JPH0657020B2 - 周波数ずれ補正方式 - Google Patents
周波数ずれ補正方式Info
- Publication number
- JPH0657020B2 JPH0657020B2 JP59009476A JP947684A JPH0657020B2 JP H0657020 B2 JPH0657020 B2 JP H0657020B2 JP 59009476 A JP59009476 A JP 59009476A JP 947684 A JP947684 A JP 947684A JP H0657020 B2 JPH0657020 B2 JP H0657020B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- output
- maximum value
- minimum value
- voltage
- reference voltage
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Lifetime
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/18—Phase-modulated carrier systems, i.e. using phase-shift keying
- H04L27/22—Demodulator circuits; Receiver circuits
- H04L27/233—Demodulator circuits; Receiver circuits using non-coherent demodulation
- H04L27/2331—Demodulator circuits; Receiver circuits using non-coherent demodulation wherein the received signal is demodulated using one or more delayed versions of itself
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 （技術分野） 本発明はデイジタル信号によって位相変調された信号の
復調に適した遅延位相検波回路における周波数ずれの補
正方式に関する。
復調に適した遅延位相検波回路における周波数ずれの補
正方式に関する。
（技術的背景） 近年デイジタル信号の伝送を無線で行なう必要性の要求
から狭帯域な変調としてＧＭＳＫ（Gaussian Filter Ma
nipulated Minimum Shift Keying）が提案されている。
これはガウスフイルタを通した変調指数0.5の連続位相
変調で、きわめて狭帯域なスペクトラムが得られる変調
方式である。該変調方式で変調された信号を復調する方
式として、特願昭58-112805「遅延位相検波回路」があ
る。該復調方式を第１図によって簡単に説明する。同図
においてＧＭＳＫ等のデイジタル位相変調された信号を
アンテナ（図示せず）で受信し、ミクサ（図示せず）で
中間周波数に変調し入力端子１に加える。前記信号は帯
域通過ろ波器２で帯域外雑音や、隣接妨害波を除去し、
増幅器及びリミッタ３を通り分周器４で分周する。該分
周器４によって周波数及び位相変調度は１／ｎ（ｎは２
以上の整数）となる。前記分周器４の出力はエクスクル
ーシブオア回路５の一方の端子に加えられ、他方の端子
には遅延回路６で一定の遅延、例えば入力信号のデイジ
タル変調の２ビットに相当する時間遅延させた信号を加
える。エクスクルーシブオア回路５の出力は低域ろ波器
７を通してコンパレータ８に加えて、予め設定された値
を越えたら、例えば「１」を越えなければ「０」を出力
端子９に出力するようにした復調方式である。該復調方
式における低域ろ波器７の出力の一例を第２図に示す。
同図のアイパタンはＢｂ・Ｔ＝0.25のＧＭＳＫを受信
し、遅延回路６の遅延時間を入力デイジタル信号の２ビ
ットに相当する時間に選んだ場合を示す。但し、Ｂｂは
変調の際に使用するガウスフイルタの帯域幅、Ｔはデイ
ジタル信号のビットレートの逆数である。第２図のアイ
パタンの横軸は時間経過を示し、Ｔは１ビット相当の時
間を示す。前記アイパタンは先行の２ビットによって、
第３図（ａ）、（ｂ）、（ｃ）、（ｄ）に示すように４
つの分類できる。（ａ）は時刻０〜Ｔ、Ｔ〜２Ｔのとき
のビット（以下先行ビットと称する）が１、１のときを
示し、時刻３ＴにおいてＬａで示したレベルを越えてい
るときは時刻２Ｔ〜３ＴにおいてＬａで示したレベルを
越えているときは時刻２Ｔ〜３Ｔのビット（以下現在ビ
ットと称する）が１であると判定し、Ｌａを越えないと
きは０であると判定する。同様に（ｂ）は先行ビットが
０、１の場合を示し、判定レベルはＬｂである。（ｃ）
は先行ビットが１、０で判定レベルがＬｃ、（ｄ）は先
行ビットが０、０で判定レベルがＬｄである。このよう
に先行ビットに対応して、判定レベルを決定すれば極め
て、効率の良い検波を行なうことができる。
から狭帯域な変調としてＧＭＳＫ（Gaussian Filter Ma
nipulated Minimum Shift Keying）が提案されている。
これはガウスフイルタを通した変調指数0.5の連続位相
変調で、きわめて狭帯域なスペクトラムが得られる変調
方式である。該変調方式で変調された信号を復調する方
式として、特願昭58-112805「遅延位相検波回路」があ
る。該復調方式を第１図によって簡単に説明する。同図
においてＧＭＳＫ等のデイジタル位相変調された信号を
アンテナ（図示せず）で受信し、ミクサ（図示せず）で
中間周波数に変調し入力端子１に加える。前記信号は帯
域通過ろ波器２で帯域外雑音や、隣接妨害波を除去し、
増幅器及びリミッタ３を通り分周器４で分周する。該分
周器４によって周波数及び位相変調度は１／ｎ（ｎは２
以上の整数）となる。前記分周器４の出力はエクスクル
ーシブオア回路５の一方の端子に加えられ、他方の端子
には遅延回路６で一定の遅延、例えば入力信号のデイジ
タル変調の２ビットに相当する時間遅延させた信号を加
える。エクスクルーシブオア回路５の出力は低域ろ波器
７を通してコンパレータ８に加えて、予め設定された値
を越えたら、例えば「１」を越えなければ「０」を出力
端子９に出力するようにした復調方式である。該復調方
式における低域ろ波器７の出力の一例を第２図に示す。
同図のアイパタンはＢｂ・Ｔ＝0.25のＧＭＳＫを受信
し、遅延回路６の遅延時間を入力デイジタル信号の２ビ
ットに相当する時間に選んだ場合を示す。但し、Ｂｂは
変調の際に使用するガウスフイルタの帯域幅、Ｔはデイ
ジタル信号のビットレートの逆数である。第２図のアイ
パタンの横軸は時間経過を示し、Ｔは１ビット相当の時
間を示す。前記アイパタンは先行の２ビットによって、
第３図（ａ）、（ｂ）、（ｃ）、（ｄ）に示すように４
つの分類できる。（ａ）は時刻０〜Ｔ、Ｔ〜２Ｔのとき
のビット（以下先行ビットと称する）が１、１のときを
示し、時刻３ＴにおいてＬａで示したレベルを越えてい
るときは時刻２Ｔ〜３ＴにおいてＬａで示したレベルを
越えているときは時刻２Ｔ〜３Ｔのビット（以下現在ビ
ットと称する）が１であると判定し、Ｌａを越えないと
きは０であると判定する。同様に（ｂ）は先行ビットが
０、１の場合を示し、判定レベルはＬｂである。（ｃ）
は先行ビットが１、０で判定レベルがＬｃ、（ｄ）は先
行ビットが０、０で判定レベルがＬｄである。このよう
に先行ビットに対応して、判定レベルを決定すれば極め
て、効率の良い検波を行なうことができる。
ところで送信周波数と、受信周波数が一致しておれば問
題は無いが温度変化等の影響で前記周波数がずれると第
２図に示す中心値Ａが周波数ずれの方向に従って上又は
下に移動し、アイパタン全体も上又は下にずれる。しか
しアイパタンの形状及び幅は変化が無い。これを一般式
で示すと次のようになる。デイジタル信号で変調された
信号を Ｉ（ｔ）＝ｓｉｎ｛（ωｃ＋Δω）ｔ＋θ（ｔ）｝…
（１） と表わす。ここでωｃは搬送波の角周波数、Δωは送信
機、受信機間の角周波数のずれ、θ（ｔ）はデイジタル
信号による位相変調である。（１）式は Ｉ（ｔ）＝ｓｉｎ｛ωｃｔ＋（Δωｔ＋θ（ｔ）｝…
（２） と書きなおすことができる。（２）式から位相ψ（ｔ）
を ψ（ｔ）＝Δωｔ＋θ（ｔ）…（３） と書けば、時刻ｔ２とｔ１の時の位相はそれぞれ ψ（ｔ２）＝Δωｔ２＋θ（ｔ２）…（４） ψ（ｔ１）＝Δωｔ１＋θ（ｔ１）…（５） となる。Ｄを遅延回路の遅延時間とし、ｔ２−ｔ１＝Ｄ
とすれば遅延位相検波回路の出力VOUTは VOUT＝ψ（ｔ２）−ψ（ｔ１） ＝Δωｔ２＋θ（ｔ２）−Δωｔ１−θ（ｔ１） ＝｛Δω（ｔ２−ｔ１）｝＋｛θ（ｔ２）−θ
（ｔ１）｝…（６） となる。（６）の式の第１項は送信機、受信機間の角周
波数のずれによる出力でΔωが決まれば一定であり、第
２項はデイジタル位相変調による出力である。即ち、出
力アイパタンは送信機、受信機の周波数にずれがあると
き、該ずれに応じて、形状はそのままで、上または下に
ずれることになる。アイパタンが上又は下にずれると第
３図で示した判定レベルＬａ、Ｌｂ、Ｌｃ、Ｌｄの相対
的な位置もずれて正しい判定ができなくなる。
題は無いが温度変化等の影響で前記周波数がずれると第
２図に示す中心値Ａが周波数ずれの方向に従って上又は
下に移動し、アイパタン全体も上又は下にずれる。しか
しアイパタンの形状及び幅は変化が無い。これを一般式
で示すと次のようになる。デイジタル信号で変調された
信号を Ｉ（ｔ）＝ｓｉｎ｛（ωｃ＋Δω）ｔ＋θ（ｔ）｝…
（１） と表わす。ここでωｃは搬送波の角周波数、Δωは送信
機、受信機間の角周波数のずれ、θ（ｔ）はデイジタル
信号による位相変調である。（１）式は Ｉ（ｔ）＝ｓｉｎ｛ωｃｔ＋（Δωｔ＋θ（ｔ）｝…
（２） と書きなおすことができる。（２）式から位相ψ（ｔ）
を ψ（ｔ）＝Δωｔ＋θ（ｔ）…（３） と書けば、時刻ｔ２とｔ１の時の位相はそれぞれ ψ（ｔ２）＝Δωｔ２＋θ（ｔ２）…（４） ψ（ｔ１）＝Δωｔ１＋θ（ｔ１）…（５） となる。Ｄを遅延回路の遅延時間とし、ｔ２−ｔ１＝Ｄ
とすれば遅延位相検波回路の出力VOUTは VOUT＝ψ（ｔ２）−ψ（ｔ１） ＝Δωｔ２＋θ（ｔ２）−Δωｔ１−θ（ｔ１） ＝｛Δω（ｔ２−ｔ１）｝＋｛θ（ｔ２）−θ
（ｔ１）｝…（６） となる。（６）の式の第１項は送信機、受信機間の角周
波数のずれによる出力でΔωが決まれば一定であり、第
２項はデイジタル位相変調による出力である。即ち、出
力アイパタンは送信機、受信機の周波数にずれがあると
き、該ずれに応じて、形状はそのままで、上または下に
ずれることになる。アイパタンが上又は下にずれると第
３図で示した判定レベルＬａ、Ｌｂ、Ｌｃ、Ｌｄの相対
的な位置もずれて正しい判定ができなくなる。
第４図はビットレートが１６ｋｂ／ｓの場合の一例で、
横軸は送信周波数と、受信周波数のずれを示し、縦軸は
ビット誤り率ＢＥＲである。周波数がずれると第４図曲
線（ａ）に示す如く誤り率が非常に悪くなるという欠点
がある。
横軸は送信周波数と、受信周波数のずれを示し、縦軸は
ビット誤り率ＢＥＲである。周波数がずれると第４図曲
線（ａ）に示す如く誤り率が非常に悪くなるという欠点
がある。
（発明の目的） 本発明はかかる欠点に鑑みなされたもので、送信周波数
と受信周波数の周波数のずれを防止することによって誤
り率が悪くなるのを防ぐものである。
と受信周波数の周波数のずれを防止することによって誤
り率が悪くなるのを防ぐものである。
（発明の構成） 本発明は、（１）前記遅延位相検波の結果とレファレン
ス電圧との差分を演算し演算結果を出力する演算増幅手
段と、該演算結果と予め比較電圧として設けた第１の最
大値又は第１の最小値との比較を行い、該演算結果が該
第１の最大値よりも大きいならば、累積的に一定の正の
電圧を出力し、該演算結果が該第１の最小値よりも小さ
いならば、累積的に一定の負の電圧を出力する第１の検
出手段とを有する。
ス電圧との差分を演算し演算結果を出力する演算増幅手
段と、該演算結果と予め比較電圧として設けた第１の最
大値又は第１の最小値との比較を行い、該演算結果が該
第１の最大値よりも大きいならば、累積的に一定の正の
電圧を出力し、該演算結果が該第１の最小値よりも小さ
いならば、累積的に一定の負の電圧を出力する第１の検
出手段とを有する。
また、（２）前記入力信号がビット同期信号であるか否
かを検出する第２の検出手段と、前記第１の最大値より
も低い第２の最大値と前記第１の最小値よりも高い第２
の最小値とを該比較電圧として設け、前記入力信号がビ
ット同期信号である場合は、該第２の最大値及び最小値
を選択し、前記入力信号がビット同期信号でない場合
は、該第１の最大値及び最小値を選択する切換え手段を
備えた前記検出手段とを有する。
かを検出する第２の検出手段と、前記第１の最大値より
も低い第２の最大値と前記第１の最小値よりも高い第２
の最小値とを該比較電圧として設け、前記入力信号がビ
ット同期信号である場合は、該第２の最大値及び最小値
を選択し、前記入力信号がビット同期信号でない場合
は、該第１の最大値及び最小値を選択する切換え手段を
備えた前記検出手段とを有する。
（実施例） 第５図は本発明に係る一実施例である。同図において、
１０は演算増幅器、１１はコンパレータ、１２は低域ろ
波器、第１図と同一符号のものは同一または均等部分を
示す。低域ろ波器１２の出力を演算増幅器１０のレファ
レンス電圧として使用し、コンパレータ１１は比較回路
を２回路持つコンパレータであり、第２図に示すアイパ
タンの最大電圧ＢＵ及び最低電圧ＢＬを比較電圧とす
る。送信周波数と、受信周波数がずれてアイパタンの最
大電圧値が予め決められた最大電圧ＢＵを越えたら正の
電圧をコンパレータ１１から出力する。また逆にアイパ
タンの最低電圧値が予め決められた最低電圧ＢＬより低
くなったら、負の電圧をコンパレータ１１から出力す
る。第６図に演算増幅器１０の構成の一例を示す。低域
ろ波器７の出力は入力端子１４に接続され、抵抗１５を
通して演算増幅器１７に接続する。入力端子１３は、低
域ろ波器１２を通してコンパレータ１１の出力を加え
る。演算増幅器１７の出力端子と反転入力との間には抵
抗１６を接続する。ここで、入力端子１３に入力される
電圧をＶ１、入力端子１４に入力される電圧をＶ２、端
子１８から出力される電圧をＶ３とする。この場合にお
いて、抵抗１５と抵抗１６の抵抗値を等しくすると、Ｖ
２−Ｖ１＝Ｖ３の式が成り立つ。端子１８は演算増幅器
１０の出力端子である。以上のように構成されたことに
より、閉ループを形成する演算増幅器１０の出力は正し
い値に補正され、第３図（ａ）、（ｂ）、（ｃ）、
（ｄ）の比較レベルＬａ、Ｌｂ、Ｌｃ、Ｌｄの相対値が
ずれることなく、第４図の（ｂ）に示したように周波数
ずれに対するビット誤り率ＢＥＲが大幅に改善される。
１０は演算増幅器、１１はコンパレータ、１２は低域ろ
波器、第１図と同一符号のものは同一または均等部分を
示す。低域ろ波器１２の出力を演算増幅器１０のレファ
レンス電圧として使用し、コンパレータ１１は比較回路
を２回路持つコンパレータであり、第２図に示すアイパ
タンの最大電圧ＢＵ及び最低電圧ＢＬを比較電圧とす
る。送信周波数と、受信周波数がずれてアイパタンの最
大電圧値が予め決められた最大電圧ＢＵを越えたら正の
電圧をコンパレータ１１から出力する。また逆にアイパ
タンの最低電圧値が予め決められた最低電圧ＢＬより低
くなったら、負の電圧をコンパレータ１１から出力す
る。第６図に演算増幅器１０の構成の一例を示す。低域
ろ波器７の出力は入力端子１４に接続され、抵抗１５を
通して演算増幅器１７に接続する。入力端子１３は、低
域ろ波器１２を通してコンパレータ１１の出力を加え
る。演算増幅器１７の出力端子と反転入力との間には抵
抗１６を接続する。ここで、入力端子１３に入力される
電圧をＶ１、入力端子１４に入力される電圧をＶ２、端
子１８から出力される電圧をＶ３とする。この場合にお
いて、抵抗１５と抵抗１６の抵抗値を等しくすると、Ｖ
２−Ｖ１＝Ｖ３の式が成り立つ。端子１８は演算増幅器
１０の出力端子である。以上のように構成されたことに
より、閉ループを形成する演算増幅器１０の出力は正し
い値に補正され、第３図（ａ）、（ｂ）、（ｃ）、
（ｄ）の比較レベルＬａ、Ｌｂ、Ｌｃ、Ｌｄの相対値が
ずれることなく、第４図の（ｂ）に示したように周波数
ずれに対するビット誤り率ＢＥＲが大幅に改善される。
次に、演算増幅器１０とコンパレータ１１と低域ろ波器
１２の一般的な動作を説明する。本発明では、演算増幅
器１０の入力端子１４に入力された電圧Ｖ２が基準とな
るアイパタンの最大値ＢＵを上回った場合及び最小値Ｂ
Ｌを下回った場合に、周波数ずれを補正することができ
る。
１２の一般的な動作を説明する。本発明では、演算増幅
器１０の入力端子１４に入力された電圧Ｖ２が基準とな
るアイパタンの最大値ＢＵを上回った場合及び最小値Ｂ
Ｌを下回った場合に、周波数ずれを補正することができ
る。
以下に、周波数ずれがない場合、最大値ＢＵを上回る周
波数ずれがある場合及び、最小値ＢＬを下回る周波数ず
れがある場合の３通りを示す。ここで、時刻ｔｎにおけ
るコンパレータ１１からの出力電圧をＶＣ（ｔｎ）とす
る。
波数ずれがある場合及び、最小値ＢＬを下回る周波数ず
れがある場合の３通りを示す。ここで、時刻ｔｎにおけ
るコンパレータ１１からの出力電圧をＶＣ（ｔｎ）とす
る。
初めに、時刻ｔｎにおいて周波数ずれがない場合を説明
する。第１０図は、第２図に第３図の各判定レベルＬ
ａ、Ｌｂ、Ｌｃ及びＬｄを重ねたものである。第１０図
では送信側の周波数と受信側の周波数が合っている（即
ち、電圧Ｖ２が最大値ＢＵ及び最小値ＢＬの範囲に入っ
ている）ため、周波数の補正は行わない。ここで、コン
パレータ１１はＶＣ（ｔｎ＋１）＝ＶＣ（ｔｎ）を出力
する。すなわち、時刻ｔｎの出力を保持する。
する。第１０図は、第２図に第３図の各判定レベルＬ
ａ、Ｌｂ、Ｌｃ及びＬｄを重ねたものである。第１０図
では送信側の周波数と受信側の周波数が合っている（即
ち、電圧Ｖ２が最大値ＢＵ及び最小値ＢＬの範囲に入っ
ている）ため、周波数の補正は行わない。ここで、コン
パレータ１１はＶＣ（ｔｎ＋１）＝ＶＣ（ｔｎ）を出力
する。すなわち、時刻ｔｎの出力を保持する。
次に、時刻ｔｎにおいて最大値ＢＵを上回る周波数ずれ
がある場合を説明する。第１１図は、演算増幅器１０に
最大値ＢＵよりも大きい電圧Ｖ２が入力された状態を示
す。電圧Ｖ２を入力したコンパレータ１１は、電圧Ｖ２
と最大値ＢＵとの差Ｖ４（＝Ｖ２−ＢＵ）を計算する。
そして、もしＶ４≠０ならば、コンパレータ１１は、Ｖ
Ｃ（ｔｎ＋１）＝ＶＣ（ｔｎ）＋ｅ（ｅは、一定値とす
る）を出力する。もしＶ４＝０ならば、コンパレータ１
１は、ＶＣ（ｔｎ＋１）＝ＶＣ（ｔｎ）を出力する。よ
って、演算増幅器１０に入力されたアイパタンは最大電
圧ＢＵ方向へ引き下げられ、周波数ずれは補正される。
がある場合を説明する。第１１図は、演算増幅器１０に
最大値ＢＵよりも大きい電圧Ｖ２が入力された状態を示
す。電圧Ｖ２を入力したコンパレータ１１は、電圧Ｖ２
と最大値ＢＵとの差Ｖ４（＝Ｖ２−ＢＵ）を計算する。
そして、もしＶ４≠０ならば、コンパレータ１１は、Ｖ
Ｃ（ｔｎ＋１）＝ＶＣ（ｔｎ）＋ｅ（ｅは、一定値とす
る）を出力する。もしＶ４＝０ならば、コンパレータ１
１は、ＶＣ（ｔｎ＋１）＝ＶＣ（ｔｎ）を出力する。よ
って、演算増幅器１０に入力されたアイパタンは最大電
圧ＢＵ方向へ引き下げられ、周波数ずれは補正される。
次に、時刻ｔｎにおいて最小値ＢＬを下回る周波数ずれ
がある場合を説明する。第１２図は、演算増幅器１０に
最小値ＢＬよりも小さい電圧Ｖ２が入力された状態を示
す。電圧Ｖ２を入力したコンパレータ１１は、電圧Ｖ２
と最小値ＢＬとの差Ｖ５（＝Ｖ２−ＢＬ）を計算する。
そして、もしＶ５≠０ならば、コンパレータ１１は、Ｖ
Ｃ（ｔｎ＋１）＝ＶＣ（ｔｎ）−ｅ（ｅは一定値とす
る）を出力する。もしＶ５＝０の場合ならば、ＶＣ（ｔ
ｎ＋１）＝ＶＣ（ｔｎ）を出力する。よって、演算増幅
器１０に入力されたアイパタンは最小値ＢＬ方向へ引き
上げられ、周波数ずれは補正される。
がある場合を説明する。第１２図は、演算増幅器１０に
最小値ＢＬよりも小さい電圧Ｖ２が入力された状態を示
す。電圧Ｖ２を入力したコンパレータ１１は、電圧Ｖ２
と最小値ＢＬとの差Ｖ５（＝Ｖ２−ＢＬ）を計算する。
そして、もしＶ５≠０ならば、コンパレータ１１は、Ｖ
Ｃ（ｔｎ＋１）＝ＶＣ（ｔｎ）−ｅ（ｅは一定値とす
る）を出力する。もしＶ５＝０の場合ならば、ＶＣ（ｔ
ｎ＋１）＝ＶＣ（ｔｎ）を出力する。よって、演算増幅
器１０に入力されたアイパタンは最小値ＢＬ方向へ引き
上げられ、周波数ずれは補正される。
なお、各場合においても、コンパレータ１１から出力さ
れた電圧は、低域ろ波器１２により平滑化され演算増幅
器１０の入力端子１３に入力される。
れた電圧は、低域ろ波器１２により平滑化され演算増幅
器１０の入力端子１３に入力される。
次に、本発明の具体的な動作を説明する。ここで、ＶＵ
＝５、ＢＬ＝０、ｅ＝0.5とする。
＝５、ＢＬ＝０、ｅ＝0.5とする。
初めに、第１３図を用いて、時刻ｔ０において最大値Ｂ
Ｕを上回る周波数ずれがある場合を示す。ここで、演算
回路１０にＶ２＝７が入力されたとする。演算回路１０
は、Ｖ３＝７−０＝７を計算し、Ｖ３＝７を出力する。
コンパレータ１１は、ＢＵ＜Ｖ２であることよりＶ４＝
７−５＝２を計算し、Ｖ４＝２を求める。そして、コン
パレータ１１は、Ｖ４≠０であることよりＶＣ（ｔ１）
＝０＋0.5＝0.5を出力する。ＶＣ（ｔ１）は、低域ろ波
器１２により平滑化され演算増幅器１０に出力される。
同様にして、演算増幅器回路１０はＶ３＝７−0.5＝6.5
を計算・出力し、コンパレータ１１はＶ４＝6.5−５＝
1.5を計算しＶＣ（ｔ２）＝0.5＋0.5＝1.0を出力する。
ＶＣ（ｔ２）は、低域ろ波器１２により平滑化され演算
増幅器１０に出力される。以下、コンパレータ１１にお
いてＶ４＝０と判断されるまで同様な動作を繰り返し、
Ｖ４＝０となったときのＶＣ（ｔｎ）の値を保持する
（この場合は、ＶＣ（ｔ４）＝2.0である）。以上によ
り、周波数ずれは補正される。
Ｕを上回る周波数ずれがある場合を示す。ここで、演算
回路１０にＶ２＝７が入力されたとする。演算回路１０
は、Ｖ３＝７−０＝７を計算し、Ｖ３＝７を出力する。
コンパレータ１１は、ＢＵ＜Ｖ２であることよりＶ４＝
７−５＝２を計算し、Ｖ４＝２を求める。そして、コン
パレータ１１は、Ｖ４≠０であることよりＶＣ（ｔ１）
＝０＋0.5＝0.5を出力する。ＶＣ（ｔ１）は、低域ろ波
器１２により平滑化され演算増幅器１０に出力される。
同様にして、演算増幅器回路１０はＶ３＝７−0.5＝6.5
を計算・出力し、コンパレータ１１はＶ４＝6.5−５＝
1.5を計算しＶＣ（ｔ２）＝0.5＋0.5＝1.0を出力する。
ＶＣ（ｔ２）は、低域ろ波器１２により平滑化され演算
増幅器１０に出力される。以下、コンパレータ１１にお
いてＶ４＝０と判断されるまで同様な動作を繰り返し、
Ｖ４＝０となったときのＶＣ（ｔｎ）の値を保持する
（この場合は、ＶＣ（ｔ４）＝2.0である）。以上によ
り、周波数ずれは補正される。
次に、第１４図を用いて、時刻ｔ０において最小値ＢＬ
を下回る周波数ずれがある場合を示す。ここで、演算回
路１０にＶ２＝−２が入力されたとする。演算回路１０
はＶ３＝−２−０＝−２を計算し、Ｖ３＝−２を出力す
る。コンパレータ１１は、ＢＬ＞Ｖ２であることよりＶ
４＝−２−０＝−２を計算し、Ｖ４＝−２を求める。そ
して、コンパレータ１１は、Ｖ４≠０であることよりＶ
Ｃ（ｔ１）＝０−0.5＝−0.5を出力する。ＶＣ（ｔ１）
は、低域ろ波器１２により平滑化され演算増幅器１０に
出力される。同様にして、演算増幅回路１０はＶ３＝−
２−（−0.5）＝−1.5を計算・出力し、コンパレータ１
１はＶ４＝−1.5−０＝−1.5を計算しＶＣ（ｔ２）＝−
0.5−0.5＝−1.0を出力する。以下、コンパレータ１１
においてＶ４＝０と判断されるまで同様な動作を繰り返
し、Ｖ４＝０となったときのＶＣ（ｔｎ）の値を保持す
る（この場合は、ＶＣ（ｔ４）＝−2.0である）。以上
により、周波数ずれは補正される。
を下回る周波数ずれがある場合を示す。ここで、演算回
路１０にＶ２＝−２が入力されたとする。演算回路１０
はＶ３＝−２−０＝−２を計算し、Ｖ３＝−２を出力す
る。コンパレータ１１は、ＢＬ＞Ｖ２であることよりＶ
４＝−２−０＝−２を計算し、Ｖ４＝−２を求める。そ
して、コンパレータ１１は、Ｖ４≠０であることよりＶ
Ｃ（ｔ１）＝０−0.5＝−0.5を出力する。ＶＣ（ｔ１）
は、低域ろ波器１２により平滑化され演算増幅器１０に
出力される。同様にして、演算増幅回路１０はＶ３＝−
２−（−0.5）＝−1.5を計算・出力し、コンパレータ１
１はＶ４＝−1.5−０＝−1.5を計算しＶＣ（ｔ２）＝−
0.5−0.5＝−1.0を出力する。以下、コンパレータ１１
においてＶ４＝０と判断されるまで同様な動作を繰り返
し、Ｖ４＝０となったときのＶＣ（ｔｎ）の値を保持す
る（この場合は、ＶＣ（ｔ４）＝−2.0である）。以上
により、周波数ずれは補正される。
以上説明したように第１の実施例では送信周波数と、受
信周波数のずれにもとづく比較レベルの相対値のずれが
補正され誤り率の劣化が防止できる。更に本発明では、
低域ろ波器７の出力アイパタンの平均値を使わず、最大
値及び最小値に着目しているので入力信号の１、０の比
率のアイバランスにもとづく制御誤差も発生しないの
で、低域ろ波器１２の時定数を短くすることができるた
め、追随性の良い方式とすることができる。
信周波数のずれにもとづく比較レベルの相対値のずれが
補正され誤り率の劣化が防止できる。更に本発明では、
低域ろ波器７の出力アイパタンの平均値を使わず、最大
値及び最小値に着目しているので入力信号の１、０の比
率のアイバランスにもとづく制御誤差も発生しないの
で、低域ろ波器１２の時定数を短くすることができるた
め、追随性の良い方式とすることができる。
次に第７図に示す第２の実施例について、第８図（ａ）
を用いて説明する。第２の実施例の周波数ずれ補正方式
は、演算増幅器１０と、コンパレータ２１と、低域ろ波
器１２と、検出回路１９と、タイマ検出回路２０とを有
している。検出回路１９は、ビット同期信号でない信号
が入力されたか否かを検出する。そして、ビット同期信
号でない信号の入力を検出したときのみ、検出結果をタ
イマ検出回路２０に出力する。タイマ検出回路２０は、
遅延時間を与えるタイマであり、検出結果を入力しない
場合、一定時間（例えば２０ミリ秒）だけ検出回路１９
の検出結果を遅延する。コンパレータ２１は、第５図に
示すコンパレータ１１と同様な動きをするものである
が、比較電圧を切換える手段を有している。コンパレー
タ２１は、検出結果を入力した場合、一定時間（前記タ
イマ検出回路１９が遅延させている時間）内は比較電圧
として、最大電圧を最大電圧ＢＵよりも低い電圧ＰＵ、
最小電圧を最低電圧ＢＬよりも高い電圧ＰＬに切換え
る。そして、一定時間経過後、コンパレータ２１は、比
較電圧として、最大電圧を電圧ＢＵ、最小電圧を電圧Ｂ
Ｌに切換える。次に比較電圧を切換える理由について説
明する。無線によるデイジタル信号を受信するには、ま
ず信号のクロックを再成しなければならない。クロック
再成をなるべくすみやかに確立させるために送信側で
は、送信機を起動して送信を開始したときに一定時間
（例えば３０ミリ秒）クロック再成しやすい信号（これ
をビット同期信号といい、例えば１１００１１００の連
続）を送出する。しかる後にフレーム同期信号を送り、
その後で必要なデータを送出すると言う手順をとる。ビ
ット同期信号が送られているときのアイパタンを第８図
（ａ）に示す。このアイパタンは１１００１１００の連
続という特殊な符号の組合せのため、最大電圧ＢＵ又は
最低電圧ＢＬには到達しない。従って第５図のコンパレ
ータ１１のように最大電圧ＢＵ及び最低電圧ＢＬを比較
電圧とする方式では第８図（ｂ）のように周波数ずれに
よって、アイパタンが片寄っていてもそれを検出できな
いから補正することができない。そこで第８図（ａ）の
電圧値ＰＵ及びＰＬを比較電圧とすれば第８図（ｂ）に
示す周波数ずれはすぐに検出できるから補正が可能とな
る。しかしビット同期の期間が過ぎて、フレーム同期信
号又はデータの期間になったときには、第２図に示すア
イパタンとなるので、比較電圧を電圧値ＰＵ及びＰＬの
ままにしておくと符号１、０のアンバランスによる片寄
りのため、正しい補正ができなくなる。そこでビット同
期の期間が過ぎたら、比較電圧を電圧値ＰＵ、ＰＬから
最大電圧ＢＵ、最低電圧ＢＬに切換える。この様にすれ
ば、ビット同期の期間にすみやかに周波数ずれの補正を
行なうことができ、フレーム同期、データ信号の期間は
悪影響を与えないで、周波数ずれの補正を行なうことが
できる。尚前述第２の実施例において受信電波が受信さ
れてから一定時間比較電圧を電圧ＰＵ、ＰＬにするだけ
でなく、低域ろ波器１２の遮断周波数を上げ（時定数を
短くすることに相当する）ることも、周波数ずれの補正
をすみやかに行なううえで有効である。
を用いて説明する。第２の実施例の周波数ずれ補正方式
は、演算増幅器１０と、コンパレータ２１と、低域ろ波
器１２と、検出回路１９と、タイマ検出回路２０とを有
している。検出回路１９は、ビット同期信号でない信号
が入力されたか否かを検出する。そして、ビット同期信
号でない信号の入力を検出したときのみ、検出結果をタ
イマ検出回路２０に出力する。タイマ検出回路２０は、
遅延時間を与えるタイマであり、検出結果を入力しない
場合、一定時間（例えば２０ミリ秒）だけ検出回路１９
の検出結果を遅延する。コンパレータ２１は、第５図に
示すコンパレータ１１と同様な動きをするものである
が、比較電圧を切換える手段を有している。コンパレー
タ２１は、検出結果を入力した場合、一定時間（前記タ
イマ検出回路１９が遅延させている時間）内は比較電圧
として、最大電圧を最大電圧ＢＵよりも低い電圧ＰＵ、
最小電圧を最低電圧ＢＬよりも高い電圧ＰＬに切換え
る。そして、一定時間経過後、コンパレータ２１は、比
較電圧として、最大電圧を電圧ＢＵ、最小電圧を電圧Ｂ
Ｌに切換える。次に比較電圧を切換える理由について説
明する。無線によるデイジタル信号を受信するには、ま
ず信号のクロックを再成しなければならない。クロック
再成をなるべくすみやかに確立させるために送信側で
は、送信機を起動して送信を開始したときに一定時間
（例えば３０ミリ秒）クロック再成しやすい信号（これ
をビット同期信号といい、例えば１１００１１００の連
続）を送出する。しかる後にフレーム同期信号を送り、
その後で必要なデータを送出すると言う手順をとる。ビ
ット同期信号が送られているときのアイパタンを第８図
（ａ）に示す。このアイパタンは１１００１１００の連
続という特殊な符号の組合せのため、最大電圧ＢＵ又は
最低電圧ＢＬには到達しない。従って第５図のコンパレ
ータ１１のように最大電圧ＢＵ及び最低電圧ＢＬを比較
電圧とする方式では第８図（ｂ）のように周波数ずれに
よって、アイパタンが片寄っていてもそれを検出できな
いから補正することができない。そこで第８図（ａ）の
電圧値ＰＵ及びＰＬを比較電圧とすれば第８図（ｂ）に
示す周波数ずれはすぐに検出できるから補正が可能とな
る。しかしビット同期の期間が過ぎて、フレーム同期信
号又はデータの期間になったときには、第２図に示すア
イパタンとなるので、比較電圧を電圧値ＰＵ及びＰＬの
ままにしておくと符号１、０のアンバランスによる片寄
りのため、正しい補正ができなくなる。そこでビット同
期の期間が過ぎたら、比較電圧を電圧値ＰＵ、ＰＬから
最大電圧ＢＵ、最低電圧ＢＬに切換える。この様にすれ
ば、ビット同期の期間にすみやかに周波数ずれの補正を
行なうことができ、フレーム同期、データ信号の期間は
悪影響を与えないで、周波数ずれの補正を行なうことが
できる。尚前述第２の実施例において受信電波が受信さ
れてから一定時間比較電圧を電圧ＰＵ、ＰＬにするだけ
でなく、低域ろ波器１２の遮断周波数を上げ（時定数を
短くすることに相当する）ることも、周波数ずれの補正
をすみやかに行なううえで有効である。
以上第１、第２の実施例の説明を行なったが、周波数ず
れの補正は、受信機の局部発振の周波数を制御しても同
様に可能であり、この方式を第９図に示す。第９図に示
す実施例は、アンテナ（図示せず）で受信した信号と局
部発振器２３の出力をミクサ２２で混合して中間周波数
に変換し、この中間周波数を制御することによって周波
数のずれを補正するものである。即ち遅延位相検波回路
の出力をコンパレータ２１と低域ろ波器１２を通して局
部発振器２３に加え、該局部発振器２３を制御する。従
って中間周波数が制御されることになる。
れの補正は、受信機の局部発振の周波数を制御しても同
様に可能であり、この方式を第９図に示す。第９図に示
す実施例は、アンテナ（図示せず）で受信した信号と局
部発振器２３の出力をミクサ２２で混合して中間周波数
に変換し、この中間周波数を制御することによって周波
数のずれを補正するものである。即ち遅延位相検波回路
の出力をコンパレータ２１と低域ろ波器１２を通して局
部発振器２３に加え、該局部発振器２３を制御する。従
って中間周波数が制御されることになる。
この方式は演算増幅器１０を用いずに遅延位相検波回路
の出力によって局部発振器２３を制御するものであるか
ら第７図に示す実施例同様に周波数ずれの補正をすみや
かに行なうことができる。
の出力によって局部発振器２３を制御するものであるか
ら第７図に示す実施例同様に周波数ずれの補正をすみや
かに行なうことができる。
（発明の効果） 以上説明した如く本発明は周波数ずれの補正を行なうこ
とによって誤り率を改善すると共にすみやかな周波数補
正が可能である。従って過酷な環境条件のため送信、受
信の周波数がずれやすく、かつ短時間に送信、受信をく
りかえすデイジタル移動無線方式に用いて有効である。
とによって誤り率を改善すると共にすみやかな周波数補
正が可能である。従って過酷な環境条件のため送信、受
信の周波数がずれやすく、かつ短時間に送信、受信をく
りかえすデイジタル移動無線方式に用いて有効である。
第１図は従来の遅延位相検出回路、第２図は従来の遅延
位相検出回路の出力アイパタン図、第３図は出力アイパ
タンの分類図、第４図は周波数ずれとビットエラーレー
トを示す図、第５図は本発明に係る周波数ずれ補正方式
のブロック図、第６図は演算増幅器の回路図、第７図は
本発明に係る第２の実施例のブロック図、第８図（ａ）
はビット同期信号を受信したときのアイパタン図、第８
図（ｂ）は周波数ずれがあるときのアイパタン図、第９
図は本発明に係る周波数ずれ補正方式のブロック図、第
１０図はアイパタンと比較及び判定電圧が正常なときの
図、第１１図はアイパタンが比較及び判定電圧よりも高
くなったときの図、第１２図はアイパタンが比較及び判
定電圧よりも低くなったときの図、第１３図は比較電圧
よりも高い周波数ずれが補正される図、第１４図は比較
電圧よりも低い周波数ずれが補正される図である。 １０、１７…演算増幅器、１１、２１…コンパレータ、
１２…低域ろ波器、１５、１６…抵抗、１９…検出回
路、２０…タイマ、２２…ミクサ、２３…局部発振器。
位相検出回路の出力アイパタン図、第３図は出力アイパ
タンの分類図、第４図は周波数ずれとビットエラーレー
トを示す図、第５図は本発明に係る周波数ずれ補正方式
のブロック図、第６図は演算増幅器の回路図、第７図は
本発明に係る第２の実施例のブロック図、第８図（ａ）
はビット同期信号を受信したときのアイパタン図、第８
図（ｂ）は周波数ずれがあるときのアイパタン図、第９
図は本発明に係る周波数ずれ補正方式のブロック図、第
１０図はアイパタンと比較及び判定電圧が正常なときの
図、第１１図はアイパタンが比較及び判定電圧よりも高
くなったときの図、第１２図はアイパタンが比較及び判
定電圧よりも低くなったときの図、第１３図は比較電圧
よりも高い周波数ずれが補正される図、第１４図は比較
電圧よりも低い周波数ずれが補正される図である。 １０、１７…演算増幅器、１１、２１…コンパレータ、
１２…低域ろ波器、１５、１６…抵抗、１９…検出回
路、２０…タイマ、２２…ミクサ、２３…局部発振器。
Claims (3)
- 【請求項１】入力信号の遅延位相検波を行う遅延位相検
波回路の周波数ずれ補正方式において、 前記遅延位相検波回路の出力とレファレンス電圧を入力
して差分を演算する演算増幅手段と、 予め比較電圧として最大値及び最小値を設け、前記演算
増幅手段の出力と前記最大値及び前記最小値との比較を
行い、前記演算増幅手段の出力が前記最大値よりも大き
いならば前記レファレンス電圧に一定の正の電圧を加え
新たなレファレンス電圧として出力し、前記演算増幅手
段の出力が前記最小値よりも小さいならば前記レファレ
ンス電圧に一定の負の電圧を加え新たなレファレンス電
圧として出力する検出手段と、 前記検出手段の出力側に設けられ、前記レファレンス電
圧の交流成分を除去する低域ろ波器とを有することを特
徴とする周波数ずれ補正方式。 - 【請求項２】入力信号の遅延位相検波を行う遅延位相検
波回路の周波数ずれ補正方式において、 前記遅延位相検波回路の出力とレファレンス電圧を入力
して差分を演算する演算増幅手段と、 前記入力信号がビット同期信号であるか否かを検出する
第１の検出手段と、 予め比較電圧として第１の最大値及び第１の最小値と、
前記第１の最大値よりも低い第２の最大値及び前記第１
の最小値よりも高い第２の最小値を設け、前記第１の検
出手段の出力がビット同期信号である場合は前記第２の
最大値及び前記第２の最小値を選択し、前記第１の検出
手段の出力がビット同期信号でない場合は前記第１の最
大値及び前記第１の最小値を選択し、該選択された最大
値及び最小値と前記演算増幅手段の出力との比較を行
い、前記演算増幅手段の出力が前記選択された最大値よ
りも大きいならば前記レファレンス電圧に一定の正の電
圧を加え新たなレファレンス電圧として出力し、前記演
算増幅手段の出力が前記選択された最小値よりも小さい
ならば前記レファレンス電圧に一定の負の電圧を加え新
たなレファレンス電圧として出力する第２の検出手段
と、 前記第２の検出手段の出力側に設けられ、前記レファレ
ンス電圧の交流成分を除去する低域ろ波器とを有するこ
とを特徴とする周波数ずれ補正方式。 - 【請求項３】入力信号の遅延位相検波を行う遅延位相検
波回路の周波数ずれ補正方式において、 入力された電圧に応じた周波数を発生する局部発振器
と、 前記入力信号と前記局部発振器の出力を入力して混合す
る混合手段と、 前記入力信号がビット同期信号であるか否かを検出する
第１の検出手段と、 予め比較電圧として第１の最大値及び第１の最小値と、
前記第１の最大値よりも低い第２の最大値及び前記第１
の最小値よりも高い第２の最小値を設け、前記第１の検
出手段の出力がビット同期信号である場合は前記第２の
最大値及び前記第２の最小値を選択し、前記第１の検出
手段の出力がビット同期信号でない場合は前記第１の最
大値及び前記第１の最小値を選択し、該選択された最大
値及び最小値と前記遅延位相検波回路の出力との比較を
行い、前記遅延位相検波回路の出力が前記選択された最
大値よりも大きいならば一定の正の電圧を前記局部発振
器に出力し、前記遅延位相検波回路の出力が前記選択さ
れた最小値よりも小さいならば一定の負の電圧を前記局
部発振器に出力する第２の検出手段と、 前記第２の検出手段の出力側に設けられ、交流成分を除
去した電圧を前記局部発振器に出力する低域ろ波器とを
有することを特徴とする周波数ずれ補正方式。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59009476A JPH0657020B2 (ja) | 1984-01-24 | 1984-01-24 | 周波数ずれ補正方式 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59009476A JPH0657020B2 (ja) | 1984-01-24 | 1984-01-24 | 周波数ずれ補正方式 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS60153660A JPS60153660A (ja) | 1985-08-13 |
| JPH0657020B2 true JPH0657020B2 (ja) | 1994-07-27 |
Family
ID=11721304
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP59009476A Expired - Lifetime JPH0657020B2 (ja) | 1984-01-24 | 1984-01-24 | 周波数ずれ補正方式 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0657020B2 (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0795709B2 (ja) * | 1986-03-19 | 1995-10-11 | 沖電気工業株式会社 | デ−タ伝送装置における自動利得制御回路 |
| CN117938149A (zh) * | 2024-03-20 | 2024-04-26 | 中国科学院精密测量科学与技术创新研究院 | 一种补偿原子钟中环境参量变化引起的频移的方法 |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS59257A (ja) * | 1982-06-25 | 1984-01-05 | Pioneer Electronic Corp | デイジタル変調信号読取装置 |
-
1984
- 1984-01-24 JP JP59009476A patent/JPH0657020B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS60153660A (ja) | 1985-08-13 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| CA2071869C (en) | Carrier recovery method and apparatus having an adjustable response time determined by carrier signal parameters | |
| US6034990A (en) | Digital radio transmission and reception system applying a direct modulation and demodulation method | |
| US8258826B2 (en) | Automatic frequency control circuit | |
| JPS5831065B2 (ja) | Ｆｓｋ復調装置 | |
| US5751767A (en) | Channel quality monitoring by detecting, based on a fading pitch detected in an RSSI, a BER in an accumulated phase likelihood datum | |
| US4827488A (en) | Demodulator for PSK-modulated signals | |
| CA1287383C (en) | 8-phase phase-shift keying demodulator | |
| JPH0657020B2 (ja) | 周波数ずれ補正方式 | |
| JP2570126B2 (ja) | 復調装置 | |
| JPH051662B2 (ja) | ||
| JP4336884B2 (ja) | 復調装置 | |
| US6269128B1 (en) | Clock recovery control in differential detection | |
| JPS60119156A (ja) | Ｍｓｋ直交同期検波回路 | |
| JP3449341B2 (ja) | 復調装置 | |
| JP2696948B2 (ja) | 搬送波再生回路 | |
| JPH06232939A (ja) | フレーム同期回路 | |
| JPH09294146A (ja) | 自動利得制御回路 | |
| JPH11308289A (ja) | 復調器及び無線通信装置 | |
| JPH05227241A (ja) | チャネル周波数の粗同調方法 | |
| JP4411110B2 (ja) | キャリア再生回路 | |
| JP3103604B2 (ja) | π／４シフトＱＰＳＫ変調波信号の遅延検波復調器における周波数制御方法 | |
| JPS60219856A (ja) | デイジタル変調波用復調回路 | |
| JPH0783384B2 (ja) | 適応レベル判定電圧の生成方法 | |
| JPH0629942A (ja) | 自動利得制御回路 | |
| US20040247064A1 (en) | Differential detector |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| EXPY | Cancellation because of completion of term |