JP4573276B2 - 搬送波再生装置及び復調装置 - Google Patents

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Description

本発明は、被変調信号を復調等する際に使用される搬送波を生成する搬送波再生装置と、その搬送波を用いて復調信号を再生する復調装置に関する。
従来、情報・通信システムにおける受信装置では、受信信号から復調信号を復調する際、ＰＬＬ（Phase Locked Loop）同期検波が広く用いられている。
このＰＬＬ同期検波では、図１に示すように、中間周波数のＩＦ信号（被変調信号）と電圧制御発振器（ＶＣＯ：Voltage Controlled Oscillator）で生成される発振信号とを混合器で混合し、その混合信号の直流成分（発振信号と搬送波の位相差）をローパスフィルタ（ループフィルタ）で検出して、電圧制御発振器（ＶＣＯ）にＰＬＬをかけて発振信号をＩＦ信号の搬送波にロックさせる。そして、ＩＦ信号の搬送波と電圧制御発振器の発振信号との位相が一致したとき、帯域制限用ローパスフィルタから復調信号が出力されるようになっている。
ところで、上述のＰＬＬ同期検波を行うためには、変調帯域に対してＰＬＬループのループ帯域幅を広くする必要がある。このループ帯域幅は、上述のループフィルタの特性によってほぼ決定されるため、ループ帯域幅を広げるために例えばループフィルタのカットオフ周波数を上げると、広帯域のジッターに対する耐性等が悪化してしまい、一方、ジッターに対する耐性等を上げるべく、ループフィルタのカットオフ周波数を下げると追従性が悪化して、所望の同期検波が困難となる。
このように、例えばジッター等による悪影響を抑制するためにループ帯域幅を狭めることと、変調帯域に対してループ帯域幅を広げることは、互いに相反する関係にあることから、ループ帯域幅を最適設計等して追従性に優れた同期検波を行うことが難しかった。
本発明は、このような従来の問題に鑑みてなされたものであり、被変調信号に対する良好な追従性を発揮し、同期検波等を行うために必要な搬送波を生成する搬送波再生装置と、その搬送波を用いて復調を行い復調信号を再生する復調装置を提供することを目的とする。
また、ＰＬＬループを備えることなく搬送波を生成する新規な搬送波再生装置と、その搬送波を用いて復調を行い復調信号を再生する新規な復調装置を提供することを目的とする。
請求項１に記載の発明は、被変調信号から再生搬送波信号を生成する搬送波再生装置であって、前記被変調信号から互いに位相が直交する第１の信号と第２の信号を生成する直交信号生成手段と、前記第１の信号と第２の信号の三角比を生成すると共に、前記第１の信号又は第２の信号の少なくとも一方の符号を検出する比生成手段と、前記三角比と前記符号により前記再生搬送波信号を生成する搬送波生成手段と、を具備することを特徴とする。
請求項９に記載の発明は、被変調信号から再生搬送波信号を生成する搬送波生成方法であって、前記被変調信号から互いに位相が直交する第１の信号と第２の信号を生成する直交信号生成工程と、前記第１の信号と第２の信号の三角比を生成すると共に、前記第１の信号又は第２の信号の少なくとも一方の符号を検出する比生成工程と、前記三角比と前記符号により前記再生搬送波信号を生成する搬送波生成工程と、を具備することを特徴とする。
請求項１０に記載の発明は、復調方法であって、請求項９に記載の搬送波生成方法により生成される前記再生搬送波に基づいて前記第１の信号と第２の信号を復調して復調信号を生成する同期工程、を備えることを特徴とする。
従来のＰＬＬ同期検波の基本原理を説明するための説明図である。 本発明の実施形態に係る搬送波再生装置と復調装置の構成を表したブロック図である。 図２に示した搬送波再生装置の機能を説明するための説明図である。 実施例１に係る搬送波再生装置と復調装置の構成を表したブロック図である。 図４に示した搬送波再生装置の機能を説明するための説明図である。 実施例２に係る搬送波再生装置と復調装置の構成を表したブロック図である。 図６に示した搬送波再生装置の機能を説明するための説明図である。 実施例３に係る搬送波再生装置と復調装置の構成を表したブロック図である。 図８に示した搬送波再生装置の機能を説明するための説明図である。 実施例４に係る搬送波再生装置と復調装置の構成を表したブロック図である。
本発明の実施の形態に係る搬送波再生装置と復調装置について図面を参照して説明する。
図２は、本実施形態の搬送波再生装置１と復調装置６の構成を表したブロック図、図３は、搬送波再生装置１の機能を説明するための説明図である。
図２において、本実施形態の搬送波再生装置１は、直交信号生成手段２と比生成手段３と搬送波生成手段４を備えて構成されている。復調装置６は、搬送波再生装置１に同期手段５を備えて構成されている。
まず、搬送波再生装置１の構成を説明する。
直交信号生成手段２は、図示しないフロントエンド部等で生成されるＩＦ信号（被変調信号）Ｓin(t)を入力し、その被変調信号Ｓin(t)から、互いに位相が９０°（π／２ラジアン）で直交する第１の信号（以下「Ｉ信号」と称する）ＳI(t)と第２の信号（以下「Ｑ信号」と称する）ＳQ(t)とを生成して出力する。
具体的には例えば、説明の便宜上、被変調信号Ｓin(t)を次式(1)に示すベースバンド信号ｆ(t)と搬送波ｇ(t)からなる一般式で表すこととすると、直交信号生成手段２は、次式(2a)(2b)で表される互いに位相がπ／２異なる参照信号Ｓx(t)，Ｓy(t)と被変調信号Ｓin(t)とを混合し、その混合信号Ｘ(t)，Ｙ(t)から角周波数（ωo−ωr）側に周波数偏移した側帯波成分を抽出することで、次式(3a)(3b)で表されるＩ信号ＳI(t)とＱ信号ＳQ(t)とを生成する。なお、ベースバンド信号ｆ(t)において、Ａはゲイン、ｋは変調度、ｐは角周波数であり、搬送波ｇ(t)において、ωoは角周波数、θ(t)は位相であり、参照信号Ｓx(t)，Ｓy(t)において、ωrは適宜の角周波数である。
Figure 0004573276
Figure 0004573276
Figure 0004573276
比生成手段３は、Ｉ信号ＳI(t)とＱ信号ＳQ(t)の瞬時振幅に基づいて三角比Ｒを演算し、更に各々の瞬時振幅の極性を検出して、各々の極性を示す符号信号ＧI(*)，ＧQ(*)を生成する。すなわち、比生成手段３は、次式(4a)〜(4f)に示すように、正接（タンジェント）、正弦（サイン）、正割（セカント）、余接（コタンジェント）、余弦（コサイン）、余割（コセカント）のうちの何れか１つの三角比Ｒを演算するように構成されており、更に、Ｉ信号ＳI(t)の極性がプラスのときにはＧI(+)、マイナスのときにはＧI(-)で表される符号信号ＧI(*)を生成すると共に、Ｑ信号ＳQ(t)の極性がプラスのときにはＧQ(+)、マイナスのときにはＧQ(-)で表される符号信号ＧQ(*)を生成する。なお、次式（４ａ）〜（４ｆ）において、係数Ｌは、Ｉ信号ＳI(t)とＱ信号ＳQ(t)の二乗和の平方根の値SQRT((SI(t))2＋(SQ(t))2 )である。
Figure 0004573276
搬送波生成手段４は、比生成手段３で生成された三角比Ｒを逆三角関数演算することで、三角比Ｒに対する位相α(t)を演算する。
つまり、搬送波生成手段４は、比生成手段３の構成に合わせて逆三角関数演算を行う構成となっており、「正接」の三角比Ｒであれば逆正接関数演算（arctan(R)）、「正弦」の三角比Ｒであれば逆正弦関数演算（arcsin(R)）、「正割」の三角比Ｒであれば逆正割関数演算（arcsec(R)）、「余接」の三角比Ｒであれば逆余接関数演算（arccot(R)）、「余弦」の三角比Ｒであれば逆余弦関数演算（arccos(R)）、「余割」の三角比Ｒであれば逆余割関数演算（arccosec(R)）を行って、位相α(t)を演算する。
更に、搬送波生成手段４は、符号信号ＧI(*)，ＧQ(*)に基づいて位相α(t)を位相補正することで、Ｉ信号ＳI(t)とＱ信号ＳQ(t)の各極性に合った適正な位相φ(t)を生成する。これにより、（(ωo−ωr)t＋θ(t)）で表される位相φ(t)が生成される。
つまり、図３（ａ）に模式的に示すように、Ｉ信号ＳI(t)とＱ信号ＳQ(t)は、同時間において同じ極性となる場合と異なった極性となる場合があり、これらの極性に依存して三角比Ｒの符号が変化するため、逆三角関数演算によって三角比Ｒに対する位相α(t)を求めただけでは、その位相α(t)が位相範囲（０〜２π）における第１象限（０〜π／２）、第２象限（π／２〜π）、第３象限（π〜３π／２）、第４象限（３π／２〜２π）の何れの象限に属しているのかを確定できない場合がある。
そこで、搬送波生成手段４は、位相α(t)が何れの象限に属すべきかを符号信号ＧI(*)，ＧQ(*)に基づいて判定し、その判定結果に基づいて位相α(t)を位相補正することで、その判定した象限に属する適正な位相φ(t)、すなわちＩ信号ＳI(t)とＱ信号ＳQ(t)の各極性に合った適正な位相φ(t)を生成する。
上述の逆三角関数演算のうち、代表例として、逆正接関数演算によって「正接」の三角比Ｒに対する位相α(t)を演算し、適正な位相φ(t)を生成する工程について、図３（ｂ）（ｃ）を参照して説明すると、まず、符号信号ＧI(*)，ＧQ(*)を符号判定し、逆正接関数の性質に従って何れの象限に属するべきか領域判定する。すなわち、符号信号ＧI(*)，ＧQ(*)が共にプラスＧI(+)，ＧQ(+)のときには位相α(t)を第１象限、マイナスＧI(-)とプラスＧQ(+)のときには位相α(t)を第２象限、共にマイナスＧI(-)，ＧQ(-)のときには位相α(t)を第３象限、プラスＧI(+)とマイナスＧQ(-)のときには位相α(t)を第４象限の位相とすべきと判定する。
次に、逆正接関数の性質に従って位相補正を行い、第１象限と判定した場合には、位相α(t)を適正な位相φ(t)とし、第２象限と判定した場合には、位相πから絶対値の位相│α(t)│を差し引いた位相（π−│α(t)│）を適正な位相φ(t)とし、第３象限と判定した場合には、位相πに絶対値の位相│α(t)│を加えた位相（π＋│α(t)│）を適正な位相φ(t)とし、第４象限と判定した場合には、位相２πから絶対値の位相│α(t)│を差し引いた位相（２π−│α(t)│）を適正な位相φ(t)とする。
なお、「正弦」、「正割」、「余接」、「余弦」、「余割」の何れかの三角比Ｒから適正な位相φ(t)を生成する場合にも同様に、夫々の逆三角関数の性質に従って符号判定と領域判定を行い、判定結果に基づいて位相補正を行うことで、適正な位相φ(t)を生成する。
更に、搬送波生成手段４は、上述の逆三角関数演算と位相補正によって生成した位相φ(t)に基づいて、Ｉ信号ＳI(t)に対応する第１の再生搬送波信号ＳCI(t)と、Ｑ信号ＳQ(t)に対応する第２の再生搬送波信号ＳCQ(t)を生成する。つまり、上述の直交信号生成手段２で生成されるＩ信号ＳI(t)の搬送波成分が余弦関数、Ｑ信号ＳQ(t)の搬送波成分が正弦関数の信号であることから、余弦関数に位相φ(t)を適用することで、ｃｏｓ（φ(t)）で表される再生搬送波信号ＳCI(t)を生成すると共に、正弦関数に位相φ(t)を適用することで、ｓｉｎ（φ(t)）で表される再生搬送波信号ＳCQ(t)を生成する。
次に、本実施形態の復調装置６の構成について説明する。
上述したように、復調装置６は、搬送波再生装置１と同期手段５を備えて構成されている。
同期手段５は、Ｉ信号ＳI(t)と第１の再生搬送波信号ＳCI(t)とを混合すると共に、Ｑ信号ＳQ(t)と第２の再生搬送波信号ＳCQ(t)とを混合し、更に、混合結果である２つの混合信号を合成することで、復調信号ＳＢを生成する。
すなわち、次式(5)で表されるように、再生搬送波信号ＳCI(t)，ＳCQ(t)を用いてＩ信号ＳI(t)とＱ信号ＳQ(t)を復調することにより復調信号ＳＢを生成する。
Figure 0004573276
以上説明したように、本実施形態の搬送波再生装置１によれば、被変調信号Ｓin(t)から互いに位相が直交するＩ信号ＳI(t)とＱ信号ＳQ(t)を新たな被変調信号として生成し、そのＩ信号ＳI(t)とＱ信号ＳQ(t)の三角比Ｒを逆三角関数演算処理することで位相α(t)を生成し、更にＩ信号ＳI(t)とＱ信号ＳQ(t)に関する符号ＧI(*)とＧQ(*)に従って位相α(t)を位相補正することで適正な位相φ(t)を生成し、その位相φ(t)に基づいてＩ信号ＳI(t)に対する再生搬送波信号ＳCI(t)とＱ信号ＳQ(t)に対する再生搬送波信号ＳCQ(t)を生成するので、その再生搬送波信号ＳCI(t)とＳCQ(t)を、Ｉ信号ＳI(t)とＱ信号ＳQ(t)を復調するための搬送波として生成することができる。
つまり、Ｉ信号ＳI(t)とＱ信号ＳQ(t)と再生搬送波信号ＳCI(t)，ＳCQ(t)が、各瞬間において三角関数の関係を満たすことから、Ｉ信号ＳI(t)とＱ信号ＳQ(t)の搬送波成分に同期して再生搬送波信号ＳCI(t)，ＳCQ(t)を生成することができ、その再生搬送波信号ＳCI(t)，ＳCQ(t)を搬送波として、被変調信号Ｓin(t)のベースバンド信号f(t)の成分を保有しているＩ信号ＳI(t)とＱ信号ＳQ(t)を復調することで、復調信号ＳＢを生成することができる。
このように、本実施形態の搬送波再生装置１は、ＰＬＬ同期検波のように被変調信号Ｓin(t)から搬送波g(t)を検波するのとは大きく異なる。そして、ＰＬＬ同期検波のような帰還ループの系を備えることなく再生搬送波信号を生成するので、良好な追従性を発揮することができる他、ＰＬＬループの系のループ帯域幅を調整する等の難しい調整が不必要となり、更にＰＬＬ同期検波のための構成に較べて簡素な構成とすることができる。
また、再生搬送波信号ＳCI(t)，ＳCQ(t)はＩ信号ＳI(t)とＱ信号ＳQ(t)を復調するためだけでなく、受信装置内で行われる様々な信号処理（例えば内部処理のタイミング制御など）に利用することできるため、搬送波再生装置１は受信装置の機能向上などに寄与することができる。
更に、本実施形態の搬送波再生装置１は、線形変調により変調された被変調信号を検波する場合に優れた効果を発揮し、例えばＡＭ変調やＡＭステレオ変調等された被変調信号を同期検波することが可能である。
本実施形態の復調装置６によれば、搬送波再生装置１で生成されるＩ信号ＳI(t)とＱ信号ＳQ(t)と再生搬送波信号ＳCI(t)，ＳCQ(t)を用いて復調を行うので、復調信号ＳＢを生成することができる。
なお、以上に説明した実施形態の搬送波再生装置１では、位相α(t)を位相補正して適正な位相φ(t)を生成する際、Ｉ信号ＳI(t)とＱ信号ＳQ(t)に関する符号信号ＧI(*)とＧQ(*)を用いて上述の「領域判定」をすることしているが、逆正接関数の性質から、一方の符号信号ＧI(*)又はＧQ(*)だけで「領域判定」をすることができる場合には、必ずしも両者の符号信号ＧI(*)とＧQ(*)を用いなくともよい。要は、三角比Ｒから演算される位相α(t)がどの象限の位相であるべきかを「領域判定」することができれば、少なくとも一方の符号信号を用いて判定する構成とすればよい。
また、以上に説明した搬送波再生装置１では、直交信号生成手段２において角周波数（ωo−ωr）側に偏移させた側帯波成分をＩ信号ＳI(t)とＱ信号ＳQ(t)としているが、角周波数（ωo＋ωr）側に偏移させた側帯波成分をＩ信号ＳI(t)とＱ信号ＳQ(t)としてもよい。
また、以上に説明した本実施形態の搬送波再生装置１と復調装置６は、トランジスタ回路やＬＳＩ（集積回路装置）等のハードウェアで形成してもよいし、ハードウェアで形成した場合と同機能を発揮するコンピュータプログラムを作成して、そのコンピュータプログラムに基づいてＤＳＰ（ディジタルシグナルプロセッサ）やＭＰＵ（マイクロプロセッサ）を動作させることで、いわゆるソフトウェア通信（ソフトウェア受信）を行う構成としてもよい。
また、搬送波再生装置１と復調装置６をアナログ回路で構成してもよいし、被変調信号Ｓin(t)をアナログディジタル変換して入力し、ディジタル信号処理によって再生搬送波信号ＳCI(t)，ＳCQ(t)の生成と復調信号ＳＢの生成を行うディジタル回路構成としてもよい。
次に、実施例に係る搬送波再生装置と復調装置について、図４及び図５を参照して説明する。図４は、本実施例の搬送波再生装置１と復調装置６の構成を表したブロック図であり、図２と同一または相当する部分を同じ符号で示している。図５は、搬送波再生装置１の機能を説明するための説明図である。
なお、説明の便宜上、適宜、被変調信号Ｓin(t)が前記式(1)に示した線形変調波であるものとして説明する。
図４において、本実施例の搬送波再生装置１は、直交信号生成部２と、比生成部３ａ、符号検出部３ｂ、位相生成部４ｂ、搬送波作成部４ｃを備えて構成されている。図２に示した比生成手段３が、比生成部３ａと符号検出部３ｂで構成され、搬送波生成手段４が、逆正接演算部４ａと位相生成部４ｂ及び搬送波作成部４ｃで構成されている。復調装置６は、搬送波再生装置１と同期部５で構成されている。
まず、搬送波再生装置１の構成を説明する。 直交信号生成部２は、所定の角周波数ωrの余弦関数の参照信号Ｓx(t)を発生する発振器２ａと、参照信号Ｓx(t)をπ／２移相する移相器２ｂと、乗算器２ｃ，２ｄと、バンドパスフィルタ２ｅ，２ｆを備えて構成されている。
フロントエンド部等（図示略）から被変調信号Ｓin(t)が入力されると、乗算器２ｃが参照信号Ｓx(t)と被変調信号Ｓin(t)とを混合することで混合信号Ｘ(t)を生成し、乗算器２ｄが移相器２ｂで移相された参照信号Ｓy(t)と被変調信号Ｓin(t)とを混合することで混合信号Ｙ(t)を生成する。そして、バンドパスフィルタ２ｅが、図５（ａ）に示すように、混合信号Ｘ(t)の角周波数（ωo−ωr）側に偏移した側帯波成分ＸをＩ信号ＳI(t)として抽出し、バンドパスフィルタ２ｆが、図５（ｂ）に示すように、混合信号Ｙ(t)の角周波数（ωo−ωr）側に偏移した側帯波成分ＹをＱ信号ＳQ(t)として抽出する。
比生成部３ａは、Ｉ信号ＳI(t)とＱ信号ＳQ(t)の比Ｒ（すなわち、ＳQ(t)／ＳI(t)）を生成し、符号検出部３ｂは、Ｉ信号ＳI(t)とＱ信号ＳQ(t)の極性を検出して符号信号ＧI(*)とＧQ(*)を生成する。
逆三角関数演算部４ａは、比Ｒを逆正接関数演算(ａｒｃｔａｎ(R))することで、比Ｒに対する位相α(t)を算出する。
位相生成部４ｂは、符号信号ＧI(*)とＧQ(*)に基づいて、位相α(t)が位相範囲（０〜２π）内の何れの象限に属すべきかを判定し、その判定結果に基づいて位相α(t)を位相補正することで、その判定した象限に属する適正な位相φ(t)を生成する。
すなわち、逆三角関数演算部４ａが逆正接関数演算によって比Ｒに対する位相α(t)を算出すると、その位相α(t)は図５（ｃ）に示すように、−π／２からπ／２の範囲内の位相として算出されることとなり、Ｉ信号ＳI(t)とＱ信号ＳQ(t)の極性に合った位相とはならない場合がある。
そこで、位相生成部４ｂは、実施形態（図３（ｂ）（ｃ）参照）で説明したのと同様に、逆三角関数の性質に従って、符号信号ＧI(*)，ＧQ(*)が共にプラスＧI(+)，ＧQ(+)のときには位相α(t)を第１象限（０〜π／２）、マイナスＧI(-)とプラスＧQ(+)のときには位相α(t)を第２象限（π／２〜π）、共にマイナスＧI(-)，ＧQ(-)のときには位相α(t)を第３象限（π〜３π／２）、プラスＧI(+)とマイナスＧQ(-)のときには位相α(t)を第４象限（３π／２〜２π）の位相とすべきと判定し、その判定結果に基づいて、図３（ｃ）に示したように、位相α(t)を所定の位相で位相補正することで適正な位相φ(t)を生成する。
搬送波作成部４ｃは、位相φ(t)に基づいて、Ｉ信号ＳI(t)に対応する第１の再生搬送波信号ＳCI(t)と、Ｑ信号ＳQ(t)に対応する第２の再生搬送波信号ＳCQ(t)を生成する。つまり、直交信号生成手段２で生成されるＩ信号ＳIの搬送波成分に合わせるべく、余弦関数に位相φ(t)を適用することで再生搬送波信号ＳCI(t)を生成し、更に、Ｑ信号ＳQ(t)の搬送波成分に合わせるべく、正弦関数に位相φ(t)を適用することで再生搬送波信号ＳCQ(t)を生成する。これにより、次式(6a)(6b)で表される、互いに位相が直交する再生搬送波信号ＳCI(t)とＳCQ(t)が生成される。
Figure 0004573276
次に、復調装置６の構成を説明する。 上述したように、復調装置６は、搬送波再生装置１と同期部５を備えて構成されている。
同期部５は、Ｉ信号ＳI(t)と再生搬送波信号ＳCI(t)とを乗算（混合）する乗算部５ａと、Ｑ信号ＳQ(t)と再生搬送波信号ＳCQ(t)とを乗算（混合）する乗算部５ｂと、乗算部５ａ，５ｂの出力を加算する加算部５ｃを備えて構成され、加算部５ｃの加算結果を復調信号ＳＢとして出力する。これにより、前記式(5)で表される復調処理が行われ、被変調信号Ｓin(t)のベースバンド信号ｆ(t)の成分を保有しているＩ信号ＳI(t)，Ｑ信号ＳQ(t)から復調信号ＳＢが生成されることとなる。
以上説明したように、本実施例の搬送波再生装置１と復調装置６によれば、前述の実施形態と同様に、ＰＬＬ同期検波のようなＰＬＬループを必要とせず、新たな被変調信号として生成するＩ信号ＳI(t)とＱ信号ＳQ(t)から再生搬送波信号ＳCI(t)，ＳCQ(t)を生成し、その再生搬送波信号ＳCI(t)，ＳCQ(t)に基づいてＩ信号ＳI(t)とＱ信号ＳQ(t)を復調することで、復調信号ＳＢを生成することができる。このため、被変調信号Ｓin(t)に対して良好な追従性を発揮して、復調信号ＳＢを生成することができる。
更に、本実施例の搬送波再生装置１は、線形変調により変調された被変調信号を検波する場合に優れた効果を発揮し、例えばＡＭ変調やＡＭステレオ変調等された被変調信号を同期検波することが可能である。
なお、以上に説明した搬送波再生装置１では、Ｉ信号ＳI(t)とＱ信号ＳQ(t)の極性を示す符号信号ＧI(*)とＧQ(*)に基づいて、位相α(t)を適正な位相φ(t)に補正することとしているが、逆正接関数の性質から、Ｉ信号ＳI(t)の極性を示す符号信号ＧI(*)だけで、位相α(t)が位相範囲（０〜２π）内の何れの象限に属すべき位相であるべきかを判定することが可能である。そのため、符号検出部３ｂは、Ｉ信号ＳI(t)の極性だけを検出して符号信号ＧI(*)を生成する構成とし、位相生成部４ｂは、その符号信号ＧI(*)に基づいて位相α(t)の属すべき象限を判定して位相α(t)を適正な位相φ(t)に補正する構成としてもよい。
また、以上に説明した搬送波再生装置１と復調装置６は、トランジスタ回路やＬＳＩ（集積回路装置）等のハードウェアで形成してもよいし、ハードウェアで形成した場合と同機能を発揮するコンピュータプログラムを作成して、そのコンピュータプログラムに基づいてＤＳＰ（ディジタルシグナルプロセッサ）やＭＰＵ（マイクロプロセッサ）を動作させることで、いわゆるソフトウェア通信（ソフトウェア受信）を行う構成としてもよい。また、実施形態と同様に、アナログ回路又はディジタル回路で構成することが可能である。
次に、他の実施例に係る搬送波再生装置と復調装置について図６及び図７を参照して説明する。
図６は、本実施例の搬送波再生装置１と復調装置６の構成を表したブロック図であり、図２、図４と同一又は相当する部分を同じ符号で示している。図７は、搬送波再生装置１の機能を説明するための説明図である。
図６において、この搬送波再生装置１は、図２に示した直交信号生成手段２又は図４に示した直交信号生成部２と同様の構成を有する直交信号生成部２と、比生成部３ａ、符号検出部３ｂの他、乗算部４ｄ，４ｈと、加算部４ｅ、平方根演算部４ｆ、除算部４ｇ及び極性反転部４ｉを備えて構成されている。そして、乗算部４ｄ，４ｈと加算部４ｅと平方根演算部４ｆと除算部４ｇ及び極性反転部４ｉによって、搬送波生成手段４が構成されている。
復調装置６は、搬送波再生装置１と同期部５を有して構成されており、この同期部５は、図２に示した同期手段５又は図４に示した同期部５と同様の構成となっている。
まず、本実施例の搬送波再生装置１の構成について、実施例１と対比して説明する。
実施例１の搬送波再生装置１（図４参照）では、逆三角関数演算によって三角比Ｒに対する位相α(t)を算出し、符号信号ＧI(*)，ＧQ(*)に基づいて位相α(t)を位相補正して適正な位相φ(t)を生成してから、再生搬送波信号ＳCI(t)，ＳCQ(t)を生成している。
これに対し、図６に示す本実施例の搬送波再生装置１では、逆三角関数を逆三角関数の微分法によって微分すると、三角比Ｒと三角関数の性質から得られる次式(7a)(7b)の関係式を利用して、比Ｒから互いに位相が直交する前置信号ＰCI(t)，ＰCQ(t)を生成し、符号信号ＧI(*)，ＧQ(*)に基づいて前置信号ＰCI(t)，ＰCQ(t)の極性を補正することで、再生搬送波信号ＳCI(t)，ＳCQ(t)を生成する。
Figure 0004573276
すなわち、比生成部３ａが、直交信号生成部２で生成されるＩ信号ＳI(t)とＱ信号ＳQ(t)との比Ｒ（ＳQ(t)／ＳI(t)）を生成し、乗算器４ｄが比Ｒの二乗値（Ｒ2）を演算し、加算器４ｅが二乗値（Ｒ2）に１を加算することで、上記式(7a)に示されている値（１＋Ｒ2）を算出する。更に、平方根演算部４ｆが値（１＋Ｒ2）の平方根の値SQRT（１＋Ｒ2）を演算し、除算部４ｇがその平方根の値SQRT（１＋Ｒ2）の逆数を演算することで、上記式(7a)に示されている値（１／（１＋Ｒ2）1/2）を算出し、前置信号ＰCI(t)として乗算器４ｈと極性反転部４ｉに供給する。更に、乗算器４ｈが、値（１／（１＋Ｒ2）1/2）に、比生成部３ａからの比Ｒを乗算することで、上記式(7b)に示されている値（Ｒ／（１＋Ｒ2）1/2）を算出し、前置信号ＰCQ(t)として極性反転部４ｉに供給する。
ここで、Ｉ信号ＳI(t)とＱ信号ＳQ(t)の瞬時振幅から前置信号ＰCI(t)，ＰCQ(t)を演算処理で生成すると、その演算工程で算出される値がプラス又はマイナスに反転するため、図７に例示すように、前置信号ＰCI(t)とＰCQ(t)は、未だ、Ｉ信号ＳI(t)とＱ信号ＳQ(t)の搬送波成分に同期した適正な再生搬送波信号となって生成されない。
そこで、極性反転部４ｉが、少なくとも符号信号ＧI(*)又はＧQ(*)に基づいて前置信号ＰCI(t)，ＰCQ(t)の極性を反転させる期間を判断し、その判断結果に従って前置信号ＰCI(t)，ＰCQ(t)の極性を反転処理する。すなわち、図７の場合には、符号信号ＧI(*)がマイナスＧI(-)のとき、前置信号ＰCI(t)，ＰCQ(t)の極性を反転させる。これにより、図７に示すように、適正な再生搬送波信号ＳCI(t)，ＳCQ(t)が生成されて同期部５に供給される。
そして、復調装置６に設けられている同期部５が、Ｉ信号ＳI(t)と再生搬送波信号ＳCI(t)とを混合すると共に、Ｑ信号ＳQ(t)と再生搬送波信号ＳCQ(t)とを混合し、更に混合結果である２つの混合信号を合成することで、前記式(5)で表される復調処理を行って復調信号ＳＢを生成する。
以上説明したように、本実施例の搬送波再生装置１と復調装置６によれば、前記三角比Ｒと三角関数の性質を利用した所定の演算処理を行うことで、Ｉ信号ＳI(t)とＱ信号ＳQ(t)の三角比Ｒから直接的に、互いに位相が直交する前置信号ＰCI(t)，ＰCQ(t)を生成して、符号ＧI(*)，ＧQ(*)に基づく極性反転処理を行うので、迅速に、再生搬送波信号ＳCI(t)，ＳCQ(t)を生成し、更に復調信号ＳＢを生成することができる。
更に、本実施例においても、従来のＰＬＬ同期検波とは異なり、直接的に再生搬送波を生成するので、ＰＬＬループの系のループ帯域幅を調整する等の難しい調整が不必要となり、更にＰＬＬ同期検波のための構成に較べて簡素な構成とすることができる。
更に、本実施例の搬送波再生装置１は、線形変調により変調された被変調信号を検波する場合に優れた効果を発揮し、例えばＡＭ変調やＡＭステレオ変調等された被変調信号を同期検波することが可能である。
また、以上に説明した搬送波再生装置１と復調装置６は、トランジスタ回路やＬＳＩ（集積回路装置）等のハードウェアで形成してもよいし、ハードウェアで形成した場合と同機能を発揮するコンピュータプログラムを作成して、そのコンピュータプログラムに基づいてＤＳＰ（ディジタルシグナルプロセッサ）やＭＰＵ（マイクロプロセッサ）を動作させることで、いわゆるソフトウェア通信（ソフトウェア受信）を行う構成としてもよい。また、実施形態と同様に、アナログ回路又はディジタル回路で構成することが可能である。
次に、他の実施例に係る搬送波再生装置と復調装置について図８及び図９を参照して説明する。図８は、本実施例の搬送波再生装置１と復調装置６の構成を表したブロック図であり、図４と同一又は相当する部分を同じ符号で示している。図９は、搬送波再生装置の機能を説明するための説明図である。
まず、本実施例の搬送波再生装置１と、図４に示した実施例１の搬送波再生装置１との機能の違いを説明する。実施例１の搬送波再生装置１では、常にプラスの極性となっているベースバンド信号ｆ(t)が搬送波ｇ(t)で変調されて送信局側から伝送されてくる場合に、再生搬送波信号ＳCI(t)，ＳCQ(t)を再生することができる。しかし、図９（ａ）に例示するように、プラスとマイナスの極性で変化するベースバンド信号ｆ(t)が搬送波ｇ(t)で変調されて伝送されてくる場合には、逆三角関数演算によって比Ｒに対する位相α(t)を算出して、符号信号ＧI(*)，ＧQ(*)に基づいてその位相α(t)を位相φ(t)に補正し、再生搬送波信号ＳCI(t)，ＳCQ(t)を生成することとすると、図９（ｂ）（ｃ）に例示するように、再生搬送波信号ＳCI(t)，ＳCQ(t)の極性が反転して適正な信号とならない場合がある。
本実施例の搬送波再生装置１は、かかる課題を解消し、ベースバンド信号ｆ(t)がプラスとマイナスの極性で変化する場合でも、適正に再生搬送波信号ＳCI(t)，ＳCQ(t)を生成する機能が設けられている。
図８において、本実施例の搬送波再生装置１は、図４に示した搬送波再生装置１内に、遅延部４ｘと差分演算器４ｙが設けられ、位相生成部４ｂで生成される位相φ(t)と、遅延部４ｘと差分演算器４ｙで生成される（φ(t)−φ(t＋τs)）で表される位相差Δφ(t)が搬送波作成部４ｃに供給される構成となっている。
ここで、遅延部４ｘは、Ｉ信号ＳI(t)及びＱ信号ＳQ(t)の周波数帯域幅（別言すれば、被変調信号Ｓin(t)の周波数帯域幅）に対し標本化定理を満たす周波数ｆsの逆数（１／ｆs）に相当する遅延時間τsに設定されており、位相生成部４ｂで生成される位相φ(t)を遅延させ、その遅延させた位相φ(t＋τs)を差分演算器４ｙに供給する。
本実施例の搬送波作成部４ｃは、差分演算器４ｙから供給される位相差Δφ(t)の絶対値│Δφ(t)│と所定の閾値ＴＨＤφとを比較し、絶対値│Δφ(t)│が閾値ＴＨＤφを超えて大きいことを検出すると、図９（ａ）（ｂ）に示したように、再生搬送波信号ＳCI(t)，ＳCQ(t)を生成すると極性が反転することとなると判定する。そして、その判定した時点ｔg1から次に絶対値│Δφ(t)│が閾値ＴＨＤφを超えることを検出する時点ｔg2までの期間（「反転期間」とする）において、位相φ(t)に位相πを加えた位相（φ(t)＋π）に補正し、その補正した位相（φ(t)＋π）を余弦関数に適応することで、Ｉ信号ＳI(t)の搬送波成分に相当する再生搬送波信号ＳCI(t)を生成し、更に位相（φ(t)＋π）を正弦関数に適応することで、Ｑ信号ＳQ(t)の搬送波成分に相当する再生搬送波信号ＳCQ(t)を生成する。
ここで、搬送波作成部４ｃは、時点ｔg0，ｔg1，ｔg2…において上述の極性反転の判定を行うが、飛び飛びの期間毎に、位相φ(t)を位相（φ(t)＋π）に補正する。
つまり、時点ｔg0からｔg1までの期間（「非反転期間」とする）では、位相φ(t)を余弦関数に適応することで、Ｉ信号ＳI(t)の搬送波成分に相当する再生搬送波信号ＳCI(t)を生成すると共に、位相φ(t)を正弦関数に適応することで、Ｑ信号ＳQ(t)の搬送波成分に相当する再生搬送波信号ＳCQ(t)を生成し、次の時点ｔg1からｔg2までの期間（反転期間）では、位相（φ(t)＋π）を余弦関数に適応することで、Ｉ信号ＳI(t)の搬送波成分に相当する再生搬送波信号ＳCI(t)を生成すると共に、位相（φ(t)＋π）を正弦関数に適応することで、Ｑ信号ＳQ(t)の搬送波成分に相当する再生搬送波信号ＳCQ(t)を生成し、次の時点ｔg2からｔg3までの期間（非反転期間）では、位相φ(t)を余弦関数に適応することで、Ｉ信号ＳI(t)の搬送波成分に相当する再生搬送波信号ＳCI(t)を生成すると共に、位相φ(t)を正弦関数に適応することで、Ｑ信号ＳQ(t)の搬送波成分に相当する再生搬送波信号ＳCQ(t)を生成する。このように、飛び飛びの期間毎に、位相φ(t)を位相（φ(t)＋π）に補正する。
そして、搬送波作成部４ｃが飛び飛びの期間毎に位相φ(t)を位相（φ(t)＋π）に補正することで、図９（ｄ）（ｅ）に例示するように、適正な再生搬送波信号ＳCI(t)，ＳCQ(t)を生成して、同期部５に供給する。そして、同期部５が、Ｉ信号ＳI(t)とＱ信号ＳQ(t)と再生搬送波信号ＳCI(t)，ＳCQ(t)を用いて復調信号ＳＢを生成する。
以上に説明したように、本実施例の搬送波再生装置１によれば、被変調信号Ｓin(t)のベースバンド信号ｆ(t)がプラスとマイナスの極性で変化する場合でも、再生搬送波信号ＳCI(t)，ＳCQ(t)を生成することができる。
更に、本実施例においても、従来のＰＬＬ同期検波とは異なり、直接的に再生搬送波を生成するので、ＰＬＬループの系のループ帯域幅を調整する等の難しい調整が不必要となり、更にＰＬＬ同期検波のための構成に較べて簡素な構成とすることができる。
次に、搬送波再生装置１の更に他の実施例について、図１０を参照して説明する。
本実施例の搬送波再生装置１も、被変調信号Ｓin(t)のベースバンド信号ｆ(t)がプラスとマイナスの極性で変化する場合に、所定の補正処理機能によって適正な再生搬送波信号を生成する構成となっている。
なお、図１０（ａ）は、図５に示した搬送波作成部４ｃの後段側に、上述の補正処理機能を発揮する手段を設けた実施例、図１０（ｂ）は、図６に示した極性反転部４ｉの後段側に、上述の補正処理機能を発揮する手段を設けた実施例である。以下、これら２つの実施例について順番に説明することとする。
〔図１０（ａ）の実施例〕
図１０（ａ）に示す搬送波再生装置１は、図５に示した搬送波作成部４ｃで生成される再生搬送波信号ＳCI(t)，ＳCQ(t)を所定の遅延時間τsで遅延させる遅延部４xa，４xbと、その遅延された各信号と再生搬送波信号ＳCI(t)，ＳCQ(t)との各々の差分ΔＳCI，ΔＳCQを生成する差分演算器４ya，４ybと、再生搬送波信号ＳCI(t)，ＳCQ(t)と差分ΔＳCI，ΔＳCQを入力する反転部７が設けられ、反転部７で生成される補正後の再生搬送波信号ＳCIopt，ＳCQoptを同期部５に供給して復調処理を行わせる。なお、遅延時間τsは、実施例３で説明したのと同様に、標本化定理を満たす時間に設定されている。
反転部７は、差分ΔＳCIとΔＳCQの夫々の絶対値│ΔＳCI│と│ΔＳCQ│を所定の閾値ＴＨＤabと比較し、少なくとも一方の絶対値が閾値ＴＨＤabを超えてより大きいことを検出すると、搬送波作成部４ｃから入力された再生搬送波信号ＳCI(t)，ＳCQ(t)の極性が反転したと判定する。そして、その極性反転の判定時点から次の極性反転の判定時点までの期間において、入力された再生搬送波信号ＳCI(t)，ＳCQ(t)の極性を反転させ、更に次の極性反転の判定時点までの期間では反転させず、以下同様に、飛び飛びの期間毎に反転処理を行う。
このように、反転部７は、絶対値│ΔＳCI│と│ΔＳCQ│が閾値ＴＨＤabを超えたことを判定して、入力された再生搬送波信号ＳCI(t)，ＳCQ(t)に対し飛び飛びの期間毎に反転処理を施すことで、適正な再生搬送波信号ＳCIopt，ＳCQoptに補正して出力する。
〔図１０（ｂ）の実施例〕
図１０（ｂ）に示す搬送波再生装置１には、図６に示した極性反転部４ｉで生成される再生搬送波信号ＳCI(t)，ＳCQ(t)を所定の遅延時間（標本化定理を満たす時間）τsで遅延させる遅延部４xa，４xbと、その遅延された各信号と再生搬送波信号ＳCI(t)，ＳCQ(t)との各々の差分ΔＳCI，ΔＳCQを生成する差分演算器４ya，４ybと、再生搬送波信号ＳCI(t)，ＳCQ(t)と差分ΔＳCI，ΔＳCQを入力する反転部７が設けられ、反転部７で生成される補正後の再生搬送波信号ＳCIopt，ＳCQoptを同期部５に供給して復調処理を行わせる。
そして、本実施例の反転部７も、差分ΔＳCIとΔＳCQの夫々の絶対値│ΔＳCI│と│ΔＳCQ│を所定の閾値ＴＨＤabと比較し、少なくとも一方の絶対値が閾値ＴＨＤabを超えてより大きいことを検出すると、搬送波作成部４ｃから入力された再生搬送波信号ＳCI(t)，ＳCQ(t)の極性が反転したと判定する。そして、その極性反転の判定時点から次の極性反転の判定時点までの期間において、入力された再生搬送波信号ＳCI(t)，ＳCQ(t)の極性を反転させ、更に次の極性反転の判定時点までの期間では反転させず、以下同様に、飛び飛びの期間毎に反転処理を行う。
このように、反転部７は、絶対値│ΔＳCI│と│ΔＳCQ│が閾値ＴＨＤabを超えたことを判定して、入力された再生搬送波信号ＳCI(t)，ＳCQ(t)に対し飛び飛びの期間毎に反転処理を施すことで、適正な再生搬送波信号ＳCIopt，ＳCQoptに補正して出力する。
このように、図１０（ａ）（ｂ）に示した搬送波再生装置１によると、ベースバンド信号ｆ(t)がプラスとマイナスに変化する場合、再生搬送波信号ＳCI(t)，ＳCQ(t)の極性を反転させることで、適正な再生搬送波信号ＳCIopt，ＳCQoptに補正することができる。

Claims (10)

  1. 被変調信号から再生搬送波信号を生成する搬送波再生装置であって、
    前記被変調信号から互いに位相が直交する第１の信号と第２の信号を生成する直交信号生成手段と、
    前記第１の信号と第２の信号の三角比を生成すると共に、前記第１の信号又は第２の信号の少なくとも一方の符号を検出する比生成手段と、
    前記三角比と前記符号により前記再生搬送波信号を生成する搬送波生成手段と、
    を具備することを特徴とする搬送波再生装置。
  2. 前記搬送波生成手段は、逆三角関数演算により前記三角比に対する位相を演算すると共に、該位相を前記符号に基づいて位相補正し、該位相補正した位相に基づいて前記第１の信号と前記第２の信号の搬送波成分である前記再生搬送波信号を生成すること、
    を特徴とする請求項１に記載の搬送波再生装置。
  3. 前記搬送波生成手段は、前記位相補正した位相の時間変化分を検出し、該時間変化分が所定の閾値を超えると、前記再生搬送波信号の極性を反転させること、
    を特徴とする請求項２に記載の搬送波再生装置。
  4. 前記搬送波生成手段は、前記再生搬送波信号の時間変化分を検出し、該時間変化分が所定の閾値を超えると、前記再生搬送波信号の極性を反転させること、
    を特徴とする請求項１又は２に記載の搬送波再生装置。
  5. 前記搬送波生成手段は、前記比生成手段で生成される前記三角比を、逆三角関数を微分した関数に基づいて演算することで、前記第１の信号と前記第２の信号の搬送波成分である前記再生搬送波信号を生成すること、
    を特徴とする請求項１に記載の搬送波再生装置。
  6. 前記搬送波生成手段は、前記比生成手段で生成される前記符号に基づいて、前記再生搬送波信号の極性を反転させること、
    を特徴とする請求項５に記載の搬送波再生装置。
  7. 前記搬送波生成手段は、前記再生搬送波信号の時間変化分を検出し、該時間変化分が所定の閾値を超えると、前記再生搬送波信号の極性を反転させること、
    を特徴とする請求項５又は６に記載の搬送波再生装置。
  8. 請求項１乃至７の何れか１項に記載の搬送波再生装置で生成される前記再生搬送波信号に基づいて前記第１の信号と第２の信号を復調して復調信号を生成する同期手段、
    を備えることを特徴とする復調装置。
  9. 被変調信号から再生搬送波信号を生成する搬送波生成方法であって、
    前記被変調信号から互いに位相が直交する第１の信号と第２の信号を生成する直交信号生成工程と、
    前記第１の信号と第２の信号の三角比を生成すると共に、前記第１の信号又は第２の信号の少なくとも一方の符号を検出する比生成工程と、
    前記三角比と前記符号により前記再生搬送波信号を生成する搬送波生成工程と、
    を具備することを特徴とする搬送波生成方法。
  10. 請求項９に記載の搬送波生成方法により生成される前記再生搬送波に基づいて前記第１の信号と第２の信号を復調して復調信号を生成する同期工程、
    を備えることを特徴とする復調方法。
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