JP3658768B2 - Ｆｍ受信装置 - Google Patents
Ｆｍ受信装置 Download PDFInfo
- Publication number
- JP3658768B2 JP3658768B2 JP30273193A JP30273193A JP3658768B2 JP 3658768 B2 JP3658768 B2 JP 3658768B2 JP 30273193 A JP30273193 A JP 30273193A JP 30273193 A JP30273193 A JP 30273193A JP 3658768 B2 JP3658768 B2 JP 3658768B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- signal
- comparator
- pulse
- generating means
- frequency
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Fee Related
Links
Images
Landscapes
- Superheterodyne Receivers (AREA)
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】
本発明は、主として無線通信に用いられる受信装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
一般に無線通信における受信方式としてシングルスーパヘテロダイン方式やダブルスーパヘテロダイン方式が用いられている。しかしながら上記従来のヘテロダイン方式ではイメージ周波数を除去するための帯域フィルタや隣接チャンネル信号を除去するための帯域フィルタが必要である。そして前記帯域フィルタとして水晶やセラミックの機械的振動特性を利用したメカニカルフィルタが用いられている。そのため形状が大きいことや高価であること等の諸問題がある。そのため近年、新たな受信方式としてダイレクトコンバージョン受信方式が検討されてきている。図７に従来のダイレクトコンバージョン受信方式のブロック図を示す。１はアンテナ、２は高周波増幅手段、３は第一のミキシング手段、４は隣接チャンネル信号を除去するための第一の低域フィルタ、５は第一の低周波増幅手段、６は信号発生手段、７は９０゜位相シフター、８は第二のミキシング手段、９は隣接チャンネル信号を除去するための第二の低域フィルタ、１０は第二の低周波増幅手段である。１１は位相差検出手段であり、１２の第一のコンパレータと１３の第二のコンパレータと１４のＤーフリップフロップからなっている。端子ａは第一の低周波増幅手段５の出力端子、端子ｂは第一のコンパレータ１２の出力端子、端子ｃは第二の低周波増幅手段１０の出力端子、端子ｄは第二のコンパレータ１３の出力端子、端子ｅはＤ−フリップフロップ１４の出力端子である。さてアンテナ１に
Ｓ＝cos{ω+P(t)・Δω}・t P(t)：１または−１の符号列
ω：搬送波角周波数 Δω：角周波数偏移であり極性は正
で表わされるＦＳＫ信号Ｓが入力した場合について考える。ＦＳＫ信号Ｓは高周波増幅手段２により増幅された後、第一及び第二のミキシング手段３、８に入力する。信号発生手段６では
Ｑ＝COS{ω+x}・t x：搬送波角周波数ωからの角周波数誤差
で表わされる信号Ｑを発生する。９０゜位相シフターでは信号発生手段６からの信号Ｑが９０゜位相シフトされＱ’＝SIN{ω+x}tとなる。第一のミキシング手段３では信号発生手段６からの信号ＱとＦＳＫ信号Ｓのかけ算が行なわれる。第二のミキシング手段８では９０゜位相シフター７からの信号Ｑ’とＦＳＫ信号のかけ算が行なわれる。そして第一及び第二の低域フィルター４、９により希望信号以外の高周波成分が除去され、第一及び第二の低周波増幅手段５、１０により希望信号が増幅される。従って端子ａ及び端子ｃには次の信号が出力する。
【０００３】
端子ａ：Ｓ×Ｑ ＝COS{P(t)・Δωーx}・t
端子ｃ：Ｓ×Ｑ’＝SIN{P(t)・Δωーx}・t
信号発生手段６は発振周波数安定度の高い水晶が用いられており、Δω》xに選ばれている。説明を簡単にするためにx＝０として以下説明する。符号列P(t)と各端子ａ、ｂ、ｃ、ｄ、ｅの信号波形の関係を図８に示し、図８を参照しながら説明する。図８から明かなように符号列P(t)が−１の時には端子ａの信号に比べ端子ｃの信号は位相が９０゜進んでいる。一方符号列P(t)が１の時には端子ａの信号に比べ端子ｃの信号は位相が９０゜遅れている。従って位相差検出手段１１において端子ａの信号と端子ｃの信号の位相差を検出することによりもとの符号列P(t)を再生することができる。位相差検出手段１１の位相の進み遅れ検出方法としてＤ−フリップフロップを用いて図７の端子ｂ，端子ｃに示す波形より、端子ｅの出力波形を得ることができる。図８において端子ｂの立ち下がりエッジで端子ｄのレベル（丸印）をラッチして端子ｅに出力する。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら上記従来の構成では、信号発生手段６の発振周波数の搬送波周波数からの誤差ｘが角周波数偏移Δωより大きい場合や、符号列P(t)の符号変化速度が角周波数偏移Δωに比べ無視できない大きさの場合には以下の問題を有していた。
【０００５】
(1)誤差ｘが角周波数偏移Δωより大きい場合
符号列P(t)が変化しても、端子ａと端子ｃの信号間で位相の進み、遅れの変化が生じない。そのため符号列P(t)を再生できない
(2)符号変化速度が角周波数偏移Δωに比べ無視できない大きさの場合
１ビット伝送時間内に端子ａ及び端子ｃの信号が１周期に満たなくなってくる。そのため位相の進み、遅れの判定がむずかしくなってくるため符号列P(t)の正確な再生ができない。
という課題があった。
【０００６】
本発明は上記課題を解決するもので、誤差ｘの影響をなくし、正確なデータの復調を可能とするＦＭ受信装置を実現することを目的としたものである。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために、本発明のＦＭ受信装置は、受信すべき搬送波信号周波数に近い周波数の信号を出力する信号発生手段と、前記信号発生手段からの信号と受信信号の差の周波数となる信号を取り出す第一のミキシング手段と、前記信号発生手段からの信号を位相シフトした信号と前記受信信号の差の周波数となる信号を取り出す第二のミキシング手段と、前記第一のミキシング手段からの信号を矩形波に変換する第一のコンパレータと、前記第二のミキシング手段からの信号を矩形波に変換する第二のコンパレータと、前記第一のコンパレータからの信号のエッジを検出し一定のパルス幅のパルス信号を出力する第一のパルス信号発生手段と、前記第一のコンパレータからの信号及び前記第二のコンパレータからの信号及び前記第一のパルス信号発生手段からの信号を入力とし前記第一のコンパレータからの信号と前記第二のコンパレータからの信号が同相の時と逆相の時で前記第一のパルス信号発生手段からの信号を二つの出力端子のどちらに出力するかを制御する第一のパルス出力制御手段と、前記第二のコンパレータからの信号のエッジを検出し一定のパルス幅のパルス信号を出力する第二のパルス信号発生手段と、前記第一のコンパレータからの信号及び前記第二のコンパレータからの信号及び前記第二のパルス信号発生手段からの信号を入力とし前記第一のコンパレータからの信号と前記第二のコンパレータからの信号が同相の時と逆相の時で前記第二のパルス信号発生手段からの信号を二つの出力端子のどちらに出力するかを制御する第二のパルス出力制御手段と、前記第一のパルス出力制御手段の出力と前記第二のパルス出力制御手段の出力を加算あるいは減算する演算手段を備えている。
【０００８】
【作用】
本発明は直交する２つの受信信号の立ち上がり及び立ち下がりエッジのタイミングで一定のパルス幅のパルス信号を出力する第一及び第二のパルス信号発生手段１７、１８と、前記受信信号の位相関係により３値信号に変換する第一及び第二のパルス出力制御手段１９、２０と演算手段２１とを有しているので、符号列P(t)を正確に再生することができることとなる。
【０００９】
【実施例】
以下本発明の実施例を図１及び図２を参照して説明する。図１は本発明の実施例におけるブロック図、図２は図１のブロック図の各部の動作波形を示す。なお図１において、図７の従来例と同一の機能ブロックには同一の番号を付与している。１はアンテナ、２は高周波増幅手段、３は第一のミキシング手段、４は隣接チャンネル信号を除去するための第一の低域フィルタ、６は信号発生手段、７は９０゜位相シフター、８は第二のミキシング手段、９は隣接チャンネル信号を除去するための第二の低域フィルタ、１２は第一のコンパレータ、１３は第二のコンパレータ、１７は第一のパルス信号発生手段、１８は第二のパルス信号発生手段、１９は第一のパルス出力制御手段、２０は第二のパルス出力制御手段、２１は演算手段、２２はローパスフィルタ、２３は周波数補正手段である。さてアンテナ１に入力する信号Ｓとして従来例と同様、
Ｓ＝cos{ω+P(t)・Δω}・t P(t)：１またはー１の符号列
ω：搬送波角周波数 Δω：角周波数偏移であり極性は正
で表わされるＦＳＫ信号Ｓが入力した場合について考える。
信号発生手段６では、従来例と同様
Ｑ＝COS{ω+x}・t x：搬送波角周波数ωからの角周波数誤差
で表わされる信号Ｑを発生する。９０゜位相シフター７では信号発生手段６からの信号Ｑが９０゜位相シフトされＱ’＝SIN{ω+x}tとなる。従って従来例と同様、第一の低域フィルタ４および第二の低域フィルタ９の出力端子ａ及びｃには
端子ａ：Ｓ×Ｑ ＝COS{P(t)・Δωーx}・t
端子ｃ：Ｓ×Ｑ’＝SIN{P(t)・Δωーx}・t
なる信号が生じる。説明を簡単にするためにx＝０として以下説明する。符号列P(t)と各端子ａ、ｂ、ｃ、ｄの信号波形の関係は従来例の場合と同様である。第一のパルス信号発生手段１７では端子ｂの信号の立ち上がり及び立ち下がりエッジのタイミングで一定パルス幅のパルス信号を端子ｆに出力する。同様に第二のパルス信号発生手段１８では端子ｄの信号の立ち上がり及び立ち下がりエッジのタイミングで一定パルス幅のパルス信号を端子ｇに出力する。図４に第一のパルス信号発生手段１７及び第二のパルス信号発生手段１８の構成の一例を示す。２４は遅延手段、２５は排他的論理和手段、２６は単安定マルチバイブレータである。端子ｂまたはｄの信号は遅延手段２４と排他的論理和手段２５により立ち上がりと立ち下がりのエッジが検出される。検出されたエッジをトリガーとして単安定マルチバイブレータ２６が起動され一定パルス幅のパルス信号を端子ｆまたは端子ｇに出力する。次に図１の第一のパルス出力制御手段１９では端子ｂと端子ｄの信号が逆相の時に端子ｈに端子ｆの信号を出力し、端子ｂと端子ｄの信号が同相の時には端子ｉに端子ｆの信号を出力するように構成されている。同様に、第二のパルス出力制御手段２０は端子ｂと端子ｄの信号が同相の時に端子ｊに端子ｇの信号を出力し、端子ｂと端子ｄの信号が逆相の時には端子ｋに端子ｇの信号を出力するように構成されている。図５に第一のパルス出力制御手段１９及び第二のパルス出力制御手段２０の構成の一例を示す。２７は排他的論理和手段、２８は反転手段、２９は第一の論理積手段、３０は第二の論理積手段である。排他的論理和手段２７において、端子ｂと端子ｄの信号の排他的論理和演算が行われ、端子ｂと端子ｄの信号が逆相の時に排他的論理和手段２７からハイレベルが生じる。第一の論理積手段２９において論理積演算が行われ、排他的論理和２７の出力信号がハイレベルの時のみ、端子ｆまたは端子ｇの信号が第一の論理積手段２９の出力に生じる。一方第二の論理積手段３０の入力には排他的論理和手段２７の出力を反転して入力している。従って端子ｂと端子ｄの信号が同相の時にのみ、端子ｆまたは端子ｇの信号が第二の論理積手段２９の出力に生じる。次に図１の演算手段２１において端子ｍの信号＝（端子ｈの信号＋端子端子ｊの信号）−（端子ｉの信号＋端子ｋの信号）なる演算が行われる。端子ｍの信号はローパスフィルタ２２で平滑され端子ｎの信号となる。端子ｎの信号を２値化することにより送信データＰ（ｔ）を復元することができる。
【００１０】
次に信号発生手段６の発振周波数信号に搬送波各周波数ωからのずれｘがある場合について考える。ｘが大きくずれて、ｘ＞角周波数偏移Δω の場合について考える。この場合の図１における各端子の信号波形を図３に示す。Ｐ（ｔ）＝１の時には端子ａ及び端子ｃの信号の角周波数は（Δω＋ｘ）と高い周波数になる。一方Ｐ（ｔ）＝−１のときには端子ａ及び端子ｃの信号の角周波数は（ｘ−Δω）と低い周波数になる。さらに（ｘ−Δω）＞０であるので端子ａの信号と端子ｃの信号の位相の進み遅れ関係は常に一定である。従ってＰ（ｔ）＝１の時には端子ｆ及び端子ｇのパルス間隔が狭くなり、Ｐ（ｔ）＝−１の時には端子ｆ及び端子ｇのパルス間隔は広くなる。さらに端子ｊ及び端子ｋにはパルスが生じない。よって端子ｍの信号は正方向のパルスだけとなる。端子ｍの信号をローパスフィルタ２２により平滑することにより端子ｎの信号となる。図２のｘ＝０の場合と図３のｘ≠０の場合の端子ｎの信号を比較すると単に直流ドリフトが生じているだけであり図３の端子ｎの信号を適当な基準電圧をもとに２値化すれば送信データＰ（ｔ）を復元できることとなる。
【００１１】
このように本発明の構成を用いれば、信号発生手段６で発生する信号の周波数安定度が悪くアンテナ入力信号の周波数との誤差角周波数ｘが大きくてももとのデータを復元することができる。本発明の構成を用いれば、周波数補正手段２３を用いなくても信号を復元できるが、さらに受信における安定度を向上させるために、端子ｎの信号の直流電圧を周波数補正手段２３で検出し、端子ｎの直流電圧がある基準値Ｋになるように信号発生手段６の信号周波数を制御するようにすればなお効果的である。基準値Ｋは誤差角周波数ｘ＝０の時に端子ｇより出力する電圧値に等しいように設定される。周波数補正手段２３は抵抗とコンデンサより構成されるローパスフィルタを用い、ローパスフィルタの出力で信号発生手段６の発生周波数を制御する構成でもよいし、図１には図示していないが端子ｎの復調出力から信号を受信したことを検知すると、端子ｎの電圧をＡ／Ｄ変換した後マイクロコンピュータ処理により信号発生手段６の発生周波数を制御する直流電圧をＤ／Ａ変換で発生する構成にしてもよい。さらに図１には図示していないが端子ｎの復調出力から信号を受信したことを検知すると、第一の低域フィルタ４及び第二の低域フィルタ９の遮断周波数を低くするように切り換える。このようにすればＳ／Ｎ特性を向上することができる。
【００１２】
なお、図１には第一の低域フィルタ４及び第二の低域フィルタ９の後段あるいは前段に増幅手段を図示していないが当然必要に応じて増幅手段を挿入すればよい。
【００１３】
図６は図１における第一のパルス出力制御手段１９及び第二のパルス出力制御手段２０の構成の他の実施例を示す。図５に示すパルス出力制御手段１９及び２０との違いは、図５における第二の論理積手段３０の代わりに図６の例では論理和手段３１を用いていることと、反転手段２８により端子ｆまたは端子ｇの信号を反転させていることである。このように構成することにより負論理のパルス信号が端子ｉ及び端子ｊに生じる。従って図６に示すパルス出力制御手段１９及び２０を用いる場合には演算手段２１では端子ｍの信号＝（端子ｈの信号＋端子端子ｊの信号）＋（端子ｉの信号＋端子ｋの信号）なる演算を行えばよい。
【００１４】
なお、高周波増幅手段２からの信号を本発明の構成装置の入力信号としているが、高周波増幅手段２の出力信号を周波数変換した中間周波数信号を本発明の構成装置の入力信号としてもかまわない。
【００１５】
【発明の効果】
以上説明したように本発明の受信装置によれば、簡単な論理演算手段を用いて信号発生手段６の周波数安定度が悪くても正確な復調を行うことができる。従って周波数安定度の良い高価な水晶発振器を信号発生手段６に用いる必要がなく、また高価なメカニカルフィルタも必要がなくかつＩＣ化しやすいため安価に受信装置を実現できることとなる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施例における受信装置のブロック図
【図２】同各出力端子の信号波形の一例を示す図
【図３】同各出力端子の信号波形の他の一例を示す図
【図４】同第一及び第二のパルス信号発生手段のブロック図
【図５】同第一及び第二のパルス出力制御手段のブロック図
【図６】同第一及び第二のパルス出力制御手段の他のブロック図
【図７】従来の受信装置のブロック図
【図８】同装置における各出力端子の出力図
【符号の説明】
１ アンテナ
２ 高周波増幅手段
３ 第一のミキシング手段
４ 第一の低域濾波手段
６ 第一の信号発生手段
７ ９０゜シフター
８ 第二のミキシング手段
９ 第二の低域濾波手段
１２ 第一のコンパレータ
１３ 第二のコンパレータ
１７ 第一のパルス信号発生手段
１８ 第二のパルス信号発生手段
１９ 第一のパルス出力制御手段
２０ 第二のパルス出力制御手段
２１ 演算手段
２２ ローパスフィルタ
２３ 周波数補正手段
２２ 雑音除去手段
【産業上の利用分野】
本発明は、主として無線通信に用いられる受信装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
一般に無線通信における受信方式としてシングルスーパヘテロダイン方式やダブルスーパヘテロダイン方式が用いられている。しかしながら上記従来のヘテロダイン方式ではイメージ周波数を除去するための帯域フィルタや隣接チャンネル信号を除去するための帯域フィルタが必要である。そして前記帯域フィルタとして水晶やセラミックの機械的振動特性を利用したメカニカルフィルタが用いられている。そのため形状が大きいことや高価であること等の諸問題がある。そのため近年、新たな受信方式としてダイレクトコンバージョン受信方式が検討されてきている。図７に従来のダイレクトコンバージョン受信方式のブロック図を示す。１はアンテナ、２は高周波増幅手段、３は第一のミキシング手段、４は隣接チャンネル信号を除去するための第一の低域フィルタ、５は第一の低周波増幅手段、６は信号発生手段、７は９０゜位相シフター、８は第二のミキシング手段、９は隣接チャンネル信号を除去するための第二の低域フィルタ、１０は第二の低周波増幅手段である。１１は位相差検出手段であり、１２の第一のコンパレータと１３の第二のコンパレータと１４のＤーフリップフロップからなっている。端子ａは第一の低周波増幅手段５の出力端子、端子ｂは第一のコンパレータ１２の出力端子、端子ｃは第二の低周波増幅手段１０の出力端子、端子ｄは第二のコンパレータ１３の出力端子、端子ｅはＤ−フリップフロップ１４の出力端子である。さてアンテナ１に
Ｓ＝cos{ω+P(t)・Δω}・t P(t)：１または−１の符号列
ω：搬送波角周波数 Δω：角周波数偏移であり極性は正
で表わされるＦＳＫ信号Ｓが入力した場合について考える。ＦＳＫ信号Ｓは高周波増幅手段２により増幅された後、第一及び第二のミキシング手段３、８に入力する。信号発生手段６では
Ｑ＝COS{ω+x}・t x：搬送波角周波数ωからの角周波数誤差
で表わされる信号Ｑを発生する。９０゜位相シフターでは信号発生手段６からの信号Ｑが９０゜位相シフトされＱ’＝SIN{ω+x}tとなる。第一のミキシング手段３では信号発生手段６からの信号ＱとＦＳＫ信号Ｓのかけ算が行なわれる。第二のミキシング手段８では９０゜位相シフター７からの信号Ｑ’とＦＳＫ信号のかけ算が行なわれる。そして第一及び第二の低域フィルター４、９により希望信号以外の高周波成分が除去され、第一及び第二の低周波増幅手段５、１０により希望信号が増幅される。従って端子ａ及び端子ｃには次の信号が出力する。
【０００３】
端子ａ：Ｓ×Ｑ ＝COS{P(t)・Δωーx}・t
端子ｃ：Ｓ×Ｑ’＝SIN{P(t)・Δωーx}・t
信号発生手段６は発振周波数安定度の高い水晶が用いられており、Δω》xに選ばれている。説明を簡単にするためにx＝０として以下説明する。符号列P(t)と各端子ａ、ｂ、ｃ、ｄ、ｅの信号波形の関係を図８に示し、図８を参照しながら説明する。図８から明かなように符号列P(t)が−１の時には端子ａの信号に比べ端子ｃの信号は位相が９０゜進んでいる。一方符号列P(t)が１の時には端子ａの信号に比べ端子ｃの信号は位相が９０゜遅れている。従って位相差検出手段１１において端子ａの信号と端子ｃの信号の位相差を検出することによりもとの符号列P(t)を再生することができる。位相差検出手段１１の位相の進み遅れ検出方法としてＤ−フリップフロップを用いて図７の端子ｂ，端子ｃに示す波形より、端子ｅの出力波形を得ることができる。図８において端子ｂの立ち下がりエッジで端子ｄのレベル（丸印）をラッチして端子ｅに出力する。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら上記従来の構成では、信号発生手段６の発振周波数の搬送波周波数からの誤差ｘが角周波数偏移Δωより大きい場合や、符号列P(t)の符号変化速度が角周波数偏移Δωに比べ無視できない大きさの場合には以下の問題を有していた。
【０００５】
(1)誤差ｘが角周波数偏移Δωより大きい場合
符号列P(t)が変化しても、端子ａと端子ｃの信号間で位相の進み、遅れの変化が生じない。そのため符号列P(t)を再生できない
(2)符号変化速度が角周波数偏移Δωに比べ無視できない大きさの場合
１ビット伝送時間内に端子ａ及び端子ｃの信号が１周期に満たなくなってくる。そのため位相の進み、遅れの判定がむずかしくなってくるため符号列P(t)の正確な再生ができない。
という課題があった。
【０００６】
本発明は上記課題を解決するもので、誤差ｘの影響をなくし、正確なデータの復調を可能とするＦＭ受信装置を実現することを目的としたものである。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために、本発明のＦＭ受信装置は、受信すべき搬送波信号周波数に近い周波数の信号を出力する信号発生手段と、前記信号発生手段からの信号と受信信号の差の周波数となる信号を取り出す第一のミキシング手段と、前記信号発生手段からの信号を位相シフトした信号と前記受信信号の差の周波数となる信号を取り出す第二のミキシング手段と、前記第一のミキシング手段からの信号を矩形波に変換する第一のコンパレータと、前記第二のミキシング手段からの信号を矩形波に変換する第二のコンパレータと、前記第一のコンパレータからの信号のエッジを検出し一定のパルス幅のパルス信号を出力する第一のパルス信号発生手段と、前記第一のコンパレータからの信号及び前記第二のコンパレータからの信号及び前記第一のパルス信号発生手段からの信号を入力とし前記第一のコンパレータからの信号と前記第二のコンパレータからの信号が同相の時と逆相の時で前記第一のパルス信号発生手段からの信号を二つの出力端子のどちらに出力するかを制御する第一のパルス出力制御手段と、前記第二のコンパレータからの信号のエッジを検出し一定のパルス幅のパルス信号を出力する第二のパルス信号発生手段と、前記第一のコンパレータからの信号及び前記第二のコンパレータからの信号及び前記第二のパルス信号発生手段からの信号を入力とし前記第一のコンパレータからの信号と前記第二のコンパレータからの信号が同相の時と逆相の時で前記第二のパルス信号発生手段からの信号を二つの出力端子のどちらに出力するかを制御する第二のパルス出力制御手段と、前記第一のパルス出力制御手段の出力と前記第二のパルス出力制御手段の出力を加算あるいは減算する演算手段を備えている。
【０００８】
【作用】
本発明は直交する２つの受信信号の立ち上がり及び立ち下がりエッジのタイミングで一定のパルス幅のパルス信号を出力する第一及び第二のパルス信号発生手段１７、１８と、前記受信信号の位相関係により３値信号に変換する第一及び第二のパルス出力制御手段１９、２０と演算手段２１とを有しているので、符号列P(t)を正確に再生することができることとなる。
【０００９】
【実施例】
以下本発明の実施例を図１及び図２を参照して説明する。図１は本発明の実施例におけるブロック図、図２は図１のブロック図の各部の動作波形を示す。なお図１において、図７の従来例と同一の機能ブロックには同一の番号を付与している。１はアンテナ、２は高周波増幅手段、３は第一のミキシング手段、４は隣接チャンネル信号を除去するための第一の低域フィルタ、６は信号発生手段、７は９０゜位相シフター、８は第二のミキシング手段、９は隣接チャンネル信号を除去するための第二の低域フィルタ、１２は第一のコンパレータ、１３は第二のコンパレータ、１７は第一のパルス信号発生手段、１８は第二のパルス信号発生手段、１９は第一のパルス出力制御手段、２０は第二のパルス出力制御手段、２１は演算手段、２２はローパスフィルタ、２３は周波数補正手段である。さてアンテナ１に入力する信号Ｓとして従来例と同様、
Ｓ＝cos{ω+P(t)・Δω}・t P(t)：１またはー１の符号列
ω：搬送波角周波数 Δω：角周波数偏移であり極性は正
で表わされるＦＳＫ信号Ｓが入力した場合について考える。
信号発生手段６では、従来例と同様
Ｑ＝COS{ω+x}・t x：搬送波角周波数ωからの角周波数誤差
で表わされる信号Ｑを発生する。９０゜位相シフター７では信号発生手段６からの信号Ｑが９０゜位相シフトされＱ’＝SIN{ω+x}tとなる。従って従来例と同様、第一の低域フィルタ４および第二の低域フィルタ９の出力端子ａ及びｃには
端子ａ：Ｓ×Ｑ ＝COS{P(t)・Δωーx}・t
端子ｃ：Ｓ×Ｑ’＝SIN{P(t)・Δωーx}・t
なる信号が生じる。説明を簡単にするためにx＝０として以下説明する。符号列P(t)と各端子ａ、ｂ、ｃ、ｄの信号波形の関係は従来例の場合と同様である。第一のパルス信号発生手段１７では端子ｂの信号の立ち上がり及び立ち下がりエッジのタイミングで一定パルス幅のパルス信号を端子ｆに出力する。同様に第二のパルス信号発生手段１８では端子ｄの信号の立ち上がり及び立ち下がりエッジのタイミングで一定パルス幅のパルス信号を端子ｇに出力する。図４に第一のパルス信号発生手段１７及び第二のパルス信号発生手段１８の構成の一例を示す。２４は遅延手段、２５は排他的論理和手段、２６は単安定マルチバイブレータである。端子ｂまたはｄの信号は遅延手段２４と排他的論理和手段２５により立ち上がりと立ち下がりのエッジが検出される。検出されたエッジをトリガーとして単安定マルチバイブレータ２６が起動され一定パルス幅のパルス信号を端子ｆまたは端子ｇに出力する。次に図１の第一のパルス出力制御手段１９では端子ｂと端子ｄの信号が逆相の時に端子ｈに端子ｆの信号を出力し、端子ｂと端子ｄの信号が同相の時には端子ｉに端子ｆの信号を出力するように構成されている。同様に、第二のパルス出力制御手段２０は端子ｂと端子ｄの信号が同相の時に端子ｊに端子ｇの信号を出力し、端子ｂと端子ｄの信号が逆相の時には端子ｋに端子ｇの信号を出力するように構成されている。図５に第一のパルス出力制御手段１９及び第二のパルス出力制御手段２０の構成の一例を示す。２７は排他的論理和手段、２８は反転手段、２９は第一の論理積手段、３０は第二の論理積手段である。排他的論理和手段２７において、端子ｂと端子ｄの信号の排他的論理和演算が行われ、端子ｂと端子ｄの信号が逆相の時に排他的論理和手段２７からハイレベルが生じる。第一の論理積手段２９において論理積演算が行われ、排他的論理和２７の出力信号がハイレベルの時のみ、端子ｆまたは端子ｇの信号が第一の論理積手段２９の出力に生じる。一方第二の論理積手段３０の入力には排他的論理和手段２７の出力を反転して入力している。従って端子ｂと端子ｄの信号が同相の時にのみ、端子ｆまたは端子ｇの信号が第二の論理積手段２９の出力に生じる。次に図１の演算手段２１において端子ｍの信号＝（端子ｈの信号＋端子端子ｊの信号）−（端子ｉの信号＋端子ｋの信号）なる演算が行われる。端子ｍの信号はローパスフィルタ２２で平滑され端子ｎの信号となる。端子ｎの信号を２値化することにより送信データＰ（ｔ）を復元することができる。
【００１０】
次に信号発生手段６の発振周波数信号に搬送波各周波数ωからのずれｘがある場合について考える。ｘが大きくずれて、ｘ＞角周波数偏移Δω の場合について考える。この場合の図１における各端子の信号波形を図３に示す。Ｐ（ｔ）＝１の時には端子ａ及び端子ｃの信号の角周波数は（Δω＋ｘ）と高い周波数になる。一方Ｐ（ｔ）＝−１のときには端子ａ及び端子ｃの信号の角周波数は（ｘ−Δω）と低い周波数になる。さらに（ｘ−Δω）＞０であるので端子ａの信号と端子ｃの信号の位相の進み遅れ関係は常に一定である。従ってＰ（ｔ）＝１の時には端子ｆ及び端子ｇのパルス間隔が狭くなり、Ｐ（ｔ）＝−１の時には端子ｆ及び端子ｇのパルス間隔は広くなる。さらに端子ｊ及び端子ｋにはパルスが生じない。よって端子ｍの信号は正方向のパルスだけとなる。端子ｍの信号をローパスフィルタ２２により平滑することにより端子ｎの信号となる。図２のｘ＝０の場合と図３のｘ≠０の場合の端子ｎの信号を比較すると単に直流ドリフトが生じているだけであり図３の端子ｎの信号を適当な基準電圧をもとに２値化すれば送信データＰ（ｔ）を復元できることとなる。
【００１１】
このように本発明の構成を用いれば、信号発生手段６で発生する信号の周波数安定度が悪くアンテナ入力信号の周波数との誤差角周波数ｘが大きくてももとのデータを復元することができる。本発明の構成を用いれば、周波数補正手段２３を用いなくても信号を復元できるが、さらに受信における安定度を向上させるために、端子ｎの信号の直流電圧を周波数補正手段２３で検出し、端子ｎの直流電圧がある基準値Ｋになるように信号発生手段６の信号周波数を制御するようにすればなお効果的である。基準値Ｋは誤差角周波数ｘ＝０の時に端子ｇより出力する電圧値に等しいように設定される。周波数補正手段２３は抵抗とコンデンサより構成されるローパスフィルタを用い、ローパスフィルタの出力で信号発生手段６の発生周波数を制御する構成でもよいし、図１には図示していないが端子ｎの復調出力から信号を受信したことを検知すると、端子ｎの電圧をＡ／Ｄ変換した後マイクロコンピュータ処理により信号発生手段６の発生周波数を制御する直流電圧をＤ／Ａ変換で発生する構成にしてもよい。さらに図１には図示していないが端子ｎの復調出力から信号を受信したことを検知すると、第一の低域フィルタ４及び第二の低域フィルタ９の遮断周波数を低くするように切り換える。このようにすればＳ／Ｎ特性を向上することができる。
【００１２】
なお、図１には第一の低域フィルタ４及び第二の低域フィルタ９の後段あるいは前段に増幅手段を図示していないが当然必要に応じて増幅手段を挿入すればよい。
【００１３】
図６は図１における第一のパルス出力制御手段１９及び第二のパルス出力制御手段２０の構成の他の実施例を示す。図５に示すパルス出力制御手段１９及び２０との違いは、図５における第二の論理積手段３０の代わりに図６の例では論理和手段３１を用いていることと、反転手段２８により端子ｆまたは端子ｇの信号を反転させていることである。このように構成することにより負論理のパルス信号が端子ｉ及び端子ｊに生じる。従って図６に示すパルス出力制御手段１９及び２０を用いる場合には演算手段２１では端子ｍの信号＝（端子ｈの信号＋端子端子ｊの信号）＋（端子ｉの信号＋端子ｋの信号）なる演算を行えばよい。
【００１４】
なお、高周波増幅手段２からの信号を本発明の構成装置の入力信号としているが、高周波増幅手段２の出力信号を周波数変換した中間周波数信号を本発明の構成装置の入力信号としてもかまわない。
【００１５】
【発明の効果】
以上説明したように本発明の受信装置によれば、簡単な論理演算手段を用いて信号発生手段６の周波数安定度が悪くても正確な復調を行うことができる。従って周波数安定度の良い高価な水晶発振器を信号発生手段６に用いる必要がなく、また高価なメカニカルフィルタも必要がなくかつＩＣ化しやすいため安価に受信装置を実現できることとなる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施例における受信装置のブロック図
【図２】同各出力端子の信号波形の一例を示す図
【図３】同各出力端子の信号波形の他の一例を示す図
【図４】同第一及び第二のパルス信号発生手段のブロック図
【図５】同第一及び第二のパルス出力制御手段のブロック図
【図６】同第一及び第二のパルス出力制御手段の他のブロック図
【図７】従来の受信装置のブロック図
【図８】同装置における各出力端子の出力図
【符号の説明】
１ アンテナ
２ 高周波増幅手段
３ 第一のミキシング手段
４ 第一の低域濾波手段
６ 第一の信号発生手段
７ ９０゜シフター
８ 第二のミキシング手段
９ 第二の低域濾波手段
１２ 第一のコンパレータ
１３ 第二のコンパレータ
１７ 第一のパルス信号発生手段
１８ 第二のパルス信号発生手段
１９ 第一のパルス出力制御手段
２０ 第二のパルス出力制御手段
２１ 演算手段
２２ ローパスフィルタ
２３ 周波数補正手段
２２ 雑音除去手段
Claims (7)
- 受信すべき搬送波信号周波数に近い周波数の信号を出力する信号発生手段と、前記信号発生手段からの信号と受信信号の差の周波数となる信号を取り出す第一のミキシング手段と、前記信号発生手段からの信号を位相シフトした信号と前記受信信号の差の周波数となる信号を取り出す第二のミキシング手段と、前記第一のミキシング手段からの信号を矩形波に変換する第一のコンパレータと、前記第二のミキシング手段からの信号を矩形波に変換する第二のコンパレータと、前記第一のコンパレータからの信号のエッジを検出し一定のパルス幅のパルス信号を出力する第一のパルス信号発生手段と、前記第一のコンパレータからの信号及び前記第二のコンパレータからの信号及び前記第一のパルス信号発生手段からの信号を入力とし前記第一のコンパレータからの信号と前記第二のコンパレータからの信号が同相の時と逆相の時で前記第一のパルス信号発生手段からの信号を二つの出力端子のどちらに出力するかを制御する第一のパルス出力制御手段と、前記第一のパルス出力制御手段の２つの出力を加算あるいは減算する演算手段で構成されたＦＭ受信装置。
- 受信すべき搬送波信号周波数に近い周波数の信号を出力する信号発生手段と、前記信号発生手段からの信号と受信信号の差の周波数となる信号を取り出す第一のミキシング手段と、前記信号発生手段からの信号を位相シフトした信号と前記受信信号の差の周波数となる信号を取り出す第二のミキシング手段と、前記第一のミキシング手段からの信号を矩形波に変換する第一のコンパレータと、前記第二のミキシング手段からの信号を矩形波に変換する第二のコンパレータと、前記第一のコンパレータからの信号のエッジを検出し一定のパルス幅のパルス信号を出力する第一のパルス信号発生手段と、前記第一のコンパレータからの信号及び前記第二のコンパレータからの信号及び前記第一のパルス信号発生手段からの信号を入力とし前記第一のコンパレータからの信号と前記第二のコンパレータからの信号が同相の時と逆相の時で前記第一のパルス信号発生手段からの信号を二つの出力端子のどちらに出力するかを制御する第一のパルス出力制御手段と、前記第二のコンパレータからの信号のエッジを検出し一定のパルス幅のパルス信号を出力する第二のパルス信号発生手段と、前記第一のコンパレータからの信号及び前記第二のコンパレータからの信号及び前記第二のパルス信号発生手段からの信号を入力とし前記第一のコンパレータからの信号と前記第二のコンパレータからの信号が同相の時と逆相の時で前記第二のパルス信号発生手段からの信号を二つの出力端子のどちらに出力するかを制御する第二のパルス出力制御手段と、前記第一のパルス出力制御手段の出力と前記第二のパルス出力制御手段の出力を加算あるいは減算する演算手段とで構成されたＦＭ受信装置。
- 受信すべき搬送波信号周波数に近い周波数の信号を出力する信号発生手段と、前記信号発生手段からの信号と受信信号の差の周波数となる信号を取り出す第一のミキシング手段と、前記信号発生手段からの信号を位相シフトした信号と前記受信信号の差の周波数となる信号を取り出す第二のミキシング手段と、前記第一のミキシング手段からの信号を矩形波に変換する第一のコンパレータと、前記第二のミキシング手段からの信号を矩形波に変換する第二のコンパレータと、前記第一のコンパレータからの信号のエッジを検出し一定のパルス幅のパルス信号を出力する第一のパルス信号発生手段と、前記第一のコンパレータからの信号及び前記第二のコンパレータからの信号及び前記第一のパルス信号発生手段からの信号を入力とし前記第一のコンパレータからの信号と前記第二のコンパレータからの信号が同相の時と逆相の時で前記第一のパルス信号発生手段からの信号を二つの出力端子のどちらに出力するかを制御する第一のパルス出力制御手段と、前記第一のパルス出力制御手段の２つの出力を加算あるいは減算する演算手段と、前記演算手段からのパルス信号の高調波成分を取り除くローパスフィルタと、前記ローパスフィルタ出力電圧に応じて前記信号発生手段の出力周波数を前記受信信号の搬送波周波数と等しくなる方向に制御する周波数補正手段とで構成されたＦＭ受信装置。
- 受信すべき搬送波信号周波数に近い周波数の信号を出力する信号発生手段と、前記信号発生手段からの信号と受信信号の差の周波数となる信号を取り出す第一のミキシング手段と、前記信号発生手段からの信号を位相シフトした信号と前記受信信号の差の周波数となる信号を取り出す第二のミキシング手段と、前記第一のミキシング手段からの信号を矩形波に変換する第一のコンパレータと、前記第二のミキシング手段からの信号を矩形波に変換する第二のコンパレータと、前記第一のコンパレータからの信号のエッジを検出し一定のパルス幅のパルス信号を出力する第一のパルス信号発生手段と、前記第一のコンパレータからの信号及び前記第二のコンパレータからの信号及び前記第一のパルス信号発生手段からの信号を入力とし前記第一のコンパレータからの信号と前記第二のコンパレータからの信号が同相の時と逆相の時で前記第一のパルス信号発生手段からの信号を二つの出力端子のどちらに出力するかを制御する第一のパルス出力制御手段と、前記第二のコンパレータからの信号のエッジを検出し一定のパルス幅のパルス信号を出力する第二のパルス信号発生手段と、前記第一のコンパレータからの信号及び前記第二のコンパレータからの信号及び前記第二のパルス信号発生手段からの信号を入力とし前記第一のコンパレータからの信号と前記第二のコンパレータからの信号が同相の時と逆相の時で前記第二のパルス信号発生手段からの信号を二つの出力端子のどちらに出力するかを制御する第二のパルス出力制御手段と、前記第一のパルス出力制御手段の出力と前記第二のパルス出力制御手段の出力を加算あるいは減算する演算手段と、前記演算手段からのパルス信号の高調波成分を取り除くローパスフィルタと、前記ローパスフィルタ出力電圧に応じて前記信号発生手段の出力周波数を前記受信信号の搬送波周波数と等しくなる方向に制御する周波数補正手段とで構成されたＦＭ受信装置。
- 第一または第二のパルス信号発生手段は、第一のコンパレータからの信号または第二のコンパレータからの信号を遅延させる遅延手段と、前記遅延手段からの出力信号と前記遅延手段に入力する信号との排他的論理和を行う排他的論理和手段と、前記排他的論理和手段からの信号により一定パルス幅のパルス信号を出力する第一の単安定マルチバイブレータとで構成された請求項１ないし４いずれか記載のＦＭ受信装置。
- 第一または第二のパルス出力制御手段は、第一のコンパレータからの信号と第二のコンパレータからの信号を入力とする排他的論理和手段と、第一または第二のパルス信号発生手段からの信号と前記排他的論理和手段からの信号を入力とする第一の論理積手段と、前記第一または第二のパルス信号発生手段からの信号と前記排他的論理和手段からの信号を反転した信号とを入力とする第二の論理積手段とで構成された請求項１ないし４いずれか記載のＦＭ受信装置。
- 第一または第二のパルス出力制御手段は、第一のコンパレータからの信号と第二のコンパレータからの信号を入力とする排他的論理和手段と、第一または第二のパルス信号発生手段からの信号と前記排他的論理和手段からの信号を入力とする第一の論理積手段と、前記第一または第二のパルス信号発生手段からの信号の反転信号と前記排他的論理和手段からの信号とを入力とする論理和手段とで構成された請求項１ないし４いずれか記載のＦＭ受信装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP30273193A JP3658768B2 (ja) | 1993-12-02 | 1993-12-02 | Ｆｍ受信装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP30273193A JP3658768B2 (ja) | 1993-12-02 | 1993-12-02 | Ｆｍ受信装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH07162328A JPH07162328A (ja) | 1995-06-23 |
| JP3658768B2 true JP3658768B2 (ja) | 2005-06-08 |
Family
ID=17912482
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP30273193A Expired - Fee Related JP3658768B2 (ja) | 1993-12-02 | 1993-12-02 | Ｆｍ受信装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3658768B2 (ja) |
-
1993
- 1993-12-02 JP JP30273193A patent/JP3658768B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH07162328A (ja) | 1995-06-23 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JP2982567B2 (ja) | 受信装置 | |
| EP0333266B1 (en) | A direct conversion receiver | |
| US5640428A (en) | Direct conversion receiver | |
| JP3087459B2 (ja) | Ｆｓｋデータ復調器 | |
| JP2579243B2 (ja) | 復調装置 | |
| JP3658768B2 (ja) | Ｆｍ受信装置 | |
| JP3658769B2 (ja) | 受信装置 | |
| JPH06268694A (ja) | 直接変換受信機用ｆｓｋ復調器 | |
| JP3178277B2 (ja) | 直接変換受信機 | |
| JP3178268B2 (ja) | 自動周波数制御装置 | |
| JP3674090B2 (ja) | 受信装置 | |
| JP2795761B2 (ja) | Ｍｓｋ信号復調回路 | |
| JP2006148627A (ja) | 周波数変調信号の復調器、および周波数変調信号の復調方法 | |
| JPH0626345B2 (ja) | Ｆｓｋ信号復調器 | |
| US5333151A (en) | High speed frequency-shift keying decoder | |
| JP3178276B2 (ja) | 直接変換受信機 | |
| JP3413902B2 (ja) | 周波数シフトキーイング・データ復調器 | |
| JP2517028B2 (ja) | 周波数検波回路 | |
| JP2517035B2 (ja) | 周波数弁別回路 | |
| JPH0785563B2 (ja) | データ受信機 | |
| JPH06268702A (ja) | Ｐｓｋ復調方式 | |
| JPH08307467A (ja) | 周波数検波回路 | |
| JPH0467382B2 (ja) | ||
| JPH07107127A (ja) | Ｆｓｋ復調器 | |
| JPH0736570B2 (ja) | データ受信機 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20040427 |
|
| A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20040625 |
|
| TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20050222 |
|
| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20050307 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20080325 Year of fee payment: 3 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090325 Year of fee payment: 4 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100325 Year of fee payment: 5 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110325 Year of fee payment: 6 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110325 Year of fee payment: 6 |
|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |