JPH0983401A

JPH0983401A - 受信装置

Info

Publication number: JPH0983401A
Application number: JP7230892A
Authority: JP
Inventors: Yoshio Horiike; 良雄堀池; Yasuo Yoshimura; 康男吉村; Yoshiyuki Yokoajiro; 義幸横網代
Original assignee: Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Holdings Corp
Priority date: 1995-09-08
Filing date: 1995-09-08
Publication date: 1997-03-28

Abstract

(57)【要約】【目的】メカニカルフィルタを必要としない安価な構
成の受信装置を提供する。【構成】ダイレクトコンバージョン方式において直交
する２つの受信信号をそれぞれ階段状の減衰特性を有す
るハイパスフィルタを介して復調手段９に接続するよう
に構成している。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、主として無線通信に用
いられる受信装置に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】一般に無線通信における受信方式として
シングルスーパヘテロダイン方式やダブルスーパヘテロ
ダイン方式が用いられている。しかしながら上記従来の
ヘテロダイン方式ではイメージ周波数を除去するための
帯域フィルタや隣接チャンネル信号を除去するための帯
域フィルタが必要である。そして前記帯域フィルタとし
て水晶やセラミックの機械的振動特性を利用したメカニ
カルフィルタが用いられている。そのため形状が大きい
ことや高価であること等の諸問題がある。上記課題を解
決する受信方式としてダイレクトコンバージョン受信方
式がある。ダイレクトコンバージョン方式を用いた受信
装置は例えば、特開昭５９−１９６６２９号公報に示さ
れているような方式が知られている。ダイレクトコンバ
ージョン受信方式は、受信信号の中心周波数にほぼ等し
い周波数を有する局部発振信号と受信信号をミキシング
することにより直接ベースバンド帯に受信信号を変換し
ている。そのため変換されたベースバンド信号は直流成
分を有することになる。従って上記ベースバンド信号を
処理する回路は直流を通す直流増幅回路である必要があ
る。しかしながら直流増幅回路は温度変化や電源電圧変
動により直流バイアスが変動すると、出力の直流成分が
大きく変化し受信感度を低下させることや大きな増幅度
を実現できないという問題があり、そのためコンデンサ
を用いて直流阻止を行うことが一般的である。

【０００３】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら従来のダ
イレクトコンバージョン受信方式では、周波数偏移と同
じ程度に局部発信周波数がずれた場合、復調できなくな
るという課題があった。以下図５に従来のダイレクトコ
ンバージョン受信方式のブロック図を示し従来の課題に
ついて説明する。図１において、１はアンテナ、２は高
周波増幅手段、３は第一の信号発生手段、４は９０゜位
相シフター、５は第一のミキシング手段、６は直流阻止
用の第一のコンデンサ、７は第二のミキシング手段、８
は直流阻止用の第二のコンデンサ、９は復調手段であ
る。さてアンテナ１に入力する信号ＳとしてＳ＝cos{ω+P(t)・Δω}・t P(t)：１またはー１の符
号列 ω：搬送波角周波数 Δω：角周波数偏移であり極性
は正で表わされるＦＳＫ信号Ｓが入力した場合について考え
る。第一の信号発生手段３では、Ｑ＝COS{ω+x}・t x：搬送波角周波数ωからの角
周波数誤差で表わされる信号Ｑを発生する。９０゜位相シフター４
では第一の信号発生手段３からの信号Ｑが９０゜位相シ
フトされＱ’＝SIN{ω+x}tとなる。従って、第一のミキ
シング手段５および第二のミキシング手段７の出力端子
ａ及びｂには端子ａ：Ｓ×Ｑ＝COS{P(t)・Δωーx}・t 端子ｂ：Ｓ×Ｑ’＝SIN{P(t)・Δωーx}・t なる信号が生じる。第一のコンデンサ６及び第二のコン
デンサ８で直流成分を取り除いた後、復調手段９では、
端子ｃ及び端子ｄの信号をあるスレッショールドレベル
で矩形波に変換する。そして端子ｃと端子ｄの２つの信
号の位相関係及び周波数より符号列P(t)を再生する。

【０００４】ここで第一のコンデンサ６及び第二のコン
デンサ８の値で決まる時定数を大きくすると回路の電源
が入ってから回路が安定するまでの時間が長くなるため
できるだけ第一のコンデンサ６及び第二のコンデンサ８
の値で決まる時定数を小さく選ぶ必要がある。しかしな
がら時定数を小さくすると以下の課題があった。ここで
角周波数誤差x＝Δωとして以下説明する。符号列P(t)
＝１の時は、{P(t)・Δωーx}＝０となる。符号列P(t)と
各端子ａ、ｂ、ｃ、ｄの信号波形の関係を図６に示す。
図６に示すごとく符号列P(t)＝１と符号列P(t)＝−１が
交互に繰り返す場合には符号列P(t)を再生できるが、符
号列P(t)＝１の状態が第一のコンデンサ６及び第二のコ
ンデンサ８の値で決まる時定数より長い時間続いた後、
符号列P(t)＝−１の状態に変化すると第二のコンデンサ
８の出力である端子ｄの信号はスレッショールドレベル
を越えない、あるいはスレッショールドレベルを越える
時間幅（パルス幅）が極端に短かくなることが考えられ
る。そのため符号列P(t)を復調できないという課題があ
った。また第一のコンデンサ６及び第二のコンデンサ８
の値で決まる時定数を１タイムスロットより小さくする
と符号列P(t)＝１と符号列P(t)＝−１を交互に繰り返す
場合においても時定数の影響が生じ符号列P(t)の復調が
できなくなるという課題があった。

【０００５】本発明は上記課題を解決するもので、角周
波数誤差ｘの影響をなくし、正確なデータの復調を可能
とする受信装置を実現することを目的としたものであ
る。

【０００６】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、本発明の受信装置は、受信すべき搬送波信号周波数
に近い周波数の信号を出力する信号発生手段と、前記信
号発生手段からの信号と受信信号との差の周波数となる
信号を取り出す第一のミキシング手段と、前記信号発生
手段からの信号を位相シフトした信号と前記受信信号と
の差の周波数となる信号を取り出す第二のミキシング手
段と、前記第一のミキシング手段の出力に接続され階段
状の減衰特性を有する第一のハイパスフィルタと、前記
第二のミキシング手段の出力に接続され階段状の減衰特
性を有する第二のハイパスフィルタと、前記第一のハイ
パスフィルタの出力信号と前記第二のハイパスフィルタ
の出力信号とを用いて復調を行なう復調手段とを備えて
いる。

【０００７】そして第一のハイパスフィルタ及び第二の
ハイパスフィルタは、それぞれ遮断周波数の異なる二つ
のハイパスフィルタを並列に配置し前記二つのハイパス
フィルタの出力を加算する構成としたものである。

【０００８】さらに復調手段は、第二の信号発生手段
と、時間的に連続した矩形波信号を発生する第二の信号
発生手段と、前記第二の信号発生手段からの矩形波信号
により第一のミキシング手段からの信号をスイッチする
第一のスイッチ手段と、前記第二の信号発生手段からの
矩形波信号を位相シフトした矩形波信号により第二のミ
キシング手段からの信号をスイッチする第二のスイッチ
手段と、前記第一のスイッチ手段の出力信号と前記第二
のスイッチ手段の出力信号とを加算または引算する演算
手段と、前記第一のスイッチ手段及び前記第二のスイッ
チ手段の前段あるいは後段に設けられ前記第一及び第二
のスイッチ手段の出力信号に含まれる前記第一のミキシ
ング手段からの信号及び第二のミキシング手段からの信
号の高調波成分を減衰させるフィルタと、前記演算手段
の出力信号の周波数に応じた電圧を発生する周波数−電
圧変換手段とで構成されている。

【０００９】さらに本発明の受信装置は、第一のミキシ
ング手段及び第二のミキシング手段の前段あるいは後段
に設けられ受信信号のレベルを調整するレベル調整手段
と、前記第一のミキシング手段あるいは前記第二のミキ
シング手段の後段に設けられ受信信号のレベルを検出す
る信号レベル検出手段と、前記信号レベル検出手段の入
力信号が所定のレベル以上にならないよう前記レベル調
整手段の利得を制御する制御手段とを有するものでもあ
る。

【００１０】また本発明の受信装置は、復調手段の出力
信号の直流オフセットを検出して前記直流オフセットを
零にする方向に信号発生手段の発振周波数を制御する周
波数補正手段を有するものでもある。

【００１１】さらに本発明の受信装置は、復調手段は、
第一のハイパスフィルタの出力に接続される第一のロー
パスフィルタと、第二のハイパスフィルタの出力にに接
続される第二のローパスフィルタを有し、復調手段の出
力信号の直流オフセットを検出して前記直流オフセット
を零にする方向に信号発生手段の発振周波数を制御する
周波数補正手段を有し、前記第一のローパスフィルタ及
び前記第二のローパスフィルタは前記信号発生手段の発
振周波数が制御された後に通過帯域幅を狭くする帯域可
変型フィルターという構成を有している。

【００１２】さらに本発明の受信装置は、復調手段の出
力に生じるパルス状の雑音を除去する雑音除去手段を有
している。

【００１３】

【作用】本発明は上記構成によって、時定数の大きなハ
イパスフィルタと時定数の小さいハイパスフィルタを組
み合わせているため、受信すべき搬送波周波数と信号発
生手段６の発振周波数との角周波数誤差ｘが周波数偏移
Δωとほぼ等しい場合であっても、符号列P(t)を正確に
再生することができることとなる。

【００１４】さらにレベル調整手段により受信信号から
歪なく復調信号を取り出すことができるよう受信信号の
レベル調整を行なうことができる。

【００１５】また周波数補正手段により角周波数誤差ｘ
を零にする方向に信号発生手段の発振周波数を制御する
ことができる。

【００１６】さらに、雑音除去手段によりパルス性雑音
を除去できることとなる。

【００１７】

【実施例】以下本発明の実施例を図１を参照して説明す
る。なお図５の従来例と同一の機能ブロックには同一の
番号を付与している。１はアンテナ、２は高周波増幅手
段、３は第一の信号発生手段、４は９０゜位相シフタ
ー、５は第一のミキシング手段、６は第一のコンデン
サ、７は第二のミキシング手段、８は第二のコンデン
サ、９は復調手段、１０は第一の抵抗、１１は第三のコ
ンデンサ、１２は第二の抵抗、１３は第四のコンデンサ
である。１４は第一のハイパスフィルタ、１５は第二の
ハイパスフィルタである。第一のハイパスフィルタ１４
と第二のハイパスフィルタ１５は同じ特性になるように
定数が設定されている。２０は雑音除去手段、２１は第
三のローパスフィルタ、２２は周波数補正手段、２３は
レベル検出手段、２４は制御手段、２５はレベル調整手
段である。図２に第一のハイパスフィルタ１４あるいは
第二のハイパスフィルタ１５の周波数特性を示す。図２
において周波数ｆ１は第一の抵抗１０と第三のコンデン
サ１１と復調手段９の入力抵抗で決まる遮断周波数、周
波数ｆ２は第一のコンデンサ６と復調手段９の入力抵抗
で決まる遮断周波数であり周波数特性は階段状を示す。
さてアンテナ１に入力する信号Ｓとして従来例と同様Ｓ＝cos{ω+P(t)・Δω}・t P(t)：１またはー１の符
号列 ω：搬送波角周波数 Δω：角周波数偏移であり極性
は正で表わされるＦＳＫ信号Ｓが入力した場合について考え
る。第一の信号発生手段３では、Ｑ＝COS{ω+x}・t x：搬送波角周波数ωからの角
周波数誤差で表わされる信号Ｑを発生する。９０゜位相シフター４
では第一の信号発生手段３からの信号Ｑが９０゜位相シ
フトされＱ’＝SIN{ω+x}tとなる。従って、第一のミキ
シング手段５および第二のミキシング手段７の出力端子
ａ及びｂには端子ａ：Ｓ×Ｑ＝COS{P(t)・Δωーx}・t 端子ｂ：Ｓ×Ｑ’＝SIN{P(t)・Δωーx}・t なる信号が生じる。復調手段９では、端子ａ及び端子ｂ
の信号をあるスレッショールドレベルで矩形波に変換す
る。そして端子ａと端子ｂの２つの信号の位相関係及び
周波数より符号列P(t)を再生する。符号列P(t)は、雑音
除去手段２０でパルス性雑音を除去され、第三のローパ
スフィルタ２１で不要な帯域の雑音を除去された後出力
端子ｅに出力される。符号列P(t)のタイムスロット長を
Ｔとすると、１／（２・π・ｆ１）＞Ｔ１／（２・π・ｆ２）
＜Ｔとなるように遮断周波数ｆ１及び遮断周波数ｆ２は設定
されている。

【００１８】ここで角周波数誤差x＝Δωとして以下説
明する。すなわち符号列P(t)＝１の時は、{P(t)・Δωー
x}＝０となる。符号列P(t)と各端子ａ、ｂ、ｃ、ｄの信
号波形の関係を図３に示す。図３に示すごとく符号列P
(t)＝１の状態が第一のコンデンサ６及び第二のコンデ
ンサ８の値で決まる時定数（１／（２・π・ｆ１））よ
り長い時間続いた後、符号列P(t)＝−１の状態に変化し
た場合であっても時定数（１／（２・π・ｆ２））の効
果によりタイムスロットＴの間に信号はスレッショール
ドレベルを十分越えるようになる。そのため符号列P(t)
を復調できることとなる。もちろん符号列P(t)＝１と符
号列P(t)＝−１が交互に繰り返す場合には時定数（１／
（２・π・ｆ１））の効果によりタイムスロットＴの間
の直流成分が残るため符号列P(t)を復調できる。

【００１９】さて、強入力がアンテナ１に入力し、第一
のミキシング手段５及び第二のミキシング手段７が飽和
し出力信号に歪みが発生すると端子ａの信号と端子ｂの
信号の位相関係がおかしくなり復調手段９において正確
な復調ができなくなってくる。それを防ぐため第三のロ
ーパスフィルタ２１の出力のレベルをレベル検出手段２
３で検出し、第三のローパスフィルタ２１の出力が所定
レベルを超えないように制御手段２４を介してレベル調
整手段２５の利得を制御する。

【００２０】また、パルス性の雑音を除去するために復
調手段９と第三のローパスフィルタ２１の間に雑音除去
手段２０を設けることもできる。雑音除去手段２０はハ
イパスフィルタを有し高域成分を多く含むパルス性雑音
を検出する。そしてパルス性雑音が検出されるとパルス
性雑音が検出されている期間、検出直前の信号レベルを
保持するように構成されている。

【００２１】また、周波数補正手段２２で直流オフセッ
トｘを検出して、直流オフセットｘが零になるように第
一の信号発生手段３の発振周波数を制御する。直流オフ
セットｘの検出は復調信号Δωの変動周期より長い期間
にわたって平均化する手段を用いてΔωを除去し、ｘの
みを取り出すことにより行なわれる。周波数補正手段２
２を用いて第一の信号発生手段３の発振周波数を制御す
ることによりコンデンサを用いることなく直流オフセッ
トを除去することができるためＮＲＺのデータ伝送をア
イパターンの劣化なく行なうことが出来る。

【００２２】図４は図１における復調手段９の構成を示
すブロック図である。図４において、２６は隣接チャン
ネルを除去するための第一のローパスフィルタ、２７は
第一のスイッチ手段、２８は第二の信号発生手段、２９
は90゜移相手段、３０は隣接チャンネルを除去するため
の第二の信号発生手段、３１は第二のスイッチ手段、３
２は演算手段、３３は帯域フィルタ、３４は周波数−電
圧変換手段である。第二の信号発生手段は例えば１６ｋ
Ｈｚの矩形波を発生する。端子ｃ及び端子ｄに入力した
信号は第一のローパスフィルタ２６及び第二のローパス
フィルタ３０で不要な妨害を除去した後、第一のスイッ
チ手段２７及び第二のスイッチ手段３１により１６ｋＨ
ｚ付近の信号に変換される。そして演算手段３２で加算
され１６ｋＨｚ中間周波数とする周波数変調信号が演算
手段３２の出力に生じる。この周波数変調信号を周波数
−電圧変換手段３４により復調し、復調出力を端子ｅに
出力する。

【００２３】また、復調手段９の他の構成として、端子
ｃ及び端子ｄの信号をコンパレータで波形整形した後、
波形整形した端子ｃの微分信号と端子ｄの信号をかけ算
した信号を復調出力とする構成であってもかまわない。

【００２４】なお、本実施例ではレベル調整手段２５を
高周波増幅手段２の前段に挿入したが後段に挿入しても
良いし、高周波増幅手段２とレベル調整手段２５を兼用
し高周波増幅手段２の利得を可変させるようにしてもよ
い。

【００２５】また、レベル検出手段２３の入力信号とし
て第三のローパスフィルタ２１の出力信号を用いたが、
第一のローパスフィルタ２６あるいは第二のローパスフ
ィルタ３０の出力信号を用いるようにしてもかまわな
い。

【００２６】さらに第一のローパスフィルタ２６及び第
二のローパスフィルタ３０は帯域可変型フィルターであ
り、周波数誤差ｘが零になる方向に第一の信号発生手段
３の発振周波数を制御した後、第一のローパスフィルタ
２６及び第二のローパスフィルタ３０の帯域幅を狭くす
ることによりＳ／Ｎを改善することができる。

【００２７】レベル調整手段２５の制御及び第一の信号
発生手段３の発振周波数の制御は、通信の初めに伝送さ
れるプリアンブル信号であるビット同期信号の受信時に
行い、以後の制御は通信終了まで固定状態に保持するよ
うに構成することにより通信中の回路状態を安定に保つ
ことができ信頼性のある通信を実現できる。

【００２８】

【発明の効果】以上説明したように本発明の受信装置に
よれば、受信すべき搬送波信号周波数に近い周波数の信
号を出力する信号発生手段と、前記信号発生手段からの
信号と受信信号との差の周波数となる信号を取り出す第
一のミキシング手段と、前記信号発生手段からの信号を
位相シフトした信号と前記受信信号との差の周波数とな
る信号を取り出す第二のミキシング手段と、前記第一の
ミキシング手段の出力に接続され階段状の減衰特性を有
する第一のハイパスフィルタと、前記第二のミキシング
手段の出力に接続され階段状の減衰特性を有する第二の
ハイパスフィルタと、前記第一のハイパスフィルタの出
力信号と前記第二のハイパスフィルタの出力信号とを用
いて復調を行なう復調手段とを備えており、第一のハイ
パスフィルタ及び第二のハイパスフィルタは、それぞれ
遮断周波数の異なる二つのハイパスフィルタを並列に配
置し前記二つのハイパスフィルタの出力を加算する構成
としたものであるため、第一の信号発生手段の発振周波
数が温度などの影響でずれた場合であっても符号列P(t)
を正確に復調できることとなる。

【００２９】さらに本発明の受信装置によれば、第一の
ミキシング手段及び第二のミキシング手段の前段あるい
は後段に設けられ受信信号のレベルを調整するレベル調
整手段と、前記第一のミキシング手段あるいは前記第二
のミキシング手段の後段に設けられ受信信号のレベルを
検出する信号レベル検出手段と、前記信号レベル検出手
段の入力信号が所定のレベル以上にならないよう前記レ
ベル調整手段の利得を制御する制御手段とを有している
ため、弱入力信号から強入力信号まで広範囲の入力レベ
ルに対して正確な復調を行うことができる。

【００３０】また本発明の受信装置は、復調手段の出力
信号の直流オフセットを検出して前記直流オフセットを
零にする方向に信号発生手段の発振周波数を制御する周
波数補正手段を有しているため、直流成分を有するＮＲ
Ｚ信号によるデータ通信においてもアイパターンを劣化
させることがないという効果がある。

【００３１】さらに本発明の受信装置は、復調手段は、
第一のハイパスフィルタの出力に接続される第一のロー
パスフィルタと、第二のハイパスフィルタの出力にに接
続される第二のローパスフィルタを有し、復調手段の出
力信号の直流オフセットを検出して前記直流オフセット
を零にする方向に信号発生手段の発振周波数を制御する
周波数補正手段を有し、前記第一のローパスフィルタ及
び前記第二のローパスフィルタは前記信号発生手段の発
振周波数が制御された後に通過帯域幅を狭くする帯域可
変型フィルターという構成を有しているため、Ｓ／Ｎを
改善できるという効果がある。

【００３２】さらに本発明の受信装置は、復調手段の出
力に生じるパルス状の雑音を除去する雑音除去手段を有
しているため、イグニッションノイズ等のパルス性雑音
を除去できるという効果がある。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の一実施例における受信装置のブロック
図

【図２】同装置におけるハイパスフィルタの特性図

【図３】同装置における各出力端子の信号波形図

【図４】同装置における復調手段のブロック図

【図５】従来の受信装置のブロック図

【図６】同装置における各出力端子の信号波形図

【符号の説明】

１アンテナ２高周波増幅手段３第一の信号発生手段４９０゜位相シフター５第一のミキシング手段７第二のミキシング手段９復調手段１４第一のハイパスフィルタ１５第二のハイパスフィルタ２０雑音除去手段２１第三のローパスフィルタ２２周波数補正手段２３レベル検出手段２４制御手段２５レベル調整手段

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】受信すべき搬送波信号周波数に近い周波数
の信号を出力する信号発生手段と、前記信号発生手段か
らの信号と受信信号との差の周波数となる信号を取り出
す第一のミキシング手段と、前記信号発生手段からの信
号を位相シフトした信号と前記受信信号との差の周波数
となる信号を取り出す第二のミキシング手段と、前記第
一のミキシング手段の出力に接続され階段状の減衰特性
を有する第一のハイパスフィルタと、前記第二のミキシ
ング手段の出力に接続され階段状の減衰特性を有する第
二のハイパスフィルタと、前記第一のハイパスフィルタ
の出力信号と前記第二のハイパスフィルタの出力信号と
を用いて復調を行なう復調手段とで構成された受信装
置。
【請求項２】第一のハイパスフィルタ及び第二のハイパ
スフィルタは、それぞれ遮断周波数の異なる二つのハイ
パスフィルタを並列に配置し前記二つのハイパスフィル
タの出力を加算する構成とした請求項１記載の受信装
置。
【請求項３】復調手段は、第二の信号発生手段と、時間
的に連続した矩形波信号を発生する第二の信号発生手段
と、前記第二の信号発生手段からの矩形波信号により第
一のミキシング手段からの信号をスイッチする第一のス
イッチ手段と、前記第二の信号発生手段からの矩形波信
号を位相シフトした矩形波信号により第二のミキシング
手段からの信号をスイッチする第二のスイッチ手段と、
前記第一のスイッチ手段の出力信号と前記第二のスイッ
チ手段の出力信号とを加算または引算する演算手段と、
前記第一のスイッチ手段及び前記第二のスイッチ手段の
前段あるいは後段に設けられ前記第一及び第二のスイッ
チ手段の出力信号に含まれる前記第一のミキシング手段
からの信号及び第二のミキシング手段からの信号の高調
波成分を減衰させるフィルタと、前記演算手段の出力信
号の周波数に応じた電圧を発生する周波数−電圧変換手
段とで構成され、前記周波数−電圧変換手段の出力電圧
を復調出力とする請求項１記載の受信装置。
【請求項４】第一のミキシング手段及び第二のミキシン
グ手段の前段あるいは後段に設けられ受信信号のレベル
を調整するレベル調整手段と、前記第一のミキシング手
段あるいは前記第二のミキシング手段の後段に設けられ
受信信号のレベルを検出する信号レベル検出手段と、前
記信号レベル検出手段の入力信号が所定のレベル以上に
ならないよう前記レベル調整手段の利得を制御する制御
手段とを有する請求項１記載の受信装置。
【請求項５】復調手段の出力信号の直流オフセットを検
出して前記直流オフセットを零にする方向に信号発生手
段の発振周波数を制御する周波数補正手段を有する請求
項１記載の受信装置。
【請求項６】復調手段は、第一のハイパスフィルタの出
力に接続される第一のローパスフィルタと、第二のハイ
パスフィルタの出力に接続される第二のローパスフィル
タを有し、復調手段の出力信号の直流オフセットを検出
して前記直流オフセットを零にする方向に信号発生手段
の発振周波数を制御する周波数補正手段を有し、前記第
一のローパスフィルタ及び前記第二のローパスフィルタ
は前記信号発生手段の発振周波数が制御された後に通過
帯域幅を狭くする帯域可変型フィルターである請求項１
記載の受信装置。
【請求項７】復調手段の出力に生じるパルス状の雑音を
除去する雑音除去手段を有する請求項１記載の受信装
置。