JP2001186208A - 復調回路 - Google Patents
復調回路Info
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D3/00—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations
- H03D3/007—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations by converting the oscillations into two quadrature related signals
- H03D3/009—Compensating quadrature phase or amplitude imbalances
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04N—PICTORIAL COMMUNICATION, e.g. TELEVISION
- H04N9/00—Details of colour television systems
- H04N9/64—Circuits for processing colour signals
- H04N9/66—Circuits for processing colour signals for synchronous demodulators
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Multimedia (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Processing Of Color Television Signals (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 クロック信号ＳＣＬＫの周波数を搬送波周波
数の４の整数倍にしなければ、変調信号Ｃｉｎを正しく
復調することができず、システムを構築する上で、クロ
ック信号ＳＣＬＫの周波数に制約が加わるなどの課題が
あった。 【解決手段】 クロマ信号Ｃｉｎの搬送波周波数ωと同
一周波数の正弦波信号ｓｉｎ（ω）及び余弦波信号ｃｏ
ｓ（ω）を生成する数値演算オシレータ回路１２を設
け、その正弦波信号ｓｉｎ（ω）と余弦波信号ｃｏｓ
（ω）をそれぞれクロマ信号Ｃｉｎに乗算する。
数の４の整数倍にしなければ、変調信号Ｃｉｎを正しく
復調することができず、システムを構築する上で、クロ
ック信号ＳＣＬＫの周波数に制約が加わるなどの課題が
あった。 【解決手段】 クロマ信号Ｃｉｎの搬送波周波数ωと同
一周波数の正弦波信号ｓｉｎ（ω）及び余弦波信号ｃｏ
ｓ（ω）を生成する数値演算オシレータ回路１２を設
け、その正弦波信号ｓｉｎ（ω）と余弦波信号ｃｏｓ
（ω）をそれぞれクロマ信号Ｃｉｎに乗算する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】この発明は、任意の搬送波周
波数により変調された変調信号を復調する復調回路に関
するものである。
波数により変調された変調信号を復調する復調回路に関
するものである。
【０００２】
【従来の技術】図５は従来の復調回路を示す構成図であ
り、図において、１はシステムクロックであるクロック
信号ＳＣＬＫの立ち下がりに同期して、分周信号ＢＲＳ
ＥＬを出力する分周回路、２は分周回路１が出力する分
周信号ＢＲＳＥＬの立ち下がりに同期して、分周信号Ｎ
ＰＳＥＬを出力する分周回路、３は分周回路１が出力す
る分周信号ＢＲＳＥＬを反転して、反転信号ＮＢＲＳＥ
Ｌを出力するインバータ回路、４は変調信号Ｃｉｎに
“−１”を乗算して、２の補数信号ＮＣｉｎを出力する
２の補数回路、５は分周回路２が出力する分周信号ＮＰ
ＳＥＬが“１”のとき２の補数回路４が出力する２の補
数信号ＮＣｉｎを選択して出力し、その分周信号ＮＰＳ
ＥＬが“０”のとき変調信号Ｃｉｎを選択して出力する
データ選択回路である。
り、図において、１はシステムクロックであるクロック
信号ＳＣＬＫの立ち下がりに同期して、分周信号ＢＲＳ
ＥＬを出力する分周回路、２は分周回路１が出力する分
周信号ＢＲＳＥＬの立ち下がりに同期して、分周信号Ｎ
ＰＳＥＬを出力する分周回路、３は分周回路１が出力す
る分周信号ＢＲＳＥＬを反転して、反転信号ＮＢＲＳＥ
Ｌを出力するインバータ回路、４は変調信号Ｃｉｎに
“−１”を乗算して、２の補数信号ＮＣｉｎを出力する
２の補数回路、５は分周回路２が出力する分周信号ＮＰ
ＳＥＬが“１”のとき２の補数回路４が出力する２の補
数信号ＮＣｉｎを選択して出力し、その分周信号ＮＰＳ
ＥＬが“０”のとき変調信号Ｃｉｎを選択して出力する
データ選択回路である。
【０００３】６は分周回路１が出力する分周信号ＢＲＳ
ＥＬが“１”のとき、クロック信号ＳＣＬＫの立ち上が
りに同期して、データ選択回路５が出力するデータ入力
信号ＣＡＢＳを出力信号ＢＹとして出力するイネーブル
付ＤＦＦ回路、７はインバータ回路３が出力する反転信
号ＮＢＲＳＥＬが“１”のとき、クロック信号ＳＣＬＫ
の立ち上がりに同期して、データ選択回路５が出力する
データ入力信号ＣＡＢＳを出力信号ＲＹとして出力する
イネーブル付ＤＦＦ回路である。
ＥＬが“１”のとき、クロック信号ＳＣＬＫの立ち上が
りに同期して、データ選択回路５が出力するデータ入力
信号ＣＡＢＳを出力信号ＢＹとして出力するイネーブル
付ＤＦＦ回路、７はインバータ回路３が出力する反転信
号ＮＢＲＳＥＬが“１”のとき、クロック信号ＳＣＬＫ
の立ち上がりに同期して、データ選択回路５が出力する
データ入力信号ＣＡＢＳを出力信号ＲＹとして出力する
イネーブル付ＤＦＦ回路である。
【０００４】次に動作について説明する。この従来例に
おけるクロック信号ＳＣＬＫの周波数は、変調信号Ｃｉ
ｎの搬送波周波数の４倍であり、変調信号Ｃｉｎは、Ｂ
成分及びＲ成分が特定の搬送波周波数で直角２相平衡変
調された信号である。
おけるクロック信号ＳＣＬＫの周波数は、変調信号Ｃｉ
ｎの搬送波周波数の４倍であり、変調信号Ｃｉｎは、Ｂ
成分及びＲ成分が特定の搬送波周波数で直角２相平衡変
調された信号である。
【０００５】まず、分周回路１は、図６に示すように、
クロック信号ＳＣＬＫの立ち下がりに同期して、分周信
号ＢＲＳＥＬを出力し、分周回路２は分周回路１が出力
する分周信号ＢＲＳＥＬの立ち下がりに同期して、分周
信号ＮＰＳＥＬを出力する。また、インバータ回路３は
分周回路１が出力する分周信号ＢＲＳＥＬを反転して、
反転信号ＮＢＲＳＥＬを出力する。
クロック信号ＳＣＬＫの立ち下がりに同期して、分周信
号ＢＲＳＥＬを出力し、分周回路２は分周回路１が出力
する分周信号ＢＲＳＥＬの立ち下がりに同期して、分周
信号ＮＰＳＥＬを出力する。また、インバータ回路３は
分周回路１が出力する分周信号ＢＲＳＥＬを反転して、
反転信号ＮＢＲＳＥＬを出力する。
【０００６】一方、２の補数回路４は変調信号Ｃｉｎに
“−１”を乗算して、２の補数信号ＮＣｉｎを出力す
る。そして、データ選択回路５は、分周回路２が出力す
る分周信号ＮＰＳＥＬが“１”のときは、２の補数回路
４が出力する２の補数信号ＮＣｉｎを選択し、２の補数
信号ＮＣｉｎをデータ入力信号ＣＡＢＳとして、イネー
ブル付ＤＦＦ回路６，７に出力する。逆に、分周回路２
が出力する分周信号ＮＰＳＥＬが“０”のときは、変調
信号Ｃｉｎを選択し、その変調信号Ｃｉｎをデータ入力
信号ＣＡＢＳとして、イネーブル付ＤＦＦ回路６，７に
出力する。
“−１”を乗算して、２の補数信号ＮＣｉｎを出力す
る。そして、データ選択回路５は、分周回路２が出力す
る分周信号ＮＰＳＥＬが“１”のときは、２の補数回路
４が出力する２の補数信号ＮＣｉｎを選択し、２の補数
信号ＮＣｉｎをデータ入力信号ＣＡＢＳとして、イネー
ブル付ＤＦＦ回路６，７に出力する。逆に、分周回路２
が出力する分周信号ＮＰＳＥＬが“０”のときは、変調
信号Ｃｉｎを選択し、その変調信号Ｃｉｎをデータ入力
信号ＣＡＢＳとして、イネーブル付ＤＦＦ回路６，７に
出力する。
【０００７】イネーブル付ＤＦＦ回路６は、分周回路１
が出力する分周信号ＢＲＳＥＬが“１”のとき、クロッ
ク信号ＳＣＬＫの立ち上がりに同期して、データ選択回
路５が出力するデータ入力信号ＣＡＢＳを出力信号ＢＹ
として出力し、イネーブル付ＤＦＦ回路７は、インバー
タ回路３が出力する反転信号ＮＢＲＳＥＬが“１”のと
き、クロック信号ＳＣＬＫの立ち上がりに同期して、デ
ータ選択回路５が出力するデータ入力信号ＣＡＢＳを出
力信号ＲＹとして出力する。
が出力する分周信号ＢＲＳＥＬが“１”のとき、クロッ
ク信号ＳＣＬＫの立ち上がりに同期して、データ選択回
路５が出力するデータ入力信号ＣＡＢＳを出力信号ＢＹ
として出力し、イネーブル付ＤＦＦ回路７は、インバー
タ回路３が出力する反転信号ＮＢＲＳＥＬが“１”のと
き、クロック信号ＳＣＬＫの立ち上がりに同期して、デ
ータ選択回路５が出力するデータ入力信号ＣＡＢＳを出
力信号ＲＹとして出力する。
【０００８】これにより、変調信号が“＋Ｂ１，−Ｒ
１，−Ｂ２，＋Ｒ２，＋Ｂ３，−Ｒ３，−Ｂ４，＋Ｒ
４，…”を内容とする信号である場合、図６に示すよう
に、イネーブル付ＤＦＦ回路６から“Ｂ１，Ｂ２，Ｂ
３，Ｂ４，…”を内容とする出力信号ＢＹが出力され、
イネーブル付ＤＦＦ回路７から“Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３，Ｒ
４，…”を内容とする出力信号ＲＹが出力される。
１，−Ｂ２，＋Ｒ２，＋Ｂ３，−Ｒ３，−Ｂ４，＋Ｒ
４，…”を内容とする信号である場合、図６に示すよう
に、イネーブル付ＤＦＦ回路６から“Ｂ１，Ｂ２，Ｂ
３，Ｂ４，…”を内容とする出力信号ＢＹが出力され、
イネーブル付ＤＦＦ回路７から“Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３，Ｒ
４，…”を内容とする出力信号ＲＹが出力される。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】従来の復調回路は以上
のように構成されているので、クロック信号ＳＣＬＫの
周波数を変調信号Ｃｉｎの搬送波周波数の４倍にすれ
ば、変調信号Ｃｉｎを正しく復調することができるが、
クロック信号ＳＣＬＫの周波数を搬送波周波数の４の整
数倍にしなければ、変調信号Ｃｉｎを正しく復調するこ
とができず、システムを構築する上で、クロック信号Ｓ
ＣＬＫの周波数に制約が加わるなどの課題があった。
のように構成されているので、クロック信号ＳＣＬＫの
周波数を変調信号Ｃｉｎの搬送波周波数の４倍にすれ
ば、変調信号Ｃｉｎを正しく復調することができるが、
クロック信号ＳＣＬＫの周波数を搬送波周波数の４の整
数倍にしなければ、変調信号Ｃｉｎを正しく復調するこ
とができず、システムを構築する上で、クロック信号Ｓ
ＣＬＫの周波数に制約が加わるなどの課題があった。
【００１０】この発明は上記のような課題を解決するた
めになされたもので、クロック信号の周波数に制約を受
けることなく、変調信号を復調することができる復調回
路を得ることを目的とする。
めになされたもので、クロック信号の周波数に制約を受
けることなく、変調信号を復調することができる復調回
路を得ることを目的とする。
【００１１】
【課題を解決するための手段】この発明に係る復調回路
は、変調信号の搬送波周波数と同一周波数の正弦波信号
及び余弦波信号を生成する信号生成手段を設けたもので
ある。
は、変調信号の搬送波周波数と同一周波数の正弦波信号
及び余弦波信号を生成する信号生成手段を設けたもので
ある。
【００１２】この発明に係る復調回路は、フィルタ手段
から出力される復調信号に残留する位相角差分を除去す
る補正手段を設けたものである。
から出力される復調信号に残留する位相角差分を除去す
る補正手段を設けたものである。
【００１３】この発明に係る復調回路は、変調信号に含
まれる周波数成分のうち、搬送波周波数以外の周波数成
分を除去するＢＰＦ回路を乗算手段の前段に設けたもの
である。
まれる周波数成分のうち、搬送波周波数以外の周波数成
分を除去するＢＰＦ回路を乗算手段の前段に設けたもの
である。
【００１４】この発明に係る復調回路は、システムクロ
ックに同期して基数値を逐次加算し、その加算結果をＳ
ｉｎ変換器とＣｏｓ変換器に入力して、搬送波周波数と
同一周波数の正弦波信号及び余弦波信号を生成するよう
にしたものである。
ックに同期して基数値を逐次加算し、その加算結果をＳ
ｉｎ変換器とＣｏｓ変換器に入力して、搬送波周波数と
同一周波数の正弦波信号及び余弦波信号を生成するよう
にしたものである。
【００１５】この発明に係る復調回路は、変調信号とし
て、映像信号のクロマ信号を用いるようにしたものであ
る。
て、映像信号のクロマ信号を用いるようにしたものであ
る。
【００１６】
【発明の実施の形態】以下、この発明の実施の一形態を
説明する。 実施の形態１．図１はこの発明の実施の形態１による復
調回路を示す構成図であり、図において、１１は変調信
号であるクロマ信号Ｃｉｎに含まれる周波数成分のう
ち、搬送波周波数ω以外の周波数成分を除去するＢＰＦ
回路、１２はクロマ信号Ｃｉｎの搬送波周波数ωと同一
周波数の正弦波信号ｓｉｎ（ω）、余弦波信号ｃｏｓ
（ω）を生成する数値演算オシレータ回路（信号生成手
段）、１３は数値演算オシレータ回路１２により生成さ
れた正弦波信号ｓｉｎ（ω）をＢＰＦ回路１１から出力
されたクロマ信号Ｃｉｎに乗算する乗算器、１４は数値
演算オシレータ回路１２により生成された余弦波信号ｃ
ｏｓ（ω）をＢＰＦ回路１１から出力されたクロマ信号
Ｃｉｎに乗算する乗算器である。なお、乗算器１３，１
４から乗算手段が構成されている。
説明する。 実施の形態１．図１はこの発明の実施の形態１による復
調回路を示す構成図であり、図において、１１は変調信
号であるクロマ信号Ｃｉｎに含まれる周波数成分のう
ち、搬送波周波数ω以外の周波数成分を除去するＢＰＦ
回路、１２はクロマ信号Ｃｉｎの搬送波周波数ωと同一
周波数の正弦波信号ｓｉｎ（ω）、余弦波信号ｃｏｓ
（ω）を生成する数値演算オシレータ回路（信号生成手
段）、１３は数値演算オシレータ回路１２により生成さ
れた正弦波信号ｓｉｎ（ω）をＢＰＦ回路１１から出力
されたクロマ信号Ｃｉｎに乗算する乗算器、１４は数値
演算オシレータ回路１２により生成された余弦波信号ｃ
ｏｓ（ω）をＢＰＦ回路１１から出力されたクロマ信号
Ｃｉｎに乗算する乗算器である。なお、乗算器１３，１
４から乗算手段が構成されている。
【００１７】１５は乗算器１３の乗算結果から搬送波周
波数ωの２倍の周波数成分を除去して復調信号であるク
ロマ信号のＢ成分を出力するＬＰＦ回路、１６は乗算器
１４の乗算結果から搬送波周波数ωの２倍の周波数成分
を除去して復調信号であるクロマ信号のＲ成分を出力す
るＬＰＦ回路である。なお、ＬＰＦ回路１５，１６から
フィルタ手段が構成されている。１７はＬＰＦ回路１
５，１６から出力されるクロマ信号のＢ成分，Ｒ成分に
残留する位相角差分を除去する位相補正回路（補正手
段）である。
波数ωの２倍の周波数成分を除去して復調信号であるク
ロマ信号のＢ成分を出力するＬＰＦ回路、１６は乗算器
１４の乗算結果から搬送波周波数ωの２倍の周波数成分
を除去して復調信号であるクロマ信号のＲ成分を出力す
るＬＰＦ回路である。なお、ＬＰＦ回路１５，１６から
フィルタ手段が構成されている。１７はＬＰＦ回路１
５，１６から出力されるクロマ信号のＢ成分，Ｒ成分に
残留する位相角差分を除去する位相補正回路（補正手
段）である。
【００１８】図３は数値演算オシレータ回路１２の内部
構成を示す構成図であり、図において、２１は正弦波信
号ｓｉｎ（ω）及び余弦波信号ｃｏｓ（ω）の周波数を
決定する基数値を格納する基数値格納レジスタ、２２は
Ｄ−ＦＦ回路２３の出力値に基数値を加算する加算器、
２３はクロック信号ＳＣＬＫに同期して、加算器２２の
加算結果を出力するＤ−ＦＦ回路、２４はＤ−ＦＦ回路
２３の出力値の上位９ビットをｓｉｎ変換して正弦波信
号ｓｉｎ（ω）を出力するＳｉｎ変換器、２５はＤ−Ｆ
Ｆ回路２３の出力値の上位９ビットをｃｏｓ変換して余
弦波信号ｃｏｓ（ω）を出力するＣｏｓ変換器である。
構成を示す構成図であり、図において、２１は正弦波信
号ｓｉｎ（ω）及び余弦波信号ｃｏｓ（ω）の周波数を
決定する基数値を格納する基数値格納レジスタ、２２は
Ｄ−ＦＦ回路２３の出力値に基数値を加算する加算器、
２３はクロック信号ＳＣＬＫに同期して、加算器２２の
加算結果を出力するＤ−ＦＦ回路、２４はＤ−ＦＦ回路
２３の出力値の上位９ビットをｓｉｎ変換して正弦波信
号ｓｉｎ（ω）を出力するＳｉｎ変換器、２５はＤ−Ｆ
Ｆ回路２３の出力値の上位９ビットをｃｏｓ変換して余
弦波信号ｃｏｓ（ω）を出力するＣｏｓ変換器である。
【００１９】次に動作について説明する。この実施の形
態１における復調回路は、変調信号であるクロマ信号Ｃ
ｉｎを入力し、そのクロマ信号Ｃｉｎを復調して、その
Ｂ成分とＲ成分を出力するが、クロマ信号Ｃｉｎは、図
４に示すように、バースト信号成分と映像信号成分から
構成されている。なお、バースト信号は、変調の搬送波
信号の位相を１８０度反転した信号であり、復調の基準
位相となるものである。
態１における復調回路は、変調信号であるクロマ信号Ｃ
ｉｎを入力し、そのクロマ信号Ｃｉｎを復調して、その
Ｂ成分とＲ成分を出力するが、クロマ信号Ｃｉｎは、図
４に示すように、バースト信号成分と映像信号成分から
構成されている。なお、バースト信号は、変調の搬送波
信号の位相を１８０度反転した信号であり、復調の基準
位相となるものである。
【００２０】まず、ＢＰＦ回路１１は、変調信号である
クロマ信号Ｃｉｎを入力すると、そのクロマ信号Ｃｉｎ
に含まれる周波数成分のうち、搬送波周波数ω以外の周
波数成分を除去し、除去後のクロマ信号Ｃｉｎを乗算器
１３，１４に出力する。一方、数値演算オシレータ回路
１２は、クロマ信号Ｃｉｎの搬送波周波数ωと同一周波
数の正弦波信号ｓｉｎ（ω）、余弦波信号ｃｏｓ（ω）
を生成する。
クロマ信号Ｃｉｎを入力すると、そのクロマ信号Ｃｉｎ
に含まれる周波数成分のうち、搬送波周波数ω以外の周
波数成分を除去し、除去後のクロマ信号Ｃｉｎを乗算器
１３，１４に出力する。一方、数値演算オシレータ回路
１２は、クロマ信号Ｃｉｎの搬送波周波数ωと同一周波
数の正弦波信号ｓｉｎ（ω）、余弦波信号ｃｏｓ（ω）
を生成する。
【００２１】即ち、数値演算オシレータ回路１２のＤ−
ＦＦ回路２３が、図３に示すように、クロック信号ＳＣ
ＬＫに同期して、基数値格納レジスタ２１に格納されて
いる基数値を加算器２２の加算結果に足し加えさせるこ
とにより、クロック信号ＳＣＬＫと正弦波信号ｓｉｎ
（ω）及び余弦波信号ｃｏｓ（ω）との位相角を計算す
る。
ＦＦ回路２３が、図３に示すように、クロック信号ＳＣ
ＬＫに同期して、基数値格納レジスタ２１に格納されて
いる基数値を加算器２２の加算結果に足し加えさせるこ
とにより、クロック信号ＳＣＬＫと正弦波信号ｓｉｎ
（ω）及び余弦波信号ｃｏｓ（ω）との位相角を計算す
る。
【００２２】そして、Ｓｉｎ変換器２４は、この位相角
（Ｄ−ＦＦ回路２３の出力値の上位９ビット）をｓｉｎ
変換することにより正弦波信号ｓｉｎ（ω）を求めて、
その正弦波信号ｓｉｎ（ω）を乗算器１３に出力する。
また、Ｃｏｓ変換器２５は、この位相角（Ｄ−ＦＦ回路
２３の出力値の上位９ビット）をｃｏｓ変換することに
より余弦波信号ｃｏｓ（ω）を求めて、その余弦波信号
ｃｏｓ（ω）を乗算器１４に出力する。
（Ｄ−ＦＦ回路２３の出力値の上位９ビット）をｓｉｎ
変換することにより正弦波信号ｓｉｎ（ω）を求めて、
その正弦波信号ｓｉｎ（ω）を乗算器１３に出力する。
また、Ｃｏｓ変換器２５は、この位相角（Ｄ−ＦＦ回路
２３の出力値の上位９ビット）をｃｏｓ変換することに
より余弦波信号ｃｏｓ（ω）を求めて、その余弦波信号
ｃｏｓ（ω）を乗算器１４に出力する。
【００２３】ここで、基数値格納レジスタ２１に格納さ
れている基数値をＮ、クロック信号ＳＣＬＫの周波数を
ＳＣＬＫｆ、Ｄ−ＦＦ回路２３の出力値のビット幅をＭ
とすると、Ｓｉｎ変換器２４及びＣｏｓ変換器２５の出
力信号の周波数Ｆｏｕｔ（理想的には、Ｆｏｕｔはωと
一致する）は次のように表すことができる。 Ｆｏｕｔ＝ＳＣＬＫｆ×Ｎ÷２Ｍ
れている基数値をＮ、クロック信号ＳＣＬＫの周波数を
ＳＣＬＫｆ、Ｄ−ＦＦ回路２３の出力値のビット幅をＭ
とすると、Ｓｉｎ変換器２４及びＣｏｓ変換器２５の出
力信号の周波数Ｆｏｕｔ（理想的には、Ｆｏｕｔはωと
一致する）は次のように表すことができる。 Ｆｏｕｔ＝ＳＣＬＫｆ×Ｎ÷２Ｍ
【００２４】このときの出力信号の周波数分解能Δｆは
次の通りである。 Δｆ＝ＳＣＬＫｆ÷２Ｍ また、この出力信号と理想信号の位相分解能Δθは、Ｓ
ｉｎ変換器２４及びＣｏｓ変換器２５に与えるビット幅
をＬとすると次のようになる。 Δθ＝３６０÷２Ｌ 以上から明らかなように、数値演算オシレータ回路１２
では、基数値格納レジスタ２１に格納する基数値Ｎを適
宜変えることにより、所望の周波数の出力信号を生成す
ることが可能である。
次の通りである。 Δｆ＝ＳＣＬＫｆ÷２Ｍ また、この出力信号と理想信号の位相分解能Δθは、Ｓ
ｉｎ変換器２４及びＣｏｓ変換器２５に与えるビット幅
をＬとすると次のようになる。 Δθ＝３６０÷２Ｌ 以上から明らかなように、数値演算オシレータ回路１２
では、基数値格納レジスタ２１に格納する基数値Ｎを適
宜変えることにより、所望の周波数の出力信号を生成す
ることが可能である。
【００２５】このようにして、数値演算オシレータ回路
１２が正弦波信号ｓｉｎ（ω）、余弦波信号ｃｏｓ
（ω）を出力すると、これらの信号を用いて、クロマ信
号Ｃｉｎを復調するが、クロマ信号Ｃｉｎは、Ｂ成分と
Ｒ成分の信号をバースト周波数の信号により直角２相平
衡変調されているので（図２を参照）、次のように表さ
れる。 Ｃｉｎ＝Ｒ・ｃｏｓ（ω）＋Ｂ・ｓｉｎ（ω） バースト部分は、復調軸に対して１８０度位相にあるの
で、バースト部分のクロマ信号Ｃｉｎは、次のように表
される。 Ｃｉｎ＝Ｒ・ｃｏｓ（π＋ω）＋Ｂ・ｓｉｎ（π＋ω） ＝−Ｒ・ｃｏｓ（ω）−Ｂ・ｓｉｎ（ω）
１２が正弦波信号ｓｉｎ（ω）、余弦波信号ｃｏｓ
（ω）を出力すると、これらの信号を用いて、クロマ信
号Ｃｉｎを復調するが、クロマ信号Ｃｉｎは、Ｂ成分と
Ｒ成分の信号をバースト周波数の信号により直角２相平
衡変調されているので（図２を参照）、次のように表さ
れる。 Ｃｉｎ＝Ｒ・ｃｏｓ（ω）＋Ｂ・ｓｉｎ（ω） バースト部分は、復調軸に対して１８０度位相にあるの
で、バースト部分のクロマ信号Ｃｉｎは、次のように表
される。 Ｃｉｎ＝Ｒ・ｃｏｓ（π＋ω）＋Ｂ・ｓｉｎ（π＋ω） ＝−Ｒ・ｃｏｓ（ω）−Ｂ・ｓｉｎ（ω）
【００２６】したがって、乗算器１３がＢＰＦ回路１１
から出力されたバースト部分のクロマ信号Ｃｉｎに数値
演算オシレータ回路１２から出力された正弦波信号ｓｉ
ｎ（ω＋θ）を乗算すると次のようになる。ただし、θ
はクロマ信号Ｃｉｎのバースト信号成分と、正弦波信号
ｓｉｎ（ω）及び余弦波信号ｃｏｓ（ω）との位相差で
ある。理想的にはθ＝０であるが、実際には若干の誤差
が生じることがあるので、θを含めている。 Ｃｉｎ・ｓｉｎ（ω＋θ） ＝（−Ｒ・ｃｏｓ（ω）−Ｂ・ｓｉｎ（ω））・ｓｉｎ（ω＋θ） ＝（−Ｒ・ｓｉｎ（２ω）・ｃｏｓ（θ））／２＋（−Ｒ・ｓｉｎ（θ））／２ ＋（−Ｒ・ｃｏｓ（２ω）・ｓｉｎ（θ））／２＋（−Ｂ・ｃｏｓ（θ））／２ −（−Ｂ・ｃｏｓ（２ω）・ｃｏｓ（θ））／２ ＋（−Ｂ・ｓｉｎ（２ω）・ｓｉｎ（θ））／２
から出力されたバースト部分のクロマ信号Ｃｉｎに数値
演算オシレータ回路１２から出力された正弦波信号ｓｉ
ｎ（ω＋θ）を乗算すると次のようになる。ただし、θ
はクロマ信号Ｃｉｎのバースト信号成分と、正弦波信号
ｓｉｎ（ω）及び余弦波信号ｃｏｓ（ω）との位相差で
ある。理想的にはθ＝０であるが、実際には若干の誤差
が生じることがあるので、θを含めている。 Ｃｉｎ・ｓｉｎ（ω＋θ） ＝（−Ｒ・ｃｏｓ（ω）−Ｂ・ｓｉｎ（ω））・ｓｉｎ（ω＋θ） ＝（−Ｒ・ｓｉｎ（２ω）・ｃｏｓ（θ））／２＋（−Ｒ・ｓｉｎ（θ））／２ ＋（−Ｒ・ｃｏｓ（２ω）・ｓｉｎ（θ））／２＋（−Ｂ・ｃｏｓ（θ））／２ −（−Ｂ・ｃｏｓ（２ω）・ｃｏｓ（θ））／２ ＋（−Ｂ・ｓｉｎ（２ω）・ｓｉｎ（θ））／２
【００２７】同様に、乗算器１４がＢＰＦ回路１１から
出力されたバースト部分のクロマ信号Ｃｉｎに数値演算
オシレータ回路１２から出力された余弦波信号ｃｏｓ
（ω＋θ）を乗算すると次のようになる。 Ｃｉｎ・ｃｏｓ（ω＋θ） ＝（−Ｒ・ｃｏｓ（ω）−Ｂ・ｓｉｎ（ω））・ｃｏｓ（ω＋θ） ＝（−Ｒ・ｃｏｓ（θ））／２＋（−Ｒ・ｃｏｓ（２ω）・ｃｏｓ（θ））／２ −（−Ｒ・ｓｉｎ（２ω）・ｓｉｎ（θ））／２ ＋（−Ｂ・ｓｉｎ（２ω）・ｃｏｓ（θ））／２−（−Ｂ・ｓｉｎ（θ））／２ ＋（−Ｂ・ｃｏｓ（２ω）・ｓｉｎ（θ））／２
出力されたバースト部分のクロマ信号Ｃｉｎに数値演算
オシレータ回路１２から出力された余弦波信号ｃｏｓ
（ω＋θ）を乗算すると次のようになる。 Ｃｉｎ・ｃｏｓ（ω＋θ） ＝（−Ｒ・ｃｏｓ（ω）−Ｂ・ｓｉｎ（ω））・ｃｏｓ（ω＋θ） ＝（−Ｒ・ｃｏｓ（θ））／２＋（−Ｒ・ｃｏｓ（２ω）・ｃｏｓ（θ））／２ −（−Ｒ・ｓｉｎ（２ω）・ｓｉｎ（θ））／２ ＋（−Ｂ・ｓｉｎ（２ω）・ｃｏｓ（θ））／２−（−Ｂ・ｓｉｎ（θ））／２ ＋（−Ｂ・ｃｏｓ（２ω）・ｓｉｎ（θ））／２
【００２８】ＬＰＦ回路１５は、乗算器１３の乗算結果
からバースト周波数の２倍の周波数成分（２ωの周波数
成分）を減衰させる。即ち、乗算器１３の乗算結果にお
いて、ｃｏｓ（２ω）＝ｓｉｎ（２ω）＝０とする。 Ｃｉｎ・ｓｉｎ（ω＋θ） ＝−Ｒ・０・ｃｏｓ（θ）／２−Ｒ・ｓｉｎ（θ）／２ −Ｒ・０・ｓｉｎ（θ）／２−Ｂ・ｃｏｓ（θ）／２ ＋Ｂ・０・ｃｏｓ（θ）／２−Ｂ・０・ｓｉｎ（θ）／２ ＝（−Ｒ・ｓｉｎ（θ）−Ｂ・ｃｏｓ（θ））／２ （１）
からバースト周波数の２倍の周波数成分（２ωの周波数
成分）を減衰させる。即ち、乗算器１３の乗算結果にお
いて、ｃｏｓ（２ω）＝ｓｉｎ（２ω）＝０とする。 Ｃｉｎ・ｓｉｎ（ω＋θ） ＝−Ｒ・０・ｃｏｓ（θ）／２−Ｒ・ｓｉｎ（θ）／２ −Ｒ・０・ｓｉｎ（θ）／２−Ｂ・ｃｏｓ（θ）／２ ＋Ｂ・０・ｃｏｓ（θ）／２−Ｂ・０・ｓｉｎ（θ）／２ ＝（−Ｒ・ｓｉｎ（θ）−Ｂ・ｃｏｓ（θ））／２ （１）
【００２９】ＬＰＦ回路１６は、乗算器１４の乗算結果
からバースト周波数の２倍の周波数成分（２ωの周波数
成分）を減衰させる。即ち、乗算器１４の乗算結果にお
いて、ｃｏｓ（２ω）＝ｓｉｎ（２ω）＝０とする。 Ｃｉｎ・ｃｏｓ（ω＋θ） ＝−Ｒ・ｃｏｓ（θ）／２−Ｒ・０・ｃｏｓ（θ）／２ ＋Ｒ・０・ｓｉｎ（θ）／２−Ｂ・０・ｃｏｓ（θ）／２ ＋Ｂ・ｓｉｎ（θ）／２−Ｂ・０・ｓｉｎ（θ）／２ ＝（−Ｒ・ｃｏｓ（θ）＋Ｂ・ｓｉｎ（θ））／２ （２）
からバースト周波数の２倍の周波数成分（２ωの周波数
成分）を減衰させる。即ち、乗算器１４の乗算結果にお
いて、ｃｏｓ（２ω）＝ｓｉｎ（２ω）＝０とする。 Ｃｉｎ・ｃｏｓ（ω＋θ） ＝−Ｒ・ｃｏｓ（θ）／２−Ｒ・０・ｃｏｓ（θ）／２ ＋Ｒ・０・ｓｉｎ（θ）／２−Ｂ・０・ｃｏｓ（θ）／２ ＋Ｂ・ｓｉｎ（θ）／２−Ｂ・０・ｓｉｎ（θ）／２ ＝（−Ｒ・ｃｏｓ（θ）＋Ｂ・ｓｉｎ（θ））／２ （２）
【００３０】式（１）、式（２）において、θ＝０の場
合は、下記の通りとなり、クロマ信号ＣｉｎからＢ成分
とＲ成分を復調することができる。 Ｃｉｎ・ｓｉｎ（ω＋０）＝−Ｂ／２ （３） Ｃｉｎ・ｃｏｓ（ω＋０）＝−Ｒ／２ （４） 一方、θ≠０の場合は、クロマ信号Ｃｉｎから復調され
たＢ成分とＲ成分に位相角差分が混合された状態にな
る。
合は、下記の通りとなり、クロマ信号ＣｉｎからＢ成分
とＲ成分を復調することができる。 Ｃｉｎ・ｓｉｎ（ω＋０）＝−Ｂ／２ （３） Ｃｉｎ・ｃｏｓ（ω＋０）＝−Ｒ／２ （４） 一方、θ≠０の場合は、クロマ信号Ｃｉｎから復調され
たＢ成分とＲ成分に位相角差分が混合された状態にな
る。
【００３１】位相補正回路１７は、クロマ信号から復調
されたＢ成分とＲ成分に残留する位相角差分を除去する
ため、下記に示す補正演算を実施する。ただし、ここで
は、説明の便宜上、補正前のＢ成分及びＲ成分をそれぞ
れＢ’，Ｒ’とし、補正後のＢ成分及びＲ成分をそれぞ
れＢ，Ｒと表記する。まず、位相補正回路１７の入力信
号であるＢ’，Ｒ’は、式（１）、式（２）より、次の
ようになる。 Ｃｉｎ・ｓｉｎ（ω＋θ） ＝Ｂ’ ＝（−Ｒ・ｓｉｎ（θ）−Ｂ・ｃｏｓ（θ））／２ （５） Ｃｉｎ・ｃｏｓ（ω＋θ） ＝Ｒ’ ＝（−Ｒ・ｃｏｓ（θ）＋Ｂ・ｓｉｎ（θ））／２ （６）
されたＢ成分とＲ成分に残留する位相角差分を除去する
ため、下記に示す補正演算を実施する。ただし、ここで
は、説明の便宜上、補正前のＢ成分及びＲ成分をそれぞ
れＢ’，Ｒ’とし、補正後のＢ成分及びＲ成分をそれぞ
れＢ，Ｒと表記する。まず、位相補正回路１７の入力信
号であるＢ’，Ｒ’は、式（１）、式（２）より、次の
ようになる。 Ｃｉｎ・ｓｉｎ（ω＋θ） ＝Ｂ’ ＝（−Ｒ・ｓｉｎ（θ）−Ｂ・ｃｏｓ（θ））／２ （５） Ｃｉｎ・ｃｏｓ（ω＋θ） ＝Ｒ’ ＝（−Ｒ・ｃｏｓ（θ）＋Ｂ・ｓｉｎ（θ））／２ （６）
【００３２】式（５）、式（６）からＢ，Ｒを解くと次
のように表されるので、位相補正回路１７は、式
（７）、式（８）の計算結果を補正結果として出力す
る。 Ｂ＝−２Ｂ’・ｃｏｓ（θ）＋２Ｒ’・ｓｉｎ（θ） （７） Ｒ＝−２Ｂ’・ｓｉｎ（θ）−２Ｒ’・ｃｏｓ（θ） （８） ただし、式（７）、式（８）におけるｃｏｓ（θ）とｓ
ｉｎ（θ）は、次のようにして求める。
のように表されるので、位相補正回路１７は、式
（７）、式（８）の計算結果を補正結果として出力す
る。 Ｂ＝−２Ｂ’・ｃｏｓ（θ）＋２Ｒ’・ｓｉｎ（θ） （７） Ｒ＝−２Ｂ’・ｓｉｎ（θ）−２Ｒ’・ｃｏｓ（θ） （８） ただし、式（７）、式（８）におけるｃｏｓ（θ）とｓ
ｉｎ（θ）は、次のようにして求める。
【００３３】まず、クロマ信号Ｃｉｎのバースト信号成
分は、搬送波周波数（復調軸）に対して１８０度位相に
あるため、Ｒ成分が存在せず、Ｂ成分のみが存在する。
したがって、式（５）、式（６）は次のようになる。た
だし、下式において、Ｒ＿Ｂｓｔはバースト信号成分の
Ｒ成分の波高値、Ｂ＿Ｂｓｔはバースト信号成分のＢ成
分の波高値である。
分は、搬送波周波数（復調軸）に対して１８０度位相に
あるため、Ｒ成分が存在せず、Ｂ成分のみが存在する。
したがって、式（５）、式（６）は次のようになる。た
だし、下式において、Ｒ＿Ｂｓｔはバースト信号成分の
Ｒ成分の波高値、Ｂ＿Ｂｓｔはバースト信号成分のＢ成
分の波高値である。
【００３４】 Ｂ’ ＝（−Ｒ＿Ｂｓｔ・ｓｉｎ（θ）−Ｂ＿Ｂｓｔ・ｃｏｓ（θ））／２ ＝（−０・ｓｉｎ（θ）−Ｂ＿Ｂｓｔ・ｃｏｓ（θ））／２ ＝−Ｂ＿Ｂｓｔ・ｃｏｓ（θ）／２ （９） Ｒ’ ＝（−Ｒ＿Ｂｓｔ・ｃｏｓ（θ）＋Ｂ＿Ｂｓｔ・ｓｉｎ（θ））／２ ＝（−０・ｃｏｓ（θ）＋Ｂ＿Ｂｓｔ・ｓｉｎ（θ））／２ ＝Ｂ＿Ｂｓｔ・ｓｉｎ（θ）／２ （１０）
【００３５】次に、式（９）、式（１０）を変形して、
ｃｏｓ（θ）とｓｉｎ（θ）を消去すると、次のように
なる。 （Ｂ’）２＋（Ｒ’）２ ＝（−Ｂ＿Ｂｓｔ・ｃｏｓ（θ）／２）２ ＋（Ｂ＿Ｂｓｔ・ｓｉｎ（θ）／２）２ ＝Ｂ＿Ｂｓｔ２・ｃｏｓ２（θ）／４ ＋Ｂ＿Ｂｓｔ２・ｓｉｎ２（θ）／４ ＝Ｂ＿Ｂｓｔ２（ｃｏｓ２（θ）＋ｓｉｎ２（θ））／４ ＝Ｂ＿Ｂｓｔ２／４ （１１） これにより、式（１１）からバースト部分の振幅である
波高値Ｂ＿Ｂｓｔを得ることができる。
ｃｏｓ（θ）とｓｉｎ（θ）を消去すると、次のように
なる。 （Ｂ’）２＋（Ｒ’）２ ＝（−Ｂ＿Ｂｓｔ・ｃｏｓ（θ）／２）２ ＋（Ｂ＿Ｂｓｔ・ｓｉｎ（θ）／２）２ ＝Ｂ＿Ｂｓｔ２・ｃｏｓ２（θ）／４ ＋Ｂ＿Ｂｓｔ２・ｓｉｎ２（θ）／４ ＝Ｂ＿Ｂｓｔ２（ｃｏｓ２（θ）＋ｓｉｎ２（θ））／４ ＝Ｂ＿Ｂｓｔ２／４ （１１） これにより、式（１１）からバースト部分の振幅である
波高値Ｂ＿Ｂｓｔを得ることができる。
【００３６】そして、この波高値Ｂ＿Ｂｓｔと、式
（９）、式（１０）から式（７）、式（８）におけるｃ
ｏｓ（θ）とｓｉｎ（θ）を求める。 ｃｏｓ（θ）＝−２Ｂ’／Ｂ＿Ｂｓｔ （１２） ｓｉｎ（θ）＝２Ｒ’／Ｂ＿Ｂｓｔ （１３）
（９）、式（１０）から式（７）、式（８）におけるｃ
ｏｓ（θ）とｓｉｎ（θ）を求める。 ｃｏｓ（θ）＝−２Ｂ’／Ｂ＿Ｂｓｔ （１２） ｓｉｎ（θ）＝２Ｒ’／Ｂ＿Ｂｓｔ （１３）
【００３７】以上で明らかなように、この実施の形態１
によれば、クロマ信号Ｃｉｎの搬送波周波数ωと同一周
波数の正弦波信号ｓｉｎ（ω）及び余弦波信号ｃｏｓ
（ω）を生成する数値演算オシレータ回路１２を設け、
その正弦波信号ｓｉｎ（ω）と余弦波信号ｃｏｓ（ω）
をそれぞれクロマ信号Ｃｉｎに乗算するように構成した
ので、クロック信号ＳＣＬＫの周波数に制約を受けるこ
となく、クロマ信号Ｃｉｎを復調することができる効果
を奏する。
によれば、クロマ信号Ｃｉｎの搬送波周波数ωと同一周
波数の正弦波信号ｓｉｎ（ω）及び余弦波信号ｃｏｓ
（ω）を生成する数値演算オシレータ回路１２を設け、
その正弦波信号ｓｉｎ（ω）と余弦波信号ｃｏｓ（ω）
をそれぞれクロマ信号Ｃｉｎに乗算するように構成した
ので、クロック信号ＳＣＬＫの周波数に制約を受けるこ
となく、クロマ信号Ｃｉｎを復調することができる効果
を奏する。
【００３８】
【発明の効果】以上のように、この発明によれば、変調
信号の搬送波周波数と同一周波数の正弦波信号及び余弦
波信号を生成する信号生成手段を設け、その正弦波信号
と余弦波信号をそれぞれ変調信号に乗算するように構成
したので、クロック信号の周波数に制約を受けることな
く、変調信号を復調することができる効果がある。
信号の搬送波周波数と同一周波数の正弦波信号及び余弦
波信号を生成する信号生成手段を設け、その正弦波信号
と余弦波信号をそれぞれ変調信号に乗算するように構成
したので、クロック信号の周波数に制約を受けることな
く、変調信号を復調することができる効果がある。
【００３９】この発明によれば、フィルタ手段から出力
される復調信号に残留する位相角差分を除去する補正手
段を設けるように構成したので、精度よく変調信号を復
調することができる効果がある。
される復調信号に残留する位相角差分を除去する補正手
段を設けるように構成したので、精度よく変調信号を復
調することができる効果がある。
【００４０】この発明によれば、変調信号に含まれる周
波数成分のうち、搬送波周波数以外の周波数成分を除去
するＢＰＦ回路を乗算手段の前段に設けるように構成し
たので、精度よく変調信号を復調することができる効果
がある。
波数成分のうち、搬送波周波数以外の周波数成分を除去
するＢＰＦ回路を乗算手段の前段に設けるように構成し
たので、精度よく変調信号を復調することができる効果
がある。
【００４１】この発明によれば、システムクロックに同
期して基数値を逐次加算し、その加算結果をＳｉｎ変換
器とＣｏｓ変換器に入力して、搬送波周波数と同一周波
数の正弦波信号及び余弦波信号を生成するように構成し
たので、構成を複雑化することなく、簡単に搬送波周波
数と同一周波数の正弦波信号と余弦波信号を生成するこ
とができる効果がある。
期して基数値を逐次加算し、その加算結果をＳｉｎ変換
器とＣｏｓ変換器に入力して、搬送波周波数と同一周波
数の正弦波信号及び余弦波信号を生成するように構成し
たので、構成を複雑化することなく、簡単に搬送波周波
数と同一周波数の正弦波信号と余弦波信号を生成するこ
とができる効果がある。
【００４２】この発明によれば、変調信号として、映像
信号のクロマ信号を用いるように構成したので、映像信
号を復調することができる効果がある。
信号のクロマ信号を用いるように構成したので、映像信
号を復調することができる効果がある。
【図１】 この発明の実施の形態１による復調回路を示
す構成図である。
す構成図である。
【図２】 各種信号波形を示す波形図である。
【図３】 数値演算オシレータ回路１２の内部構成を示
す構成図である。
す構成図である。
【図４】 クロマ信号の信号成分を示す説明図である。
【図５】 従来の復調回路を示す構成図である。
【図６】 各種信号のタイミングを示す波形図である。
１１ ＢＰＦ回路、１２ 数値演算オシレータ回路（信
号生成手段）、１３乗算器（乗算手段）、１４ 乗算器
（乗算手段）、１５ ＬＰＦ回路（フィルタ手段）、１
６ ＬＰＦ回路（フィルタ手段）、１７ 位相補正回路
（補正手段）、２１ 基数値格納レジスタ、２２ 加算
器、２３ Ｄ−ＦＦ回路、２４ Ｓｉｎ変換器、２５
Ｃｏｓ変換器。
号生成手段）、１３乗算器（乗算手段）、１４ 乗算器
（乗算手段）、１５ ＬＰＦ回路（フィルタ手段）、１
６ ＬＰＦ回路（フィルタ手段）、１７ 位相補正回路
（補正手段）、２１ 基数値格納レジスタ、２２ 加算
器、２３ Ｄ−ＦＦ回路、２４ Ｓｉｎ変換器、２５
Ｃｏｓ変換器。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き Ｆターム(参考） 5C066 AA03 BA02 BA03 CA00 CA01 DB07 GA03 GA15 GA16 GB03 GB12 HA05 JA06 KA13 KA15 KB01 KB05 KC02 KC04 KE03 KE18 5K004 FG01 FH01 FH03 JG00 JH02
Claims (5)
- 【請求項１】 変調信号の搬送波周波数と同一周波数の
正弦波信号及び余弦波信号を生成する信号生成手段と、
上記信号生成手段により生成された正弦波信号を当該変
調信号に乗算するとともに、上記信号生成手段により生
成された余弦波信号を当該変調信号に乗算する乗算手段
と、上記乗算手段の各乗算結果から搬送波周波数の２倍
の周波数成分を除去して復調信号を出力するフィルタ手
段とを備えた復調回路。 - 【請求項２】 フィルタ手段から出力される復調信号に
残留する位相角差分を除去する補正手段を設けたことを
特徴とする請求項１記載の復調回路。 - 【請求項３】 変調信号に含まれる周波数成分のうち、
搬送波周波数以外の周波数成分を除去するＢＰＦ回路を
乗算手段の前段に設けたことを特徴とする請求項１記載
の復調回路。 - 【請求項４】 信号生成手段は、システムクロックに同
期して基数値を逐次加算し、その加算結果をＳｉｎ変換
器とＣｏｓ変換器に入力して、搬送波周波数と同一周波
数の正弦波信号及び余弦波信号を生成することを特徴と
する請求項１記載の復調回路。 - 【請求項５】 変調信号として、映像信号のクロマ信号
を用いることを特徴とする請求項１記載の復調回路。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP37096399A JP2001186208A (ja) | 1999-12-27 | 1999-12-27 | 復調回路 |
| US09/593,933 US6356145B1 (en) | 1999-12-27 | 2000-06-15 | Demodulator circuit which demodulates a signal without any restriction from a clock signal |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP37096399A JP2001186208A (ja) | 1999-12-27 | 1999-12-27 | 復調回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2001186208A true JP2001186208A (ja) | 2001-07-06 |
Family
ID=18497900
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP37096399A Pending JP2001186208A (ja) | 1999-12-27 | 1999-12-27 | 復調回路 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6356145B1 (ja) |
| JP (1) | JP2001186208A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR101226559B1 (ko) * | 2011-06-02 | 2013-01-28 | 한국과학기술원 | 자기장 통신 시스템과 그 시스템에 사용되는 자기장 통신 송신기 및 자기장 통신 수신기 |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6719288B2 (en) * | 1999-09-08 | 2004-04-13 | Vendingdata Corporation | Remote controlled multiple mode and multi-game card shuffling device |
| EP2000810B1 (en) * | 2007-06-07 | 2013-09-04 | Mitsubishi Electric Information Technology Centre Europe B.V. | Determination of sine wave period |
Family Cites Families (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4694326A (en) * | 1986-03-28 | 1987-09-15 | Rca Corporation | Digital phase locked loop stabilization circuitry including a secondary digital phase locked loop which may be locked at an indeterminate frequency |
| JPH08298674A (ja) | 1995-03-01 | 1996-11-12 | Toshiba Corp | 映像信号処理装置 |
| FR2736488B1 (fr) * | 1995-07-06 | 1997-09-19 | Sgs Thomson Microelectronics | Detecteur de verrouillage d'un demodulateur psk ou qam |
| US6175389B1 (en) * | 1999-02-04 | 2001-01-16 | Conexant Systems, Inc. | Comb filtered signal separation |
-
1999
- 1999-12-27 JP JP37096399A patent/JP2001186208A/ja active Pending
-
2000
- 2000-06-15 US US09/593,933 patent/US6356145B1/en not_active Expired - Fee Related
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR101226559B1 (ko) * | 2011-06-02 | 2013-01-28 | 한국과학기술원 | 자기장 통신 시스템과 그 시스템에 사용되는 자기장 통신 송신기 및 자기장 통신 수신기 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US6356145B1 (en) | 2002-03-12 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| RD01 | Notification of change of attorney |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A7421 Effective date: 20060314 |
|
| RD01 | Notification of change of attorney |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A7421 Effective date: 20060410 |