JPS5829030B2 - Ｍｓｋ変調装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は、ＦＳＫ（周波数シフトキーイング）変調装置
、特にＭＳＫ（Ｍｉｎｉｍｕｍ ５ｈｉｆｔ Ｋｅｙｉ
ｎｇ）すなわち変調指数がほぼ０．５である位相連続Ｆ
ＳＫの変調信号における２中心周波数変動と、そＯつ中
心周波数成分の位相変動とを小さく抑える変調装置に関
するものである。

位相連続ＦＳＸ変調方式による変調波は包絡線が一定で
あるため、出力増幅器の飽和などによる振幅制限を受け
た場合にも、主スペクトル中の帯域外電力の比率は不変
であり、非線形系を含む伝送路において有利な変調方式
である。

特に、変調指数が平均的に０．５の位相連続ＦＳＸ信号
はＭＳＫ信号と呼はれ、復調時の波形操作が容易である
ために扱い易く、また占有スペクトル幅が比較的狭いの
で周波数利用効率が高いなど優れた特徴を有している。

このＭＳＫ変調波の帯域外電力をさらに抑制し周波数有
効利用率を高めるために、基底周波数帯域にてデータ入
力信号の波形整形を行う方法がある。

この方法を適用できる変調器として、基底周波数帯域の
低域通過フィルタを用いてデータ入力信号の波形を整形
した後に、この信号により可変容量素子等を制御し発振
器０周波数を変化させるＶＣＯ形の変調器がある。

同じような簡易形のＭＳＫ変調器としては、基本発振を
水晶振動子で行うｖｃｘｏｔ杉の変調器、また無安定マ
ルチバイブレークの充放電周期を制御するＶＣＭ形の変
調器などがある。

しかし、これらの変調器ではバイアスの変動などに起因
する変調波の中心周波数変動が比較的太きいため、本来
周波数を有効に利用できるＭＳＫ変調波の特徴を十分に
活かすことができない欠点があった。

一方、こめような簡易形ＭＳＫ変調器とは別に、より高
度な部品を使用することにより変調波周波数を安定化し
、かつデータ入力信号の波形整形も可能とする変調器と
して従来から知られている装置がある。

その構成例を第１図に示す。同図の１は基底周波数帯域
における波形生成回路であり、内部にデータ人力信号記
憶回路１３１位相発生器１ｂ、余弦値数表ＲＯＭ １
ｃ１正弦値数表ＲＯＭ１ｄ、ＤＡ変換器１ｅを含む。

２は乗算器、３は和算器、４は搬送波周波数ｆ。

の参照信号を発生する発振器、５はｆ。

における半周期移相器を示す。

この構成によるＭＳＫ変調器では、まず、波形生成回路
１においてＭＳＫ変調波 ５１ｎ（２πｆｃｔ＋φ（１）〕 を得るための基底周波数帯域信号 ＣＯ３（φ（ｔ）〕と、５ｉｌｌ （φ（ｔ）〕とを生
戒する。

ここで、時間の関数である位相量φ（１）は変調による
瞬時位相変化を表し但し、 である。

また、Ｔはクロック周期を表す。

ａ、は伝送データ符号を表し、マーク０とき＋１、スペ
ースＱ）とき−１をとる。

へ、）は基底帯域制限用０）位相制御パルスである。

ＭＳＫ変調信号の場合は、ｙ（１）は矩形波となるのテ
、位相量φ（１）はクロック周期Ｔ毎に±（π／２） だけリニアに増減する。

上記式ｙ（１）は第１図に示すデータ入力信号記憶回路
１ａに記憶されたａ−Ｈ−ａＮＯ） （２Ｎ＋ １ ）
ビットをもとに演算される。

そＱつためにデータ入力信号記憶回路１ａにおいて、デ
ータ入力信号の連続した（２Ｎ＋１）ビットを記憶し、
その記憶された信号変化をもとにして基底周波数帯にお
ける波形整形の処理を行い、そめときの瞬時位相変化φ
（１）を位相発生器１ｂにてディジタル的に算出する。

この位相変化φ（１）をもとに、正弦ｓｘｎ （φ（ｔ
）〕、余弦ＣＯ３（φ（ｔ）〕め値をＲＯＭ １ ｃ
、 １ ｄから読出し、ＤＡ変換器１ｅによりアナログ
信号としてとり出す。

次に、水晶発振子により周波数を安定化した 発振器４の出力ｃｏｓ ２πｆｏｔと 正弦信号Ｓｌｎ〔φ（ｔ）〕との乗算信号、および発振
器の出力信号の半周期だけ位相をずらした 信号Ｓｉｎ ２πｆｏｔと、 余弦信号ｃｏｓ Ｃφ（ｔ）〕との乗算信号を作り、こ
れらを和算器２に入力して ＭＳＫ信号波５１ｎ（２πｆｏ１＋φ（ｔ）〕を得るも
のである。

この変調方式はよいＭＳＫ信号を作ることができるが、
乗算器２の周波数変換の特性に厳しい線形性が要求され
る。

この線形性が十分保障されない場合に、和算器３０つ出
力には ｓｘｎ （φ（ｔ）〕およびＣＯ３（φ（ｔ）〕の非線
形項を生じ、変調波の振幅一定条件が満たされなくなる
。

また、帯域外電力も増大する。その他こ０）構成では、
波形生成回路１かテイジタル演算回路であるから、マイ
クロプロセッサなどの高度な回路素子、および複雑なプ
ログラムを必要とする。

また、プロセッサおよびＡＤ変換器などの動作速度が高
速データ伝送の速度を制限することになる。

本発明は、周波数変動が小さく、かつ基底周波数帯域に
おけるデータ入力信号の波形整形を行うことかできる変
調装置を少数かつ簡単な回路構成素子により実現するこ
とを目的とする。

本発明は、ＶＣＯ形、ｖｃｘｏ形の簡易なＭＳＫ変調器
を用い、その変調周波数を安定化するために基底周波数
帯域における波形操作により、変調波の搬送波成分と参
照搬送波との位相差にほぼ比例する直流信号を作り、そ
の直流信号を簡易形ＭＳＫ変調器に負帰還する構成を特
徴とする。

実施例によりさらに詳しく説明する。

第２図は本発明実施例構成図である。

同図の２および２′は乗算器、４は参照信号発振器、６
はＶＣＯ形、ｖｃｘｏ形等の簡易ＭＳＫ変調器、７はデ
−タ入力信号のタイミングクロック用発振器、８は２分
０１分周器、９は余弦位相比較器を示す。

１０は正弦位相比較器、１１は低域通過フィルタ（ＬＰ
Ｆ）を示す。

データ入力信号はＭＳＫ変調器６の入力に与えられ、そ
の出力からＭＳＫ変調波が取出される。

このＭＳＫ変調波は出力端子に送出されるとともに分岐
されて、余弦位相比較器９および正弦位相比較器１０の
入力に与えられ、参照信号発振器４の出力信号と比較さ
れるよう構成されている。

この両比較器９および１０の出力は、乗算器２に与えら
れ、その乗算器２の乗算出力は乗算器２′の一方Φ入力
に与えられている。

この乗算器２′の他方０人力には、データ入力信号のタ
イミングクロック用発振器１の出力の２分０） １分周
波が与えられ、この乗算器２′の出力は低域フィルタ１
１を介して、ＭＳＫ変調器６の制御入力に与えられてい
る。

次にこの装置の動作を説明する。

まず、低域フィルタ１１の出力をＭＳＫ変調器６に帰還
しない場合を考える。

ＭＳＫ変調器６の変調出力をｃｏｓ（２πｆｏｔ＋φ（
１）＋θ〕 とする。

ここでφ（１）はＭＳＫ変調に対応する瞬時位相の変化
を表わし、またθは変調波の中心周波数成分の位相ドリ
フト成分を表わす。

この変調波と参照信号発振器の出力 ｃｏｓ２πｆｏｔ とを余弦位数比較器９に入力すると、その出力はｃｏｓ
（φ（１）＋θ〕 となる。

同様に、正弦位相比較器１０の出力はＳ１ｎ〔φ（１）
十θ〕 となる。

これら２つの出力を乗算器２に入れるとその出力に を得る。

φ（１）は変調指数０．５０位相連続ＦＳＸの瞬時位相
変化を表わすから、２φ（ｔ）は変調指数１の位相連続
ＦＳＫの瞬時位相変化を表わし、はＳ ｕｎｄｅのＦＭ
信号を基底周波数帯域表示したものとなる。

Ｓ ｕｎｄｅのＦＭ信号については、〔文献〕ベネット
・デーピー著・せ利訳「データ伝送」丸善、昭和４１年
９月２０日発行、１９８頁、３４１〜３４２頁 に詳しい記載がある。

そこで、前述のように位相量φ（１）は周期Ｔ毎に±（
π／２） たけリニアに増減するめで、Ｓｕｎｄｅｒ）ＦＭ信号０
瞬時位相２φ（１）は、周期Ｔ毎にπだけリニアに増減
する。

すなわち、乗算器２の出力は、伝送信号のマークに対応
した と、伝送信号のスペースに対応した ０いずれかになる。

ここでωｄは と表される。

この乗算器２０出力信号をタイ ク信号を２分の１分周した ミング・ クロッ とを乗算器２′に加え、その直流成分を低域通過フィル
タ１１でとり出すと、 を得る。

上述０動作はＰＳＫ信号同期検波方式において搬送波再
生に用いるＣｏ５ｔａｓ形式として周知のものであり、
変調波を２逓倍したりと同じ効果を基底周波数帯域で得
ている。

θが小さいときとなるから、■はＭＳＫ変調波の搬送波
成分と参照信号とめ位相差θに比例した直流信号となる
。

この直流信号をもとにＭＳＫ変調器を制御し、変調波の
搬送波位相を参照信号に同期させれば、変調波の周波数
および位相変動を抑えることができる。

このため、第３図に示すように、上記位相差θに比例す
る直流信号をＭＳＫ変調器に入力し、こＱつ位相差θを
打ち消すような位相同期ループを形成する。

この位相同期ループにより、第２図のＭＳＫ変調器６の
出力搬送波の位相は、参照信号４の位相と同期すること
になる。

第３図は第２図に示したＭＳＫ変調器６をより詳細に示
したもＱつで、６′は簡易形のＭＳＫ変調器、１２は加
算器を示す。

このような構造り負帰還回路を形成した場合に、何らか
の擾乱で生じた小さな位相変動θは時間に関して指数関
数的に小さくなる。

なお、θを大きくした場合に負帰還信号■は、５１ｎ２
θに比例しているから、同期する位相位置はπの周期で
表わイＪ１変調波０）搬送波成分は参照信号のＯまたは
π００相Ｏどちらかに同期する。

本発明においては、簡易形ＭＳＫ変調器あるいは厳しい
線形性を要求しない乗算器などが使用されていて、第２
図のような従来の変調器に比べて少数かつ簡単な部品で
同等の性能を有する変調系が形成される。

しかも線形性を厳しく要求する素子等を含まないから、
構成素子としてほぼ同等の働きをするディジタル論理素
子を用いて回路を形成することができる。

第４図にディジタル論理素子による構成例を示す。

同図の１５は４ｆｃの参照信号発振器、１６は遅延フリ
ップフロップを２段接続した４分の１分周器であり、ｆ
ｏＩｌ１７）周波数におけるＯ相と７相の波形を取り出
すことができる。

１３と１３′は第２図の余弦位相比較器９と正弦位相比
較器１０に相当するもので、遅延フリップフロップから
成る。

遅延フリップフロップは、信号端子りにＭＳＫ変調信号
を与え、クロック端子Ｔにクロック信号を与えると、次
のような動作をする。

そΦ位相比較器作を考えると、遅延フリップフロップは
、クロック端子の入力信号が立ち上がる瞬間に信号端子
の入力をサンプリングして、その論理値を出力端子Ｑに
出力するので、クロック端子の入力が信号端子の入力よ
り進んでいる場合には出力端子は「１」になる。

逆にクロック端子の入力が信号端子の入力より遅れてい
る場合には出力端子はｒＯＪになる。

したがって、ＭＳＫ変調信号が位相０）０からπまで進
み、πから２πまで遅れているとするならば、０からπ
までは出力端子に「１」が送出され、πから２πまでは
出力端子に「０」か送出される。

フリップフロップ１３のクロック端子にはＯ相のクロッ
ク信号が与えられ、フリップフロップ１３′のクロック
端子にはπ／２相Ｏつクロック信号が与えられているの
で、フリップフロップ１３が余弦位相比較器、フリップ
フロップ１３′が正弦位相比較器となる。

これら位相比較器に対してはＳＲフリップフロップまた
は排他的論理和回路と低域通過フィルタとを組合せた回
路を用いてもよい。

１４と１４′は排他的論理和回路による乗算器、１１は
トランスバーサルフィルタ等Φ低域通過フィルタ、１８
は演算増幅器による加算器を表わす。

第４図の回路における各部の動作波形は、対応する第２
図の波形と多少異なるが、その動作原理は同等である。

以上、本発明０）ＭＳＫ変調方式について、理想的なＭ
ＳＫ信号を例にとって説明した。

この理想的なＭＳＫ信号の例は、前述の位相量φ（１）
の表現式における基底帯域制限用の位相制御パルスｈを
矩形波とした場合に相当する。

本発明は、この理想的の場合以外にも、位相量φ（１）
が周期ＴＯ）間にほぼ±（π／２）だけ変化するが、そ
Ｏつ変化がリニアでないＭＳＫ信号にも実施することが
できる。

これら０）ＭＳＫ信号の例は、ｈ（ｔ）を正弦波状とし
た正弦波ＦＳＸ（５ｉｎｕｓｏｉｄａｌ ＦＳＫ ）、
ｈ（ｔ）をインパルス波形としたＴＦＭ（Ｔａｍｅｄ
ＦＭ）またはＴＦＳＫ（Ｔａｍｅｄ ＦＳＫ）などであ
る。

これらの位相量め変化がリニアでない信号を得るには、
ＭＳＫ変調器６の内部で信号θつ関数変換を行えばよい
。

さらに具体的には、第３図の回路で加算器１２の入力ま
たは出力に変換回路を設けることが適当である。

本発明の変調方式では、直流信号を抽出する過程で同相
および直交検波出力を得るための復調回路が組み込まれ
た構成になっている。

したがって、同一回路を用い簡単な配線の変更を行うだ
けでＭＳＫ復調器が得られる。

たとえば、第４図でフリップフロップ１３および１３′
は端子ＸにおけるＭＳＫ変調波に対して、同相および直
交Ｑ）検波出力信号を送出するから、復調器となる。

第４図で端子Ｘに受信信号を与え、端子Ａ−Ａ’（７，
１接続を切断し、端子Ａと端子Ｚとを接続し、発振器１
５を切り離す。

さらに端子■を接地するとＭＳＫ変調器６は発振器とし
て利用できるから、その発振周波数を４ｆｏに設定する
。

このようにすれば、端子Ｘに入力された受信信号は、フ
リップフロップ１３および１３’Ｏ）信号入力に与えら
れ、周波数４ｆｏＯ）搬送波により検波されて、それぞ
れ端子ＢおよびＣには、同相および直交り検波成分が得
られる。

このように上述の接続変更が可能なように端子を設けた
ＩＣを作れば、変調器と復調器に両用できる汎用ＩＣを
得る。

したがって、変復調回路の縮小形集積化が可能となり、
非常に多数め加大要端末が予想されるディジタル移動通
信に対して安価な変復調回路を供給することができる。

以上述べたように、本発明によれは周波数変動が小さく
、かつ基底周波数帯域におけるデータ入力信号の波形成
形を行うことのできる優れた変調装置を少数かつ簡単な
回路構成素子により実現することかできる。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来例のＦＳＸ変調装置構成図。 第２図は本発明実施例ＭＳＫ変調装置の構成図。 第３図はＭＳＫ変調器部分にて加算器を位相制御手段と
して用いた場合の部分構成図。 第４図は本発明第２実施例ＭＳＫ変調装置構成図（ディ
ジタル論理回路素子により構成された例）。 １・・・−・・ＭＳＫ波形生成器、２，２′・・・・・
・乗算器、３・・・・・・和算器、４・・・・・・参照
信号、５・・・・・・半周期移相器、６，６′・・・・
・・簡易形ＭＳＫ変調器、７・・・・・・タイミングク
ロック用発振器、８・・・・・・２分０） １分周器、
９・・・・・・余弦位相比較器、１０・・・・・・正弦
位相比較器、１１・・・・・・低域通過フィルタ、１２
・・・・・・加算器、１３，１３’・・・・・・遅延フ
リップフロップ回路、１４．１４’・・・・・・排他的
論理和回路、１５・・・・・・参照信号、１６・・・・
・・分周した信号のＯ相と７相をとり出せる４分ＣＤｉ
ｏ）分局器、１７・・・・・・低域通過フィルタ、１
８・・・・・・タイミングクロック発生器。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ データ入力信号を位相変調指数がほぼ０．５である
   位相連続周波数シフトキーイング（ＦＳＸ）変調するＭ
   ＳＫ変調器を備えた装置において、このＭＳＫ変調器の
   出力信号と参照信号とを入力とする正弦位相比較手段と
   、 上記ＭＳＫ変調器の出力信号と参照信号とを入力とする
   余弦位相比較手段と、 前記両比較手段の出力に得られる同相位相および直交位
   相の検波出力を乗算する第一の乗算手段と、 この手段の出力に得られる乗算された信号と上記データ
   入力信号Ｑつタイミング・クロック信号の２分周信号と
   を乗算する第二の乗算手段と、この手段の出力に得られ
   る乗算された信号から直流成分を抽出する手段と、 この手段の出力に得られる直流信号により上記ＭＳＫ変
   調器の出力信号に含まれる中心周波数成分の位相を前記
   参照信号の位相に同期させる位相制御手段と を備えたことを特徴とするＭＳＫ変調装置。 ２ 正弦位相比較手段および余弦位相比較手段がそれぞ
   れ位相が４分の１周期異なるクロック信号が各タイミン
   グ端子に与えられた遅延フリップフロップにより構成さ
   れ、第一および第二の乗算手段が排他的論理和回路によ
   り構成された特許請求の範囲第１項に記載のＭＳＫ変調
   装置。