロック図である。ここでは、キャリア
信号の１周期あたりのサンプル数を４とした例について
説明する。また、各サンプル数におけるキャリア信号の
位相を（２ｎ＋１）π／４とすると、それらの各位相の
時点における変調波の振幅は以下のように表現できる。

【００１９】 π／４ ： Ｉ＋Ｑ ３π／４ ： Ｑ−Ｉ ５π／４ ：−Ｑ−Ｉ＝−（Ｉ＋Ｑ） ７π／４ ： Ｉ−Ｑ＝−（Ｑ−Ｉ） ここで、ＩはＩチャネルの入力信号、ＱはＱチャネルの
入力信号である。従って、それらの値は、図４に示す加
算器１１、減算器１２および２つの補数器１３で導出さ
れる。そして、４入力選択回路１４は、π／４〜７π／
４に応じた４入力を順次選択することにより変調波のデ
ィジタル波形を出力する。なお、本実施例において、変
調手段および位相調整手段が一体として、加算器１１、
減算器１２、２つの補数器１３、４入力選択回路１４お
よび逓倍器１５で実現されていることになる。

【００２０】例えば、逓倍器１５が、ベースバンド信号
の切替点にその立上がりまたは立下がりが同期したクロ
ックの周波数を４逓倍し、その逓倍されたクロックで４
入力選択回路１４が入力選択すれば、データ切替点は、
キャリア信号の位相が（２ｎ＋１）π／４の時点に対応
する。すなわち、キャリア信号の初期位相が等価的にｎ
・（π／２）となるようなことはなく、上記各実施例の
場合と同様の効果が得られる。また、このように、キャ
リア信号の１周期あたりのサンプル数を４とした場合に
は、簡単で構成で所望の効果を得ることができる。

【００２１】

【発明の効果】以上説明したように、本発明に係るディ
ジタル処理型直交変調器は、キャリア信号の初期位相を
キャリア信号の振幅零となる時点から外す位相調整手段
を有する構成であるから、回路規模を増加させることな
くかつ、信号処理速度を上げることなくタイミング位相
ずれを防止でき、大容量伝送を行う通信方式にも対応可
能であるという効果がある。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の一実施例によるディジタル処理型直交
変調器の構成を示すブロック図である。

【図２】データ信号とキャリア信号の位相関係を示すタ
イミング図である。

【図３】本発明の他の実施例によるディジタル処理型直
交変調器の構成を示すブロック図である。

【図４】本発明のさらに他の実施例によるディジタル処
理型直交変調器の構成を示すブロック図である。

【図５】従来のディジタル処理型直交変調器の構成を示
すブロック図である。

【図６】従来のデータ信号とキャリア信号の位相関係を
示すタイミング図である。

【符号の説明】

１ｉ，１ｑ フリップフロップ ２ｉ，２ｑ 乗算器 ３ 加算器 ４ Ｄ−Ａ変換器 ５ バンドパスフィルタ ６ ｍｓ進カウンタ ７ sin ＲＯＭ ８ cos ＲＯＭ ９ 逓倍器 １０ シフトレジスタ １１ 加算器 １２ 減算器 １３ 補数器 １４ ４入力選択回路 １５ 逓倍器

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 入力したＩチャネルおよびＱチャネルの
   ベースバンド信号でキャリア信号をディジタル信号処理
   によって直交変調する変調手段を備えたディジタル処理
   型直交変調器において、 前記キャリア信号の前記ベースバンド信号に対する初期
   位相を、キャリア信号が振幅零となる時点から外す位相
   調整手段を備えたことを特徴とするディジタル処理型直
   交変調器。