JPS60153660A - 周波数ずれ補正方式 - Google Patents
周波数ずれ補正方式Info
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- JPS60153660A JPS60153660A JP59009476A JP947684A JPS60153660A JP S60153660 A JPS60153660 A JP S60153660A JP 59009476 A JP59009476 A JP 59009476A JP 947684 A JP947684 A JP 947684A JP S60153660 A JPS60153660 A JP S60153660A
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- operational amplifier
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/18—Phase-modulated carrier systems, i.e. using phase-shift keying
- H04L27/22—Demodulator circuits; Receiver circuits
- H04L27/233—Demodulator circuits; Receiver circuits using non-coherent demodulation
- H04L27/2331—Demodulator circuits; Receiver circuits using non-coherent demodulation wherein the received signal is demodulated using one or more delayed versions of itself
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
（技術分野）
本発明はディジタル信号によって位相変調された信号の
復調に適した遅延位相検波回路における周波数ずれの補
正方式に関する。
復調に適した遅延位相検波回路における周波数ずれの補
正方式に関する。
（技術的背景）
近年ディジタル信号の伝送を無線で行なう必要性の要求
から狭帯域な変調方式としてＧＭＳＫ（Ｇａｕｓｓｉａ
ｎ Ｆｉｌｔｅｒ Ｍａｎｉｐｕｌａｔｅｄ Ｍｉｎｉ
ｍｕｍ ＳｈｉｆｔＫｅｙｉｎｇ ）が提案されている
。これはガウスフィルタを通した変調指数０．５の連続
位相変調で、きわめて狭帯域なス被りトラムが得られる
変調方式である。該変調方式で変調された信号を復調す
る方式として、特願昭５８−１ｉ２８０５ｒ遅延位相検
波回路」がある。該復調方式を第１図によって簡単に説
明する。同図においてＧＭＳＫ等のディジタル位相変調
された信号をアンテナ（図示せず）で受信し、ミクサ（
図示せず）で中間周波数に変換し入力端子１に加える。
から狭帯域な変調方式としてＧＭＳＫ（Ｇａｕｓｓｉａ
ｎ Ｆｉｌｔｅｒ Ｍａｎｉｐｕｌａｔｅｄ Ｍｉｎｉ
ｍｕｍ ＳｈｉｆｔＫｅｙｉｎｇ ）が提案されている
。これはガウスフィルタを通した変調指数０．５の連続
位相変調で、きわめて狭帯域なス被りトラムが得られる
変調方式である。該変調方式で変調された信号を復調す
る方式として、特願昭５８−１ｉ２８０５ｒ遅延位相検
波回路」がある。該復調方式を第１図によって簡単に説
明する。同図においてＧＭＳＫ等のディジタル位相変調
された信号をアンテナ（図示せず）で受信し、ミクサ（
図示せず）で中間周波数に変換し入力端子１に加える。
前記信号は帯域通過ろ波器２で帯域外雑音や、隣接妨害
波を除去し、増幅器及びリミッタ３を通シ分周器４で分
周する。該分周器４によって周波数及び位相変調度は１
／ｎ（ｎは２以上の整数）となる。前記分周器４の出力
はエクスクル−シブオア回路５の一方の端子に加えられ
、他方の端子には遅延回路６で一定の遅延、例えば入力
信号のディジタル変調の２ビツトに相当する時間遅延さ
せた信号を加える。エクスクル−シブオア回路５の出力
は低域Ｆ波器７を通してコンノＲレータ８に加えて、予
め設定された値を越えたら、例えば「１」を越えなけれ
ば「０」を出力端子９に出力するようにした復調方式で
ある。該復調方式における低域涙波器７の出力の一例を
第２図に示す。同図のアイパタンはＢｂ−Ｔ−０、２”
５’のＧＭＳＫを受信し、遅延回路６の遅延時間を入力
ディジタル信号の２ピントに相当する時間に選んだ場合
を示す。但しＢｂは変調の際に使用する、ガウスフィル
タの帯域幅、Ｔはディジタル信号のビットレートの逆数
である。第２図のアイパタンの横軸は時間経過を示し、
Ｔは１ビツト相当の時間を示す。前記アイパタンは先行
の２ビツトによって、第３図（ａ）、（ｂ）、（Ｃ）、
（ｄ）に示すように４つに分類できる。（、）は時刻０
−Ｔ、Ｔ〜２Ｔのときのビット（以下先行ビットと称す
る）が１，１のときを示し、時刻３ＴにおいてＬ＆で示
したレベルを越えているときは時刻２Ｔ〜３Ｔのビット
（以下現在ビットと称する）が１であると判定し、Ｌａ
を越えないときは０であると判定する。同様に（ｂ）は
先行ビットが０．１の場合を示し、判定レベルはＬｂで
ある。（ｃ）は先行ビットが１，０で判定レベルがしい
（ｄ）は先行ビットが０，０で判定レベルがＬｄである
。このように先行ビットに対応して、判定レベルを決定
すれば極めて、効率の良い検波を行なうことができる。
波を除去し、増幅器及びリミッタ３を通シ分周器４で分
周する。該分周器４によって周波数及び位相変調度は１
／ｎ（ｎは２以上の整数）となる。前記分周器４の出力
はエクスクル−シブオア回路５の一方の端子に加えられ
、他方の端子には遅延回路６で一定の遅延、例えば入力
信号のディジタル変調の２ビツトに相当する時間遅延さ
せた信号を加える。エクスクル−シブオア回路５の出力
は低域Ｆ波器７を通してコンノＲレータ８に加えて、予
め設定された値を越えたら、例えば「１」を越えなけれ
ば「０」を出力端子９に出力するようにした復調方式で
ある。該復調方式における低域涙波器７の出力の一例を
第２図に示す。同図のアイパタンはＢｂ−Ｔ−０、２”
５’のＧＭＳＫを受信し、遅延回路６の遅延時間を入力
ディジタル信号の２ピントに相当する時間に選んだ場合
を示す。但しＢｂは変調の際に使用する、ガウスフィル
タの帯域幅、Ｔはディジタル信号のビットレートの逆数
である。第２図のアイパタンの横軸は時間経過を示し、
Ｔは１ビツト相当の時間を示す。前記アイパタンは先行
の２ビツトによって、第３図（ａ）、（ｂ）、（Ｃ）、
（ｄ）に示すように４つに分類できる。（、）は時刻０
−Ｔ、Ｔ〜２Ｔのときのビット（以下先行ビットと称す
る）が１，１のときを示し、時刻３ＴにおいてＬ＆で示
したレベルを越えているときは時刻２Ｔ〜３Ｔのビット
（以下現在ビットと称する）が１であると判定し、Ｌａ
を越えないときは０であると判定する。同様に（ｂ）は
先行ビットが０．１の場合を示し、判定レベルはＬｂで
ある。（ｃ）は先行ビットが１，０で判定レベルがしい
（ｄ）は先行ビットが０，０で判定レベルがＬｄである
。このように先行ビットに対応して、判定レベルを決定
すれば極めて、効率の良い検波を行なうことができる。
ところで送信周波数と、受信周波数が一致しておれば問
題は無いが温度変化等の影響で前記周波数がずれると第
２図に示す中心値Ａが周波数ずれの方向に従って上又は
下に移動し、アイノやタン全体も上又は下にずれる。し
かしアイノ々タンの形状及び幅は変化が無い。これを一
般式で示すと次のようになる。ディジタル信号で変調さ
れた信号をＩ（ｔ） ＝ ｓｉｎ （（ω。十Δω）を
十〇（ｔ）） ・・・（１）と表わす。ここでω。は搬
送波の角周波数、Δωは送信機、受信機間の角周波数の
ずれ、θ（１）はディジタル信号による位相変調である
。（１）式はＩ（ｔ）＝ｓＩｎ（ωｃｔ＋（Δωｔ＋θ
（ｔ） ） １ ”１２）と書きなおすことができる。
題は無いが温度変化等の影響で前記周波数がずれると第
２図に示す中心値Ａが周波数ずれの方向に従って上又は
下に移動し、アイノやタン全体も上又は下にずれる。し
かしアイノ々タンの形状及び幅は変化が無い。これを一
般式で示すと次のようになる。ディジタル信号で変調さ
れた信号をＩ（ｔ） ＝ ｓｉｎ （（ω。十Δω）を
十〇（ｔ）） ・・・（１）と表わす。ここでω。は搬
送波の角周波数、Δωは送信機、受信機間の角周波数の
ずれ、θ（１）はディジタル信号による位相変調である
。（１）式はＩ（ｔ）＝ｓＩｎ（ωｃｔ＋（Δωｔ＋θ
（ｔ） ） １ ”１２）と書きなおすことができる。
（２）式から位相ψ（１）をψ（ｔ）＝Δωを十〇（ｔ
’） ・・・（３）と書けば、時刻ｔ２とｔｌの時の位
相はそれぞれψ（ｔ２） ＝Δωｔ２＋θ（ｔ２） ・
・・（４）甑い）：Δωｔ１＋θ（ｔｌ） ・・・（５
）となる。Ｄを遅延回路の遅延時間とし、ｔ２．− ｔ
１＝Ｄとすれば遅延位相検波回路の出力Ｖ。ｕｔはＶｏ
ｕｔ ”ψ（ｔ２）−ψ（ｔｌ） ＝Δωｔ２＋θ（ｔ２）−Δωｔ１−θ（ｔｌ）＝（Δ
ω（ｔ２−ｔｌ））＋（θ（ｔ２）−〇（ｔｌ）） −
（６）となる。（６）式の第１項は送信機、受信機間の
角周波数のずれによる出力でΔωが決まれば一定であシ
、第２項はディジタル位相変調による出力である。
’） ・・・（３）と書けば、時刻ｔ２とｔｌの時の位
相はそれぞれψ（ｔ２） ＝Δωｔ２＋θ（ｔ２） ・
・・（４）甑い）：Δωｔ１＋θ（ｔｌ） ・・・（５
）となる。Ｄを遅延回路の遅延時間とし、ｔ２．− ｔ
１＝Ｄとすれば遅延位相検波回路の出力Ｖ。ｕｔはＶｏ
ｕｔ ”ψ（ｔ２）−ψ（ｔｌ） ＝Δωｔ２＋θ（ｔ２）−Δωｔ１−θ（ｔｌ）＝（Δ
ω（ｔ２−ｔｌ））＋（θ（ｔ２）−〇（ｔｌ）） −
（６）となる。（６）式の第１項は送信機、受信機間の
角周波数のずれによる出力でΔωが決まれば一定であシ
、第２項はディジタル位相変調による出力である。
即ち出力アイノ４タンは送信機、受信機の周波数にずれ
があると、該ずれに応じて、形状はそのままで、上また
は下にずれることになる。アイノ４タンが上又は下にず
れると第３図で示した判定レベルＬＢ ％ Ｌｂ ＸＬ
ｃ ％ Ｌｄの相対的な位置もずれて正しい判定ができ
なく表る。
があると、該ずれに応じて、形状はそのままで、上また
は下にずれることになる。アイノ４タンが上又は下にず
れると第３図で示した判定レベルＬＢ ％ Ｌｂ ＸＬ
ｃ ％ Ｌｄの相対的な位置もずれて正しい判定ができ
なく表る。
第４図はビットレートが１６−ｋｂ／ｓの場合の−例で
、横軸は送信周波数と、受信周波数のずれを示し、縦軸
はビット誤り ”＄ ＢＥＲである。周波数がずれると
第４図の曲線（ａ）に示す如く誤り率が非常に悪くなる
という欠点がある。
、横軸は送信周波数と、受信周波数のずれを示し、縦軸
はビット誤り ”＄ ＢＥＲである。周波数がずれると
第４図の曲線（ａ）に示す如く誤り率が非常に悪くなる
という欠点がある。
（発明の目的）
本発明はかかる欠点に鑑みなされたもので、送信周波数
と受信周波数の周波数ずれを防止することによって誤り
率が悪くなるのを防ぐものである。
と受信周波数の周波数ずれを防止することによって誤り
率が悪くなるのを防ぐものである。
（発明の構成）
本発明は、（１）ディジタル信号によって位相変調され
た信号の復調に用いる遅延位相検波方式において、遅延
位相検波回路の出力端に演算増幅器を接続し、該演算増
幅器の出力によって周波数のずれを検出するずれ検出手
段と、該ずれ検出手段の出力を低域ろ波器を介して前記
演算増幅器のレファレンス電圧とすることを特徴とし、
また（２）ディジタル信号によって位相変調された信号
の復調に用いる遅延位相検波方式において、遅延位相検
波回路の出力によって周波数のずれを検出するずれ検出
手段と、前記遅延位相検波回路の出力がずれ検出手段の
上限値及び下限値の範囲を越えたときに、低域ヂ波器を
介して局部発振周波数を制御することを特徴とする。
た信号の復調に用いる遅延位相検波方式において、遅延
位相検波回路の出力端に演算増幅器を接続し、該演算増
幅器の出力によって周波数のずれを検出するずれ検出手
段と、該ずれ検出手段の出力を低域ろ波器を介して前記
演算増幅器のレファレンス電圧とすることを特徴とし、
また（２）ディジタル信号によって位相変調された信号
の復調に用いる遅延位相検波方式において、遅延位相検
波回路の出力によって周波数のずれを検出するずれ検出
手段と、前記遅延位相検波回路の出力がずれ検出手段の
上限値及び下限値の範囲を越えたときに、低域ヂ波器を
介して局部発振周波数を制御することを特徴とする。
以下、図面に基づいて本発明の実施例を詳細に説明する
。
。
（実施例）
第５図は本発明に係る一実施例である。同図において１
０は演算増幅器、１１はコンパレータ、１２は低域Ｐ波
器、第１図と同一符号のものは同一または均等部分を示
す。低域沢波器１２の出力を演算増幅器１０のレファレ
ンス電圧として使用し、コンパレータ１１は比較回路を
２回路持つコンパレータであり、第２図に示すアイパタ
ンの最大電圧ＢＵ及び最低電圧ＢＬを比較電圧とする。
０は演算増幅器、１１はコンパレータ、１２は低域Ｐ波
器、第１図と同一符号のものは同一または均等部分を示
す。低域沢波器１２の出力を演算増幅器１０のレファレ
ンス電圧として使用し、コンパレータ１１は比較回路を
２回路持つコンパレータであり、第２図に示すアイパタ
ンの最大電圧ＢＵ及び最低電圧ＢＬを比較電圧とする。
送信周波数と、受信周波数がずれてアイ・ぐタンの最大
電圧値が予め決められた最大電圧ＢＵ’を越えたら、例
えば正の電圧をコンパレータ１１から出力する。
電圧値が予め決められた最大電圧ＢＵ’を越えたら、例
えば正の電圧をコンパレータ１１から出力する。
また逆にアイ・ぐ夕／の最低電圧値が予め決められた最
低電圧ＢＬよシ低くなったら、例えば負の電圧をコンパ
レータ１１から出力する。第６図に演算増幅器１０の構
成の一例を示す。低域Ｆ波器７の出力は入力端子１３に
接続され、抵抗１５を通して演算増幅器１７０反転入力
端子に接続する。入力端子１４は、非反転入力端子で低
域Ｆ波器１２を通してコンパレータ１１の出力を加える
。演算増幅器１７の出力端子と反転入力との間には抵抗
１６を接続する。抵抗１５と、抵抗１６の値を例えば等
しくすると入力端子１３と出力端子１８との間の関係は
振幅が同じで極性が反転したものとなる。端子１８は演
算増幅器１０の出力端子である。演算増幅器の構成をこ
のようにすれば、低域ろ波器７の出力が周波数ずれによ
り、例えばプラス側にずれたときに（このとき演算増幅
器１０の出力はマイナス側にずれる）低域Ｆ波器１２を
通したコンパレータ１１の出力がプラスになるような極
性にすることによって、即ち閉ループを形成する演算増
幅器１０の出力は正しい値に補正され、第３図（ａ）、
（ｂ）、（ｃ）、（ｄ）の比較レベルＬａ、Ｉ４）。
低電圧ＢＬよシ低くなったら、例えば負の電圧をコンパ
レータ１１から出力する。第６図に演算増幅器１０の構
成の一例を示す。低域Ｆ波器７の出力は入力端子１３に
接続され、抵抗１５を通して演算増幅器１７０反転入力
端子に接続する。入力端子１４は、非反転入力端子で低
域Ｆ波器１２を通してコンパレータ１１の出力を加える
。演算増幅器１７の出力端子と反転入力との間には抵抗
１６を接続する。抵抗１５と、抵抗１６の値を例えば等
しくすると入力端子１３と出力端子１８との間の関係は
振幅が同じで極性が反転したものとなる。端子１８は演
算増幅器１０の出力端子である。演算増幅器の構成をこ
のようにすれば、低域ろ波器７の出力が周波数ずれによ
り、例えばプラス側にずれたときに（このとき演算増幅
器１０の出力はマイナス側にずれる）低域Ｆ波器１２を
通したコンパレータ１１の出力がプラスになるような極
性にすることによって、即ち閉ループを形成する演算増
幅器１０の出力は正しい値に補正され、第３図（ａ）、
（ｂ）、（ｃ）、（ｄ）の比較レベルＬａ、Ｉ４）。
ＬｃＳＬｄの相対値がずれることなく、第４図の（ｂ）
に示したように周波数ずれに対するビット誤シ率ＢＥＲ
が大幅に改善される。
に示したように周波数ずれに対するビット誤シ率ＢＥＲ
が大幅に改善される。
以上説明したように第１の実施例では送信周波数と、受
信周波数のずれにもと′づく比較レベルの相対値のずれ
が補正され誤シ率の劣化が防止できる。更に本発明では
、低域ｐ波器７の出力アイパタンの平均値を使わず、最
大値及び最小値に着目じているので入力信号の１，０の
比率のアンパーランスにもとづく制御誤差も発生しない
ので、低域ろ波器１２の時定数を短かくすることができ
るため、追随性の良い方式とすることができる。
信周波数のずれにもと′づく比較レベルの相対値のずれ
が補正され誤シ率の劣化が防止できる。更に本発明では
、低域ｐ波器７の出力アイパタンの平均値を使わず、最
大値及び最小値に着目じているので入力信号の１，０の
比率のアンパーランスにもとづく制御誤差も発生しない
ので、低域ろ波器１２の時定数を短かくすることができ
るため、追随性の良い方式とすることができる。
次に第７図に示す第２の実施例について説明する。同図
において１９は検出回路で、電波を受信したかどうかを
検出する、２０は遅延時間を与えるタイマで検出回路１
９で電波を受信したという信号が出ても、一定時間（例
えば２０ミリ秒）だけ信号を遅延させる、２１はコンパ
レータで第５図に示すコンパレータ１ノと同様な働きを
するものであるが、比較電圧を切換えるようになってお
シ、電波が受信されてから一定時間（前記タイマが遅延
させている時間）は第２図に示す最大電圧ＢＵ及び最低
電圧ＢＬよりも内側の電圧を比較電圧とし、その後は最
大電圧Ｂｔｔ及び最低電圧ＢＬを比較電圧とする。次に
比較電圧を切換える理由について説明する。無線による
ディノタル信号を受信するには、まず信号のクロックを
再成しなければならない。クロック可成をなるべくすみ
やかに確立させるために送信側では、送信機を起動して
送信を開始したときに一定時間（例えば３０ミリ秒）ク
ロック可成しやすい信号（これをビット同期信号といい
、例えば１１００１１００の連続）を送出する。
において１９は検出回路で、電波を受信したかどうかを
検出する、２０は遅延時間を与えるタイマで検出回路１
９で電波を受信したという信号が出ても、一定時間（例
えば２０ミリ秒）だけ信号を遅延させる、２１はコンパ
レータで第５図に示すコンパレータ１ノと同様な働きを
するものであるが、比較電圧を切換えるようになってお
シ、電波が受信されてから一定時間（前記タイマが遅延
させている時間）は第２図に示す最大電圧ＢＵ及び最低
電圧ＢＬよりも内側の電圧を比較電圧とし、その後は最
大電圧Ｂｔｔ及び最低電圧ＢＬを比較電圧とする。次に
比較電圧を切換える理由について説明する。無線による
ディノタル信号を受信するには、まず信号のクロックを
再成しなければならない。クロック可成をなるべくすみ
やかに確立させるために送信側では、送信機を起動して
送信を開始したときに一定時間（例えば３０ミリ秒）ク
ロック可成しやすい信号（これをビット同期信号といい
、例えば１１００１１００の連続）を送出する。
しかる後にフレーム同期信号を送り、その後で盛運なデ
ータを送出すると言う平頭をとる。ビット同期信号が送
られているときのアイ・ぐタンを第８図（ａ）に示す。
ータを送出すると言う平頭をとる。ビット同期信号が送
られているときのアイ・ぐタンを第８図（ａ）に示す。
このアイノソタンは１１００１１００の連続という特殊
な符号の組合せのため、最大電圧Ｂｕ又は最低電圧ＢＬ
には到達しない。従って第５図のコンパレータ１１のよ
うに最大電圧Ｂｕ及び最低電圧ＢＬを比較電圧とする方
式では第８図（ｂ）のように周波数ずれによって、アイ
ノＲタンが片寄っていてもそれを検出できないから補正
することができない。そこで第８図（ａ）の電圧値ＰＵ
及びＰＬを比較電圧とすれば第８図（ｂ）に示す周波数
ずれはすぐに検出できるから補正が可能となる。しかし
ビット同期の期間が過ぎて、フレーム同期信号又はデー
タの期間になったときには、第２図に示すアイバタンと
なるので、比較電圧を電圧値Ｐｕ及びＰＬのままにして
おくと符号の１，０のアンバランスによる片寄シのため
、正しい補正ができガくなる。そこでビット同期の期間
が過ぎたら、比較電圧を電圧値Ｐｕ ｙ ＰＬから最大
電圧ＢＵ を最低電圧ＢＬに切換える。この様にすれば
、ビット同期の期間にすみやかに周波数ずれの補正を行
なうことができ、フレーム同期、データ信号の期間は悪
影響を与えないで、周波数ずれの補正を行なうことがで
きる。尚前述第２の実施例において受信電波が受信され
てから一定時間比較電圧を電圧ＰＵ％ＰＬにするだけで
なく、低域ｐ波器１２の遮断周波数を上げ（時定数を短
くすることに相当する）ることも、周波数ずれの補正を
すみやかに行なううえで有効である。
な符号の組合せのため、最大電圧Ｂｕ又は最低電圧ＢＬ
には到達しない。従って第５図のコンパレータ１１のよ
うに最大電圧Ｂｕ及び最低電圧ＢＬを比較電圧とする方
式では第８図（ｂ）のように周波数ずれによって、アイ
ノＲタンが片寄っていてもそれを検出できないから補正
することができない。そこで第８図（ａ）の電圧値ＰＵ
及びＰＬを比較電圧とすれば第８図（ｂ）に示す周波数
ずれはすぐに検出できるから補正が可能となる。しかし
ビット同期の期間が過ぎて、フレーム同期信号又はデー
タの期間になったときには、第２図に示すアイバタンと
なるので、比較電圧を電圧値Ｐｕ及びＰＬのままにして
おくと符号の１，０のアンバランスによる片寄シのため
、正しい補正ができガくなる。そこでビット同期の期間
が過ぎたら、比較電圧を電圧値Ｐｕ ｙ ＰＬから最大
電圧ＢＵ を最低電圧ＢＬに切換える。この様にすれば
、ビット同期の期間にすみやかに周波数ずれの補正を行
なうことができ、フレーム同期、データ信号の期間は悪
影響を与えないで、周波数ずれの補正を行なうことがで
きる。尚前述第２の実施例において受信電波が受信され
てから一定時間比較電圧を電圧ＰＵ％ＰＬにするだけで
なく、低域ｐ波器１２の遮断周波数を上げ（時定数を短
くすることに相当する）ることも、周波数ずれの補正を
すみやかに行なううえで有効である。
以上第１、第２の実施例の説明を行なったが、周波数ず
れの補正は、受信機の局部発振の周波数を制御しても同
様に可能であり、この方式を第９図に示す。第９図に示
す実施例は、アンテナ（図示せず）で受信した信号と局
部発振器２３の出力をミクサ２２で混合して中間周波数
に変換し、この中間周波数を制御することによって周波
数のずれを補正するものである。即ち遅延位相検波回路
の出力をコンツクレータ２１と低域ｒ波器１２を通して
局部発振器２３に加え、該局部発振器２３を制御する。
れの補正は、受信機の局部発振の周波数を制御しても同
様に可能であり、この方式を第９図に示す。第９図に示
す実施例は、アンテナ（図示せず）で受信した信号と局
部発振器２３の出力をミクサ２２で混合して中間周波数
に変換し、この中間周波数を制御することによって周波
数のずれを補正するものである。即ち遅延位相検波回路
の出力をコンツクレータ２１と低域ｒ波器１２を通して
局部発振器２３に加え、該局部発振器２３を制御する。
従って中間周波数が制御されることになる。
との方式は演算増幅器１０を用いずに遅延位相検波回路
の出力によって局部発振器２３を制御するものであるか
ら第７図に示す実施例同様に周波数ずれの補正をすみや
かに行なうことができる。
の出力によって局部発振器２３を制御するものであるか
ら第７図に示す実施例同様に周波数ずれの補正をすみや
かに行なうことができる。
（発明の効果）
以上説明した如く本発明は周波数ずれの補正を行なうこ
とによって誤り率を改善すると共にすみやかな周波数補
正が可能である。従って過酷な環境条件のため送信、受
信の周波数がずれやすく、かつ短時間に送信、受信をく
シがえすディジタル移動無線方式に用いて有効である。
とによって誤り率を改善すると共にすみやかな周波数補
正が可能である。従って過酷な環境条件のため送信、受
信の周波数がずれやすく、かつ短時間に送信、受信をく
シがえすディジタル移動無線方式に用いて有効である。
第１図は従来の遅延位相検波回路、第２図は従来の遅延
位相検波回路の出方アイ・ぐタン図、第３図は出力アイ
・ぐタンの分類図、第４図は周波数すれとピットエラー
レートを示す図、第５図は本発明に係る周波数ずれ補正
方式のブロック図、第６図は演算増幅器の回路図、第７
図は本発明に係る第２の実施例のブロック図、第８図（
ａ）はビット同１０．１７・・・演算増幅器、１１．２
１・・・コア ｉ４レータ、１２・・・低域Ｆ波器、１
５．１６・・・抵抗、１９・・・検出回路、２ｏ・・・
タイマ、２２・・・ミクサ、２３・・・局部発振器。 第１図 す 第２図 ＯＴ ２７ ３Ｔ 第３図 （Ｑｌ （ｂ＋ （ｄ ） （Ｃ） 手続補正書（師） １ 事件の表示 昭和５９年 特 許 願第００９４７６号２、発明の名
称 周波数ずれ補正方式 ３ 補正をする者 事件との関係 特許出願人 ６、補正の内容 別紙のとおシ「特許請求の範囲」の欄
を特徴する 特許請求の範囲 （１） ディジタル信号によって位相変調された信号の
復調に用いる遅延位相検波方式において、遅延位相検波
回路の出力端に演算増幅器を接続し、該演算増幅器の出
力によって周波数のずれを検出するずれ検出手段と、該
ずれ検出手段の出力を低域Ｆ波器を介して前記演算増幅
器のレファレンス電圧とすることを特徴とした周波数ず
れ補正方式。 （２）演算増幅器の出力が、ずれ検出手段に予め設定さ
れた上限値及び下限値の範囲を越えたときに低域Ｐ波器
を介して演算増幅器のレファレンス電圧を制御すること
を特徴とする特許請求の範囲第１項記載の周波数ずれ補
正方式。 （３）ずれ検出手段の比較値を、信号受信時から一定時
間内は最大値及び最小値の範囲より狭い範囲を比較値と
し、前記一定時間経過後は最大値及び最小値を比較値と
することを特徴とする特許請求の範囲第１項記載の周波
数ずれ補正方式。 （４） ディジタル信号によって位相変調された信号の
復調に用いる遅延位相検波方式において、遅延位相検波
回路の出力によって周波数のずれを検出するずれ検出手
段と、前記遅延位相検波回路の出力がずれ検出手段の上
限値及び下限値の範囲を越えたときに、低域ｒ波器を介
して局部発振周波数を制御することを特徴とした周波数
ずれ補正方式。 （５）ずれ検出手段の比較値を信号受信時から一定時間
内は最大値及び最小値の範囲よシ狭い範囲を比較値とし
、前記一定時間経過後は最大値及び最小値を比較値とす
ることを特徴とする特許請求の範囲第４項記載の周波数
ずれ補正方式。
位相検波回路の出方アイ・ぐタン図、第３図は出力アイ
・ぐタンの分類図、第４図は周波数すれとピットエラー
レートを示す図、第５図は本発明に係る周波数ずれ補正
方式のブロック図、第６図は演算増幅器の回路図、第７
図は本発明に係る第２の実施例のブロック図、第８図（
ａ）はビット同１０．１７・・・演算増幅器、１１．２
１・・・コア ｉ４レータ、１２・・・低域Ｆ波器、１
５．１６・・・抵抗、１９・・・検出回路、２ｏ・・・
タイマ、２２・・・ミクサ、２３・・・局部発振器。 第１図 す 第２図 ＯＴ ２７ ３Ｔ 第３図 （Ｑｌ （ｂ＋ （ｄ ） （Ｃ） 手続補正書（師） １ 事件の表示 昭和５９年 特 許 願第００９４７６号２、発明の名
称 周波数ずれ補正方式 ３ 補正をする者 事件との関係 特許出願人 ６、補正の内容 別紙のとおシ「特許請求の範囲」の欄
を特徴する 特許請求の範囲 （１） ディジタル信号によって位相変調された信号の
復調に用いる遅延位相検波方式において、遅延位相検波
回路の出力端に演算増幅器を接続し、該演算増幅器の出
力によって周波数のずれを検出するずれ検出手段と、該
ずれ検出手段の出力を低域Ｆ波器を介して前記演算増幅
器のレファレンス電圧とすることを特徴とした周波数ず
れ補正方式。 （２）演算増幅器の出力が、ずれ検出手段に予め設定さ
れた上限値及び下限値の範囲を越えたときに低域Ｐ波器
を介して演算増幅器のレファレンス電圧を制御すること
を特徴とする特許請求の範囲第１項記載の周波数ずれ補
正方式。 （３）ずれ検出手段の比較値を、信号受信時から一定時
間内は最大値及び最小値の範囲より狭い範囲を比較値と
し、前記一定時間経過後は最大値及び最小値を比較値と
することを特徴とする特許請求の範囲第１項記載の周波
数ずれ補正方式。 （４） ディジタル信号によって位相変調された信号の
復調に用いる遅延位相検波方式において、遅延位相検波
回路の出力によって周波数のずれを検出するずれ検出手
段と、前記遅延位相検波回路の出力がずれ検出手段の上
限値及び下限値の範囲を越えたときに、低域ｒ波器を介
して局部発振周波数を制御することを特徴とした周波数
ずれ補正方式。 （５）ずれ検出手段の比較値を信号受信時から一定時間
内は最大値及び最小値の範囲よシ狭い範囲を比較値とし
、前記一定時間経過後は最大値及び最小値を比較値とす
ることを特徴とする特許請求の範囲第４項記載の周波数
ずれ補正方式。
Claims (5)
- （１） ディジタル信号によって位相変調された信号の
復調に用いる遅延位相検波方式において、遅延位相検波
回路の出力端に演算増幅器を接続し、該演算増幅器の出
力によって周波数のずれを検出するずれ検出手段と、該
ずれ検出手段の出力を低域Ｐ波器を介して前記演算増幅
器のレファレンス電圧とすることを特徴とした周波数ず
れ補正方式。 - （２）演算増幅器の出力が、ずれ検出手段に予め設定さ
れた上限値及び下限値の範囲を越えたときに低域Ｆ波器
を介して演算増幅器のレファレンス電圧を制御すること
を特徴とする特許請求の範囲第１項記載の周波数ずれ補
正方式。 - （３）ずれ検出手段の比較値を、信号受信時から一定時
間内は最大値及び最小値の範囲よシ狭い範囲を比較値と
し、前記一定時間経過後は最大値及び最小値を比較値と
することを特徴とする特許請求の範囲第１記載の周波数
ずれ補正方式。 - （４）ディジタル信号によって位相変調された信号の復
調に用いる遅延位相検波方式において、遅延位相検波回
路の出力によって周波数のずれを検出するずれ検出手段
と、前記遅延位相検波回路の出力がずれ検出手段の上限
値及び下限値の範囲を越えたときに、低域Ｆ波器を介し
て局部１発振周波数を制御することを特徴とした周波数
ずれ補正方式。 - （５）ずれ検出手段の比較値を信号受信時から一定時間
内は最大値及び最大値の範囲よシ狭い範囲を比較値とし
、前記一定時間経過後は最大値及び最小値を比較値とす
ることを特徴とする特許請求の範囲第４項記載の周波数
ずれ補正方式。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59009476A JPH0657020B2 (ja) | 1984-01-24 | 1984-01-24 | 周波数ずれ補正方式 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59009476A JPH0657020B2 (ja) | 1984-01-24 | 1984-01-24 | 周波数ずれ補正方式 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS60153660A true JPS60153660A (ja) | 1985-08-13 |
| JPH0657020B2 JPH0657020B2 (ja) | 1994-07-27 |
Family
ID=11721304
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP59009476A Expired - Lifetime JPH0657020B2 (ja) | 1984-01-24 | 1984-01-24 | 周波数ずれ補正方式 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0657020B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS62217733A (ja) * | 1986-03-19 | 1987-09-25 | Oki Electric Ind Co Ltd | デ−タ伝送装置における自動利得制御回路 |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS59257A (ja) * | 1982-06-25 | 1984-01-05 | Pioneer Electronic Corp | デイジタル変調信号読取装置 |
-
1984
- 1984-01-24 JP JP59009476A patent/JPH0657020B2/ja not_active Expired - Lifetime
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS59257A (ja) * | 1982-06-25 | 1984-01-05 | Pioneer Electronic Corp | デイジタル変調信号読取装置 |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS62217733A (ja) * | 1986-03-19 | 1987-09-25 | Oki Electric Ind Co Ltd | デ−タ伝送装置における自動利得制御回路 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0657020B2 (ja) | 1994-07-27 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| EXPY | Cancellation because of completion of term |