JP3674090B2 - 受信装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】
本発明は、主として無線通信に用いられる受信装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
一般に無線通信における受信方式としてシングルスーパヘテロダイン方式やダブルスーパヘテロダイン方式が用いられている。しかしながら上記従来のヘテロダイン方式ではイメージ周波数を除去するための帯域フィルタや隣接チャンネル信号を除去するための帯域フィルタが必要である。そして前記帯域フィルタとして水晶やセラミックの機械的振動特性を利用したメカニカルフィルタが用いられている。そのため形状が大きいことや高価であること等の諸問題がある。そのため近年、新たな受信方式としてダイレクトコンバージョン受信方式が検討されてきている。図５に従来のダイレクトコンバージョン受信方式のブロック図を示す。１はアンテナ、２は高周波増幅手段、３は第一のミキシング手段、４は隣接チャンネル信号を除去するための第一の低域通過フィルタ、５は第一の低周波増幅手段、６は信号発生手段、７は９０゜位相シフター、８は第二のミキシング手段、９は隣接チャンネル信号を除去するための第二の低域通過フィルタ、１０は第二の低周波増幅手段である。１１は位相差検出手段であり、１２の第一の波形整形手段と１３の第二の波形整形手段と１４のＤーフリップフロップからなっている。端子ａは第一の低周波増幅手段５の出力端子、端子ｂは第一の波形整形手段１２の出力端子、端子ｃは第二の低周波増幅手段１０の出力端子、端子ｄは第二の波形整形手段１３の出力端子、端子ｅはＤ−フリップフロップ１４の出力端子である。
【０００３】
さてアンテナ１に
Ｓ＝cos{ω+P(t)・Δω}・t P(t)：１またはー１の符号列
ω：搬送波角周波数 Δω：角周波数偏移であり極性は正
で表わされるＦＳＫ信号Ｓが入力した場合について考える。ＦＳＫ信号Ｓは高周波増幅手段２により増幅された後、第一及び第二のミキシング手段３、８に入力する。信号発生手段６では
Ｑ＝COS{ω+x}・t x：搬送波角周波数ωからの角周波数誤差
で表わされる信号Ｑを発生する。９０゜位相シフターでは信号発生手段６からの信号Ｑが９０゜位相シフトされＱ’＝SIN{ω+x}・tとなる。第一のミキシング手段３では信号発生手段６からの信号ＱとＦＳＫ信号Ｓのかけ算が行なわれる。第二のミキシング手段８では９０゜位相シフター７からの信号Ｑ’とＦＳＫ信号のかけ算が行なわれる。そして第一及び第二の低域通過フィルター４、９により希望信号以外の高周波成分が除去され、第一及び第二の低周波増幅手段５、１０により希望信号が増幅される。従って端子ａ及び端子ｃには次の信号が出力する。
【０００４】
端子ａ ： Ｓ×Ｑ ＝COS{P(t)・Δωーx}・t
端子ｃ ： Ｓ×Ｑ’＝SIN{P(t)・Δωーx}・t
信号発生手段６は発振周波数安定度の高い水晶が用いられており、Δω》xに選ばれている。説明を簡単にするためにx＝０として以下説明する。符号列P(t)と各端子ａ、ｂ、ｃ、ｄ、ｅの信号波形の関係を図６に示し、図６を参照しながら説明する。図６から明かなように符号列P(t)が−１の時には端子ａの信号に比べ端子ｃの信号は位相が９０゜進んでいる。一方符号列P(t)が１の時には端子ａの信号に比べ端子ｃの信号は位相が９０゜遅れている。従って位相差検出手段１１において端子ａの信号と端子ｃの信号の位相差を検出することによりもとの符号列P(t)を再生することができる。位相差検出手段１１の位相の進み遅れ検出方法としてＤ−フリップフロップを用いて図６の端子ｂ、端子ｃに示す波形より、端子ｅの出力波形を得ることができる。図６において端子ｂの立ち下がりエッジで端子ｄのレベル（丸印）をラッチして端子ｅに出力する。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら上記従来の構成では、信号発生手段６の発振周波数の搬送波周波数からの誤差ｘが角周波数偏移Δωより大きい場合や、符号列P(t)の伝送速度が角周波数偏移Δωに比べ無視できない大きさの場合には以下の問題を有していた。
【０００６】
（１）誤差ｘが角周波数偏移Δωに比べ無視できない大きさの場合には、符号列P(t)が変化しても、端子ａと端子ｃの信号間で位相の進み、遅れの変化が生じない。そのため符号列P(t)を再生できない。
【０００７】
（２）伝送速度が角周波数偏移Δωに比べ無視できない大きさの場合には、１ビット伝送時間内に端子ａ及び端子ｃの信号が１周期に満たなくなってくる。そのため位相の進み、遅れの判定がむずかしくなってくるため符号列P(t)の正確な再生ができない。
【０００８】
さらに従来の構成では、復調可能な変調信号はＦＳＫ信号だけである。すなわち音声信号のようなアナログ信号で変調されたＦＭ信号は復調することができないという課題があった。
【０００９】
本発明は上記課題を解決するもので、誤差ｘの影響をなくし、正確なデータの復調を可能とするだけでなく、音声信号のようなアナログ信号で変調されたＦＭ信号も復調することのできる受信装置を実現することを目的としたものである。
【００１０】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために、本発明の受信装置は、受信すべき搬送波信号周波数に近い周波数の信号を出力する信号発生手段と、前記信号発生手段からの信号と受信信号との差の周波数となる信号を取り出す第一のミキシング手段と、前記信号発生手段からの信号を位相シフトした信号と前記受信信号との差の周波数となる信号を取り出す第二のミキシング手段と、前記第一のミキシング手段の出力信号を微分する微分手段と、前記第二のミキシング手段の出力信号と前記微分手段の出力信号をかけ算するスイッチ手段と、前記スイッチ手段の出力信号から不要な周波数成分を除去するフィルタ手段とを備えている。
【００１２】
また上記構成に加えて、第一のミキシング手段及び第二のミキシング手段の前段あるいは後段に設けられ受信信号のレベルを調整するレベル調整手段と、前記第一のミキシング手段あるいは前記第二のミキシング手段の後段に設けられ受信信号のレベルを検出する信号レベル検出手段と、前記信号レベル検出手段の入力信号が所定のレベル以上にならないよう前記レベル調整手段の利得を制御する制御手段とを有している。
【００１３】
また、スイッチ手段の出力信号の直流オフセットを検出して前記直流オフセットを零にする方向に信号発生手段の発振周波数を制御する周波数補正手段とを有するものである。
【００１４】
また、スイッチ手段の出力信号の直流オフセットを検出して前記直流オフセットを零にする方向に信号発生手段の発振周波数を制御する周波数補正手段を有し、第一の低域通過フィルター及び第二の低域通過フィルターは前記信号発生手段の発振周波数が制御された後に通過帯域幅を狭くする帯域可変型フィルターという構成である。
【００１５】
また、スイッチ手段の出力に生じるパルス状の雑音を除去する雑音除去手段を有している。
【００１６】
【作用】
本発明は上記構成によって、微分手段の出力信号は周波数偏移に応じて振幅変調された信号に変換されるため、受信すべき搬送波周波数と信号発生手段６の発振周波数との角周波数誤差ｘが周波数偏移Δωより大きい場合であっても、前記振幅変調成分を取り出すことにより、符号列P(t)を正確に再生することができる。
【００１７】
さらにレベル調整手段により受信信号から歪なく復調信号を取り出すことができるよう受信信号のレベル調整を行なうことができる。
【００１８】
また周波数補正手段により角周波数誤差ｘを零にする方向に信号発生手段の発振周波数を制御することができる。
【００１９】
さらに、雑音除去手段によりパルス性雑音を除去できる。
【００２０】
【実施例】
以下本発明の実施例を図１を参照して説明する。なお図５の従来例と同一の機能ブロックには同一の番号を付与している。図１において、１はアンテナ、２は高周波増幅手段、３は第一のミキシング手段、４は隣接チャンネル信号を除去するための第一の低域通過フィルタ、、６は信号発生手段、７は９０゜位相シフター、８は第二のミキシング手段、９は隣接チャンネル信号を除去するための第二の低域通過フィルタ、１５は第一のスイッチ手段、１６は第二のスイッチ手段、１７は加算あるいは減算を行う演算手段、２０は雑音除去手段、２１は第三の低域通過フィルタ、２２は周波数補正手段、２３はレベル検出手段、２４は制御手段、２５はレベル調整手段である。
【００２１】
さてアンテナ１に入力する信号Ｓとして、
Ｓ＝cos{ω+Δω}・t
ω：搬送波角周波数 Δω：角周波数偏移であり正負両方の極性を有するを考える。ここでデータあるいは音声により角周波数偏移Δωは時間的に変化する。すなわち信号Ｓは周波数変調を受けた信号である。信号発生手段６では、従来例と同様
Ｑ＝COS{ω+x}・t x：搬送波角周波数ωからの角周波数誤差
で表わされる信号Ｑを発生する。９０゜位相シフター７では信号発生手段６からの信号Ｑが９０゜位相シフトされＱ’＝SIN{ω+x}tとなる。従って従来例と同様、第一の低域通過フィルタ４および第二の低域通過フィルタ９の出力端子ａ及びｃには
端子ａ ： Ｓ×Ｑ ＝COS{Δωーx}・t
端子ｃ ： Ｓ×Ｑ’＝SIN{Δωーx}・t
なる信号が生じる。上記信号はそれぞれ微分手段１７及び微分手段１８で微分され、微分手段１７及び微分手段１８の出力端子ａ’及びｃ’には
端子ａ’： ｄ（Ｓ×Ｑ）／ｄｔ ＝ー（Δωーx）・SIN{Δωーx}・t
端子ｃ’： ｄ（Ｓ×Ｑ’）／ｄｔ＝（Δωーx）・COS{Δωーx}・t
なる信号が生じる。第一のスイッチ手段１５は、端子ａの信号が正の時に端子ｃ’の信号を正転出力し、端子ａの信号が負の時に端子ｃ’の信号を反転出力させるスイッチである。第二のスイッチ手段１６は、端子ｃの信号が正の時に端子ａ’の信号を正転出力し、端子ｃの信号が負の時に端子ａ’の信号を反転出力させるスイッチである。従って第一一のスイッチ手段１５の出力端子ｆ及び第二のスイッチ手段１６の出力端子ｇには
端子ｆ ： （Δωーx）・｛COS{Δωーx}・t｝2＋｛COS{Δωーx}・tの高調波成分｝
端子ｇ ：ー（Δωーx）・｛SIN{Δωーx}・t｝2＋｛SIN{Δωーx}・tの高調波成分｝
なる信号が出力する。そして演算手段１９において端子ｆの信号と端子ｇの信号は減算され、端子ｈには
端子ｈ ： （Δωーx）＋高調波成分
なる信号が出力する。ここでΔωはデータや音声により時間的に変化する信号である。すなわちΔωはデータや音声信号を表わしており、端子ｈには誤差信号xに相当する直流オフセットの重畳した復調信号が出力する。第三の低域通過フィルター２１は不要な雑音成分を除去するためのものである。
【００２２】
このように周波数誤差ｘは復調出力に直流オフセットを生じさせるだけであり、このような直流オフセットはコンデンサで容易に取り除くことができるため周波数誤差ｘにより復調性能が悪化するという現象は生じない。また端子ｆもしくは端子ｇの信号だけを取り出す構成であっても、第三の低域通過フィルターにより高調波成分を取り除くことにより（Δωーx）の成分を取り出すことができる。しかしながら演算手段１９を用いることにより高調波成分の発生が少なくなり、より効果的に（Δωーx）の成分を取り出すことができる。
【００２３】
さて、端子ｈに復調出力が歪なく生じるためには端子ａ’及び端子ｃ’の信号がクリップすることなく生じる必要がある。そのため第三の低域通過フィルター２０の出力のレベルをレベル検出手段２３で検出し、第三の低域通過フィルター２０の出力が所定レベルを超えないように制御手段２４を介してレベル調整手段２５の利得を制御する。
【００２４】
また、パルス性の雑音を除去するために演算手段１９と第三の低域通過フィルター２１の間に雑音除去手段２０を設けることもできる。雑音除去手段２０は高域通過フィルターを有し高域成分を多く含むパルス性雑音を検出する。そしてパルス性雑音が検出されるとパルス性雑音が検出されている期間、検出直前の信号レベルを保持するように構成されている。
【００２５】
また、周波数補正手段２２で直流オフセットｘを検出して、直流オフセットｘが零になるように信号発生手段６の発振周波数を制御する。直流オフセットｘの検出は復調信号Δωの変動周期より長い期間にわたって平均化する手段を用いてΔωを除去し、ｘのみを取り出すことにより行なわれる。周波数補正手段２２を用いて信号発生手段６の発振周波数を制御することによりコンデンサを用いることなく直流オフセットを除去することができるためＮＲＺのデータ伝送をアイパターンの劣化なく行なうことが出来る。さらに第一の低域通過フィルター４及び第二の低域通過フィルター９は帯域可変型フィルターであり、周波数誤差ｘが零になる方向に信号発生手段６の発振周波数を制御した後、第一の低域通過フィルター４及び第二の低域通過フィルター９の帯域幅を狭くすることによりＳ／Ｎ比を改善することができる。
【００２６】
レベル調整手段２５の制御及び信号発生手段６の発振周波数の制御は、通信の初めに伝送されるプリアンブル信号であるビット同期信号の受信時に行い、以後の制御は通信終了まで固定状態に保持するように構成することにより通信中の回路状態を安定に保つことができ信頼性のある通信を実現できる。
【００２７】
図２に微分手段１７及び１８の構成の一例を示す。２６はコンデンサ、２７は抵抗である。コンデンサ２６と抵抗２７で決まる遮断周波数は第一の低域通過フィルター４及び第二の低域通過フィルター９の遮断周波数に比べ高く設定されている。
【００２８】
図３に微分手段１７及び１８の他の構成を示す。図３において、２８は遅延手段、２９は減算手段である。遅延手段２８での遅延時間は第一の低域通過フィルター４及び第二の低域通過フィルター９の遮断周波数の周期に比べ短い時間に設定されている。
【００２９】
図４は図１における第一のスイッチ手段１５及び第二のスイッチ手段１６に適用できるスイッチ手段の構成を示す。図４において、３０は端子ａ’の信号あるいは端子ｃ’の信号が入力する入力端子、３１は端子ａの信号あるいは端子ｃの信号が入力する入力端子、３２は出力端子、３３は増幅度１の反転回路、３４は電子スイッチである。電子スイッチ３４は入力端子３１に入力する信号の位相が正か負かで出力端子と入力端子との接続が切り替わる。このような電子スイッチ３１はアナログスイッチとしてＣＭＯＳで簡単に実現できるし、バイポーラトランジスタを用いても簡単に構成できる。また第一のスイッチ手段１５及び第二のスイッチ手段１６は差動増幅器を組み合わせた構成のものであってもかまわない。
【００３０】
なお、本実施例ではレベル調整手段２５を高周波増幅手段３の前段に挿入したが後段に挿入しても良いし、高周波増幅手段３とレベル調整手段２５を兼用し高周波増幅手段３の利得を可変させるようにしてもよい。
【００３１】
また、レベル検出手段２３の入力信号として第三の低域通過フィルター２０の出力信号を用いたが、第一の低域通過フィルター４あるいは第二の低域通過フィルター９の出力信号を用いるようにしてもかまわない。
【００３２】
【発明の効果】
以上の説明から明らかのように本発明の受信装置によれば次の効果を奏する。
【００３３】
（１）受信すべき搬送波周波数と信号発生手段の発振周波数との角周波数誤差ｘが周波数偏移Δωより大きい場合であっても、振幅変調成分を取り出すことにより、変調信号を正確に再生することができる。
【００３４】
（２）復調出力に不要な高調波成分が発生するのを防ぎ雑音の少ない復調出力を得ることができる。
【００３５】
（３）歪の少ない復調信号を得ることができる。
（４）直流成分を有するＮＲＺ信号によるデータ通信においてもアイパターンを劣化させることがない。
【００３６】
（５）Ｓ／Ｎ比を改善できる。
（６）イグニッションノイズ等のパルス性雑音を除去できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施例における受信装置のブロック図
【図２】同装置の微分手段の構成図
【図３】同装置の微分手段の他の構成図
【図４】同装置のスイッチ手段の構成図
【図５】従来の受信装置のブロック図
【図６】同装置における各出力端子の出力図
【符号の説明】
１ アンテナ
２ 高周波増幅手段
３ 第一のミキシング手段
４ 第一の低域通過フィルター
６ 信号発生手段
７ ９０゜シフター
８ 第二のミキシング手段
９ 第二の低域通過フィルター
１５ 第一のスイッチ手段
１６ 第二のスイッチ手段
１７ 第一の微分手段
１８ 第二の微分手段
１９ 演算手段
２０ 第三の低域通過フィルター
２１ 雑音除去手段
２２ 周波数補正手段
２３ レベル検出手段
２４ 制御手段
２５ レベル調整手段
【産業上の利用分野】
本発明は、主として無線通信に用いられる受信装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
一般に無線通信における受信方式としてシングルスーパヘテロダイン方式やダブルスーパヘテロダイン方式が用いられている。しかしながら上記従来のヘテロダイン方式ではイメージ周波数を除去するための帯域フィルタや隣接チャンネル信号を除去するための帯域フィルタが必要である。そして前記帯域フィルタとして水晶やセラミックの機械的振動特性を利用したメカニカルフィルタが用いられている。そのため形状が大きいことや高価であること等の諸問題がある。そのため近年、新たな受信方式としてダイレクトコンバージョン受信方式が検討されてきている。図５に従来のダイレクトコンバージョン受信方式のブロック図を示す。１はアンテナ、２は高周波増幅手段、３は第一のミキシング手段、４は隣接チャンネル信号を除去するための第一の低域通過フィルタ、５は第一の低周波増幅手段、６は信号発生手段、７は９０゜位相シフター、８は第二のミキシング手段、９は隣接チャンネル信号を除去するための第二の低域通過フィルタ、１０は第二の低周波増幅手段である。１１は位相差検出手段であり、１２の第一の波形整形手段と１３の第二の波形整形手段と１４のＤーフリップフロップからなっている。端子ａは第一の低周波増幅手段５の出力端子、端子ｂは第一の波形整形手段１２の出力端子、端子ｃは第二の低周波増幅手段１０の出力端子、端子ｄは第二の波形整形手段１３の出力端子、端子ｅはＤ−フリップフロップ１４の出力端子である。
【０００３】
さてアンテナ１に
Ｓ＝cos{ω+P(t)・Δω}・t P(t)：１またはー１の符号列
ω：搬送波角周波数 Δω：角周波数偏移であり極性は正
で表わされるＦＳＫ信号Ｓが入力した場合について考える。ＦＳＫ信号Ｓは高周波増幅手段２により増幅された後、第一及び第二のミキシング手段３、８に入力する。信号発生手段６では
Ｑ＝COS{ω+x}・t x：搬送波角周波数ωからの角周波数誤差
で表わされる信号Ｑを発生する。９０゜位相シフターでは信号発生手段６からの信号Ｑが９０゜位相シフトされＱ’＝SIN{ω+x}・tとなる。第一のミキシング手段３では信号発生手段６からの信号ＱとＦＳＫ信号Ｓのかけ算が行なわれる。第二のミキシング手段８では９０゜位相シフター７からの信号Ｑ’とＦＳＫ信号のかけ算が行なわれる。そして第一及び第二の低域通過フィルター４、９により希望信号以外の高周波成分が除去され、第一及び第二の低周波増幅手段５、１０により希望信号が増幅される。従って端子ａ及び端子ｃには次の信号が出力する。
【０００４】
端子ａ ： Ｓ×Ｑ ＝COS{P(t)・Δωーx}・t
端子ｃ ： Ｓ×Ｑ’＝SIN{P(t)・Δωーx}・t
信号発生手段６は発振周波数安定度の高い水晶が用いられており、Δω》xに選ばれている。説明を簡単にするためにx＝０として以下説明する。符号列P(t)と各端子ａ、ｂ、ｃ、ｄ、ｅの信号波形の関係を図６に示し、図６を参照しながら説明する。図６から明かなように符号列P(t)が−１の時には端子ａの信号に比べ端子ｃの信号は位相が９０゜進んでいる。一方符号列P(t)が１の時には端子ａの信号に比べ端子ｃの信号は位相が９０゜遅れている。従って位相差検出手段１１において端子ａの信号と端子ｃの信号の位相差を検出することによりもとの符号列P(t)を再生することができる。位相差検出手段１１の位相の進み遅れ検出方法としてＤ−フリップフロップを用いて図６の端子ｂ、端子ｃに示す波形より、端子ｅの出力波形を得ることができる。図６において端子ｂの立ち下がりエッジで端子ｄのレベル（丸印）をラッチして端子ｅに出力する。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら上記従来の構成では、信号発生手段６の発振周波数の搬送波周波数からの誤差ｘが角周波数偏移Δωより大きい場合や、符号列P(t)の伝送速度が角周波数偏移Δωに比べ無視できない大きさの場合には以下の問題を有していた。
【０００６】
（１）誤差ｘが角周波数偏移Δωに比べ無視できない大きさの場合には、符号列P(t)が変化しても、端子ａと端子ｃの信号間で位相の進み、遅れの変化が生じない。そのため符号列P(t)を再生できない。
【０００７】
（２）伝送速度が角周波数偏移Δωに比べ無視できない大きさの場合には、１ビット伝送時間内に端子ａ及び端子ｃの信号が１周期に満たなくなってくる。そのため位相の進み、遅れの判定がむずかしくなってくるため符号列P(t)の正確な再生ができない。
【０００８】
さらに従来の構成では、復調可能な変調信号はＦＳＫ信号だけである。すなわち音声信号のようなアナログ信号で変調されたＦＭ信号は復調することができないという課題があった。
【０００９】
本発明は上記課題を解決するもので、誤差ｘの影響をなくし、正確なデータの復調を可能とするだけでなく、音声信号のようなアナログ信号で変調されたＦＭ信号も復調することのできる受信装置を実現することを目的としたものである。
【００１０】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために、本発明の受信装置は、受信すべき搬送波信号周波数に近い周波数の信号を出力する信号発生手段と、前記信号発生手段からの信号と受信信号との差の周波数となる信号を取り出す第一のミキシング手段と、前記信号発生手段からの信号を位相シフトした信号と前記受信信号との差の周波数となる信号を取り出す第二のミキシング手段と、前記第一のミキシング手段の出力信号を微分する微分手段と、前記第二のミキシング手段の出力信号と前記微分手段の出力信号をかけ算するスイッチ手段と、前記スイッチ手段の出力信号から不要な周波数成分を除去するフィルタ手段とを備えている。
【００１２】
また上記構成に加えて、第一のミキシング手段及び第二のミキシング手段の前段あるいは後段に設けられ受信信号のレベルを調整するレベル調整手段と、前記第一のミキシング手段あるいは前記第二のミキシング手段の後段に設けられ受信信号のレベルを検出する信号レベル検出手段と、前記信号レベル検出手段の入力信号が所定のレベル以上にならないよう前記レベル調整手段の利得を制御する制御手段とを有している。
【００１３】
また、スイッチ手段の出力信号の直流オフセットを検出して前記直流オフセットを零にする方向に信号発生手段の発振周波数を制御する周波数補正手段とを有するものである。
【００１４】
また、スイッチ手段の出力信号の直流オフセットを検出して前記直流オフセットを零にする方向に信号発生手段の発振周波数を制御する周波数補正手段を有し、第一の低域通過フィルター及び第二の低域通過フィルターは前記信号発生手段の発振周波数が制御された後に通過帯域幅を狭くする帯域可変型フィルターという構成である。
【００１５】
また、スイッチ手段の出力に生じるパルス状の雑音を除去する雑音除去手段を有している。
【００１６】
【作用】
本発明は上記構成によって、微分手段の出力信号は周波数偏移に応じて振幅変調された信号に変換されるため、受信すべき搬送波周波数と信号発生手段６の発振周波数との角周波数誤差ｘが周波数偏移Δωより大きい場合であっても、前記振幅変調成分を取り出すことにより、符号列P(t)を正確に再生することができる。
【００１７】
さらにレベル調整手段により受信信号から歪なく復調信号を取り出すことができるよう受信信号のレベル調整を行なうことができる。
【００１８】
また周波数補正手段により角周波数誤差ｘを零にする方向に信号発生手段の発振周波数を制御することができる。
【００１９】
さらに、雑音除去手段によりパルス性雑音を除去できる。
【００２０】
【実施例】
以下本発明の実施例を図１を参照して説明する。なお図５の従来例と同一の機能ブロックには同一の番号を付与している。図１において、１はアンテナ、２は高周波増幅手段、３は第一のミキシング手段、４は隣接チャンネル信号を除去するための第一の低域通過フィルタ、、６は信号発生手段、７は９０゜位相シフター、８は第二のミキシング手段、９は隣接チャンネル信号を除去するための第二の低域通過フィルタ、１５は第一のスイッチ手段、１６は第二のスイッチ手段、１７は加算あるいは減算を行う演算手段、２０は雑音除去手段、２１は第三の低域通過フィルタ、２２は周波数補正手段、２３はレベル検出手段、２４は制御手段、２５はレベル調整手段である。
【００２１】
さてアンテナ１に入力する信号Ｓとして、
Ｓ＝cos{ω+Δω}・t
ω：搬送波角周波数 Δω：角周波数偏移であり正負両方の極性を有するを考える。ここでデータあるいは音声により角周波数偏移Δωは時間的に変化する。すなわち信号Ｓは周波数変調を受けた信号である。信号発生手段６では、従来例と同様
Ｑ＝COS{ω+x}・t x：搬送波角周波数ωからの角周波数誤差
で表わされる信号Ｑを発生する。９０゜位相シフター７では信号発生手段６からの信号Ｑが９０゜位相シフトされＱ’＝SIN{ω+x}tとなる。従って従来例と同様、第一の低域通過フィルタ４および第二の低域通過フィルタ９の出力端子ａ及びｃには
端子ａ ： Ｓ×Ｑ ＝COS{Δωーx}・t
端子ｃ ： Ｓ×Ｑ’＝SIN{Δωーx}・t
なる信号が生じる。上記信号はそれぞれ微分手段１７及び微分手段１８で微分され、微分手段１７及び微分手段１８の出力端子ａ’及びｃ’には
端子ａ’： ｄ（Ｓ×Ｑ）／ｄｔ ＝ー（Δωーx）・SIN{Δωーx}・t
端子ｃ’： ｄ（Ｓ×Ｑ’）／ｄｔ＝（Δωーx）・COS{Δωーx}・t
なる信号が生じる。第一のスイッチ手段１５は、端子ａの信号が正の時に端子ｃ’の信号を正転出力し、端子ａの信号が負の時に端子ｃ’の信号を反転出力させるスイッチである。第二のスイッチ手段１６は、端子ｃの信号が正の時に端子ａ’の信号を正転出力し、端子ｃの信号が負の時に端子ａ’の信号を反転出力させるスイッチである。従って第一一のスイッチ手段１５の出力端子ｆ及び第二のスイッチ手段１６の出力端子ｇには
端子ｆ ： （Δωーx）・｛COS{Δωーx}・t｝2＋｛COS{Δωーx}・tの高調波成分｝
端子ｇ ：ー（Δωーx）・｛SIN{Δωーx}・t｝2＋｛SIN{Δωーx}・tの高調波成分｝
なる信号が出力する。そして演算手段１９において端子ｆの信号と端子ｇの信号は減算され、端子ｈには
端子ｈ ： （Δωーx）＋高調波成分
なる信号が出力する。ここでΔωはデータや音声により時間的に変化する信号である。すなわちΔωはデータや音声信号を表わしており、端子ｈには誤差信号xに相当する直流オフセットの重畳した復調信号が出力する。第三の低域通過フィルター２１は不要な雑音成分を除去するためのものである。
【００２２】
このように周波数誤差ｘは復調出力に直流オフセットを生じさせるだけであり、このような直流オフセットはコンデンサで容易に取り除くことができるため周波数誤差ｘにより復調性能が悪化するという現象は生じない。また端子ｆもしくは端子ｇの信号だけを取り出す構成であっても、第三の低域通過フィルターにより高調波成分を取り除くことにより（Δωーx）の成分を取り出すことができる。しかしながら演算手段１９を用いることにより高調波成分の発生が少なくなり、より効果的に（Δωーx）の成分を取り出すことができる。
【００２３】
さて、端子ｈに復調出力が歪なく生じるためには端子ａ’及び端子ｃ’の信号がクリップすることなく生じる必要がある。そのため第三の低域通過フィルター２０の出力のレベルをレベル検出手段２３で検出し、第三の低域通過フィルター２０の出力が所定レベルを超えないように制御手段２４を介してレベル調整手段２５の利得を制御する。
【００２４】
また、パルス性の雑音を除去するために演算手段１９と第三の低域通過フィルター２１の間に雑音除去手段２０を設けることもできる。雑音除去手段２０は高域通過フィルターを有し高域成分を多く含むパルス性雑音を検出する。そしてパルス性雑音が検出されるとパルス性雑音が検出されている期間、検出直前の信号レベルを保持するように構成されている。
【００２５】
また、周波数補正手段２２で直流オフセットｘを検出して、直流オフセットｘが零になるように信号発生手段６の発振周波数を制御する。直流オフセットｘの検出は復調信号Δωの変動周期より長い期間にわたって平均化する手段を用いてΔωを除去し、ｘのみを取り出すことにより行なわれる。周波数補正手段２２を用いて信号発生手段６の発振周波数を制御することによりコンデンサを用いることなく直流オフセットを除去することができるためＮＲＺのデータ伝送をアイパターンの劣化なく行なうことが出来る。さらに第一の低域通過フィルター４及び第二の低域通過フィルター９は帯域可変型フィルターであり、周波数誤差ｘが零になる方向に信号発生手段６の発振周波数を制御した後、第一の低域通過フィルター４及び第二の低域通過フィルター９の帯域幅を狭くすることによりＳ／Ｎ比を改善することができる。
【００２６】
レベル調整手段２５の制御及び信号発生手段６の発振周波数の制御は、通信の初めに伝送されるプリアンブル信号であるビット同期信号の受信時に行い、以後の制御は通信終了まで固定状態に保持するように構成することにより通信中の回路状態を安定に保つことができ信頼性のある通信を実現できる。
【００２７】
図２に微分手段１７及び１８の構成の一例を示す。２６はコンデンサ、２７は抵抗である。コンデンサ２６と抵抗２７で決まる遮断周波数は第一の低域通過フィルター４及び第二の低域通過フィルター９の遮断周波数に比べ高く設定されている。
【００２８】
図３に微分手段１７及び１８の他の構成を示す。図３において、２８は遅延手段、２９は減算手段である。遅延手段２８での遅延時間は第一の低域通過フィルター４及び第二の低域通過フィルター９の遮断周波数の周期に比べ短い時間に設定されている。
【００２９】
図４は図１における第一のスイッチ手段１５及び第二のスイッチ手段１６に適用できるスイッチ手段の構成を示す。図４において、３０は端子ａ’の信号あるいは端子ｃ’の信号が入力する入力端子、３１は端子ａの信号あるいは端子ｃの信号が入力する入力端子、３２は出力端子、３３は増幅度１の反転回路、３４は電子スイッチである。電子スイッチ３４は入力端子３１に入力する信号の位相が正か負かで出力端子と入力端子との接続が切り替わる。このような電子スイッチ３１はアナログスイッチとしてＣＭＯＳで簡単に実現できるし、バイポーラトランジスタを用いても簡単に構成できる。また第一のスイッチ手段１５及び第二のスイッチ手段１６は差動増幅器を組み合わせた構成のものであってもかまわない。
【００３０】
なお、本実施例ではレベル調整手段２５を高周波増幅手段３の前段に挿入したが後段に挿入しても良いし、高周波増幅手段３とレベル調整手段２５を兼用し高周波増幅手段３の利得を可変させるようにしてもよい。
【００３１】
また、レベル検出手段２３の入力信号として第三の低域通過フィルター２０の出力信号を用いたが、第一の低域通過フィルター４あるいは第二の低域通過フィルター９の出力信号を用いるようにしてもかまわない。
【００３２】
【発明の効果】
以上の説明から明らかのように本発明の受信装置によれば次の効果を奏する。
【００３３】
（１）受信すべき搬送波周波数と信号発生手段の発振周波数との角周波数誤差ｘが周波数偏移Δωより大きい場合であっても、振幅変調成分を取り出すことにより、変調信号を正確に再生することができる。
【００３４】
（２）復調出力に不要な高調波成分が発生するのを防ぎ雑音の少ない復調出力を得ることができる。
【００３５】
（３）歪の少ない復調信号を得ることができる。
（４）直流成分を有するＮＲＺ信号によるデータ通信においてもアイパターンを劣化させることがない。
【００３６】
（５）Ｓ／Ｎ比を改善できる。
（６）イグニッションノイズ等のパルス性雑音を除去できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施例における受信装置のブロック図
【図２】同装置の微分手段の構成図
【図３】同装置の微分手段の他の構成図
【図４】同装置のスイッチ手段の構成図
【図５】従来の受信装置のブロック図
【図６】同装置における各出力端子の出力図
【符号の説明】
１ アンテナ
２ 高周波増幅手段
３ 第一のミキシング手段
４ 第一の低域通過フィルター
６ 信号発生手段
７ ９０゜シフター
８ 第二のミキシング手段
９ 第二の低域通過フィルター
１５ 第一のスイッチ手段
１６ 第二のスイッチ手段
１７ 第一の微分手段
１８ 第二の微分手段
１９ 演算手段
２０ 第三の低域通過フィルター
２１ 雑音除去手段
２２ 周波数補正手段
２３ レベル検出手段
２４ 制御手段
２５ レベル調整手段
Claims (5)
- 受信すべき搬送波信号周波数に近い周波数の信号を出力する信号発生手段と、前記信号発生手段からの信号と受信信号との差の周波数となる信号を取り出す第一のミキシング手段と、前記信号発生手段からの信号を位相シフトした信号と前記受信信号との差の周波数となる信号を取り出す第二のミキシング手段と、前記第一のミキシング手段の出力信号を微分する微分手段と、前記第二のミキシング手段の出力信号により前記微分手段の出力信号を正転あるいは反転させるスイッチ手段と、前記スイッチ手段の出力信号から不要な周波数成分を除去するフィルタ手段とで構成された受信装置。
- 第一のミキシング手段及び第二のミキシング手段の前段あるいは後段に設けられ受信信号のレベルを調整するレベル調整手段と、前記第一のミキシング手段あるいは前記第二のミキシング手段の後段に設けられ受信信号のレベルを検出する信号レベル検出手段と、前記信号レベル検出手段の入力信号が所定のレベル以上にならないよう前記レベル調整手段の利得を制御する制御手段とを有する請求項１記載の受信装置。
- スイッチ手段の出力信号の直流オフセットを検出して前記直流オフセットを零にする方向に信号発生手段の発振周波数を制御する周波数補正手段を有する請求項１記載の受信装置。
- スイッチ手段の出力信号の直流オフセットを検出して前記直流オフセットを零にする方向に信号発生手段の発振周波数を制御する周波数補正手段を有し、第一の低域通過フィルター及び第二の低域通過フィルターは、前記信号発生手段の発振周波数が制御された後に通過帯域幅を狭くする帯域可変型フィルターである請求項１記載の受信装置。
- スイッチ手段の出力に生じるパルス状の雑音を除去する雑音除去手段を有する請求項１記載の受信装置。
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