JPH051662B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 （技術分野） 本発明はデイジタル信号によつて、位相変調又
は周波数変調された信号の復調回路に適した受信
周波数補正方式に関する。

（従来技術） 近年、デイジタル信号の伝送を無線で行なう必
要性から狭帯域な変調方式として、GMSK
（Gaussian Filter Manipulated Minimum Shift
Keying）変調方式が提案されている。（関係文
献、電子通信学会論文誌81／10VOL、J64−ＢNo.
10論文／GMSK変調方式の伝送特性） この方式は、ガウスフイルタを通した変調指数
0.5の連続位相変調で、きわめて狭帯域なスペク
トルが得られる変調方式である。この変調方式で
変調された信号を復調する方式として、第１図に
示すようにデイスクリミネータ検波方式がある。
第１図において、１は入力端子、２はミキサ
（MIX）、３は局部発振器（OSC）、４は帯域波
器、５はリミツタを含む増幅器（AMP）、６はデ
イスクリミネータ（DISCRI）、７はコンパレー
タ（COMP）を含む検出回路、８は出力端子で
デイジタル信号が出力される。９は低域波器で
ある。局部発振器（OSC）３の周波数は低域
波器９の出力で制御される。第２図にデイスクリ
ミネータ（DISCRI）６の出力のアイパターンの
一例を示す。このアイパターンは、入力端子１に
Bb・Ｔ＝0.25のGMSK信号を加えた場合のもの
である。ただし、Bbは変調の際に使用するガウ
スフイルタの帯域幅、Ｔはデイジタル信号のビツ
トレートの逆数である。検波回路（COMP）７
では、このアイパターンと、あらかじめ設定され
た電圧とを比較し、符号の1.0の判定を行なう。
なお、方式によつてはデイスクリミネータ
（DISCRI）６の出力をいつたん積分してから比
較したり先行ビツトの符号によつて、あらかじめ
設定される比較電圧をいくつかの中から選んだり
する場合である。

ところで、送信周波数と受信周波数がピツタリ
合つていれば問題ないが、温度変化等の影響でズ
レて来ると第２図のＡで示した中心値が周波数ズ
レの方向に従つて上又は下にズレ、アイパターン
全体も上又は下にズレてしまう。即ち、デイジタ
ル信号で変調された信号の瞬時周波数をω(t)とす
ると、 ω(t)＝ω_c＋Δω(t) ……(1) 但し、ω_cは搬送波の周波数、Δω(t)はデイジタ
ル信号による瞬時周波数偏移である。デイスクリ
ミネータ（DISCRI）６の出力V_D(t)は、 V_D(t)＝ω(t)−ω_c＋ΔΩ ＝Δω(t)＋ΔΩ ……(2) である。但し、ΔΩは送信機と受信機の周波数の
ズレである。従つて、出力アイパターンは、ΔΩ
の符号及びその大きさによつて、形状はそのまま
で、上又は下にズレることになる。これを、検出
回路（COMP）７に加えると、あらかじめ決め
られた比較電圧が最適な電圧からズレて来ること
になり、符号の誤り率が悪くなる。これを防ぐた
めデイスクリミネータ出力を低域波器９を通し
て平均化し、その出力を局部発振器（OSC）３
に加えて局部発振周波数を変化させ、送信周波数
と受信周波数の誤差を補正して第２図に示すアイ
パターンが、常に正しい位置にあるようにするこ
とが行なわれる。

しかし、入力信号のデイジタル符号1.0が完全
にバランスしていないと、低域波器９の出力は
第２図のアイパターンの中心値Ａからズレたもの
になり、完全な周波数ズレの補正にならないばか
りか、まちがつた補正をしてしまい、かえつて悪
い結果を招く場合がある。これを防ぐために送ら
れて来る信号は、あらかじめ擬似ランダム信号に
よるスクランブルをかけてデイジタル符号0.1が
完全にバランスするようにし、かつ、低域波器
９のしや断周波数を下げ（即ち、時定数を長くし
て）、低域波器９の出力が、第２図のアイパタ
ーンの中心値Ａと一致するようにしている。従つ
て入力信号が長時間にわたつて継続して存在する
ような場合は問題ないが、送信と受信の切替をひ
んぱんに行なつたり、周波数ズレの各々異なる信
号を、次々と受信するような場合には、周波数ズ
レの補正が間に合わず、誤り率が増加するという
欠点があつた。

（発明の目的） 本発明は、このような欠点を解決するため、送
信周波数と、受信周波数のズレを高速度に補正で
きる受信周波数補正方式を提供するものである。

（発明の構成） 本発明は、従来のようにデイスクリミネータ出
力の平均値によつて、周波数のズレの検出を行な
うものではなく、デイスクリミネータ出力に上限
及び下限を設定し、その上限又は下限を超えたと
きのみ周波数ズレがあつたと判定して局部発振周
波数を制御し、その上限又は下限の範囲であれ
ば、そのままの状態を保つようにして、入力信号
のデイジタル符号の0.1のかたよりがあつても短
時間に正しい周波数ズレの判定を行なえるように
した手段を有することを特徴とする受信周波数補
正方式である。

（実施例） 以下本発明の実施例を図にしたがつて詳細に説
明する。

第３図は本発明の第１の実施例を示す図で、第
１図と同じ番号を付したものは同図の同番号のも
のと同等のものを示す。即ち、第３図は第１図に
コンパレータ（COMP）１０を付加したもので、
コンパレータ（COMP）１０は、２つのコンパ
レータ回路から成り、第２図に示すアイパターン
の最大電圧BU及び最低電圧BLを比較電圧とす
る。送信周波数と受信周波数がズレて、アイパタ
ーンの最大電圧BUが、あらかじめ決められた最
大電圧BUを超えたら、例えば正の電圧をコンパ
レータ（COMP）１０から出力する。また、逆
にアイパターンの最低電圧BLが、あらかじめ決
められた最低電圧BLより低くなつたら、例えば
負の電圧をコンパレータ（COMP）１０から出
力する。第４図は、コンパレータ（COMP）１
０と低域波器９の具体例を示す図である。同図
において、１１はコンパレータ（COMP）の入
力端子で、デイスクリミネータ（DISCRI）６の
出力に接続される。１２はアイパターンの出力が
最大電圧BUを超えたかどうかを検出するコンパ
レータで、最大電圧BUを超えたらスイツチ１４
を閉じて、正の電圧を低域波器９に送る。コン
パレータ１３はアイパターンの出力が最低電圧
BLより低くなつたらスイツチ１５を閉じて、負
の電圧の低域波器９に送る。アイパターンの出
力が最大電圧BUと最低電圧BLの間にあるとき
は、スイツチ１４及びスイツチ１５とも開いてい
るので、低域波器９のコンデンサ１７は、その
ままの電圧を保つことになる。１６は抵抗器で、
コンデンサ１７とともに、低域波器９の時定数
を決めることになる。１８は低域波器９の出力
端子で局部発振器（OSC）３に接続されて、こ
の周波数を制御する。この制御の方向は、アイパ
ターンが例えば最大電圧BUを超えたらアイパタ
ーンが最大電圧BUを超えないようにする方向で
あり、結果的に閉ループを形成することになる。
従つて、デイスクリミネータ（DISCRI）６の出
力のアイパターンは常に正しい位置に保たれるの
で、送信周波数と受信周波数がズレてもコンパレ
ータ（COMP）７の検出誤りが増加することは
防がれる。さらに、本発明ではデイスクリミネー
タ（DISCRI）６の出力のアイパターンの平均値
を使わず、最大値及び最小値に着目しているの
で、入力信号のデイジタル符号の1.0の比率のア
ンバランスにもとづく制御誤差も発生しないの
で、低域波器９の時定数を短かくすることがで
きるため、追随性の良い方式とすることができ
る。

次に、第５図に示す本発明の第２の実施例につ
いて説明する。第３図と同じ番号を付したものは
同図の同番号のものと同等のものを示す。２０は
電波を受信したかどうかを検出する検出回路
（DET）、２１は遅延時間を与えるタイマ(T)であ
り、検出回路（DET）２０で電波を受信したと
いう信号が出ても、一定時間（例えば20ｍＳ）だ
け信号を遅延させる。２２は第３図のコンパレー
タ（COMP）１０と同じ働きをするコンパレー
タであるが、比較電圧を切替えられるようになつ
ており、電波が受信されてから一定時間（前記タ
イマ(T)２１が遅延させている時間）は第２図の最
大電圧BU及び最低電圧BLよりも内側の電圧を
比較電圧とし、その後は、最大電圧BU及び最低
電圧BLを比較電圧とする。

次に比較電圧を切替える理由について説明す
る。無線のよるデイジタル信号を受信するには、
まず信号のクロツクの再生をなるべくすみやかに
確立させるために、送信側では、送信機を起動し
て送信を開始したときに一定時間（例えば30ｍ
Ｓ）クロツク再生しやすい信号（これをビツト同
期信号という。例えば1010……の連続）を送出す
る。しかる後にフレーム同期信号を送り、そのあ
とで必要なデータを送出するという段取りとな
る。ビツト同期信号が送られているときのアイパ
ターンを第６図ａに示す。このアイパターンは、
1010……の連続という特殊な符号の組合せのた
め、最大電圧BU又は最低電圧BLには到着しな
い。従つて第２図のコンパレータ（COMP）１
０のように最大電圧BU及び最低電圧BLを比較
電圧とする方式では、第６図ｂのように周波数ズ
レによつて、アイパターンが片寄つていても、そ
れを検出できないから周波数ズレを補正すること
ができない。そこで、第６図ａのPU及びPLを比
較電圧とすれば、第６図ｂのような周波数ズレは
すぐに検出できるから補正することができる。し
かし、ビツト同期の期間が過ぎてフレーム同期信
号又はデータの期間になつたときには、第２図の
ようなアイパターンとなるので、比較電圧PU及
びPLのままにしておくと、符号の1.0のアンバラ
ンスによる片寄りのため、正しい補正ができなく
なるのでビツト同期の期間が過ぎたら、比較電圧
PU、PLからBU、BLに切替える。このようにす
れば、ビツト同期の期間にすみやかに周波数ズレ
の補正を行ない、フレーム同期、データ信号の期
間は、悪影響を与えないで、周波数ズレの補正を
行なわせることができる。また、フレーム同期の
符号構成の1.0のアンバランスが、少ない時には
次のような第３の実施例も考えられる。即ち電波
の受信を検出してから一定時間コンパレータ
（COMP）２２の比較電圧をPU、PLにしておく
のではなくて、フレーム同期信号が検出されるま
で比較電圧をPU、PLにしておくものである。第
７図は、このような第３の実施例を示すものであ
る。第５図と同じ番号を付したものは同図の同番
号のものと同等である。２３は検出回路（DET）
で、コンパレータを含む検出回路（COMP）７
からのデイジタル符号の中からフレーム同期信号
を検出し、コンパレータ（COMP）２２の比較
電圧をPU、PLからBU、BLに切替えるものであ
る。この第３の実施例は、次のような場合に有効
である。即ち、希望波信号よりも弱い混信が入つ
た場合この弱い混信は、希望波の受信にほとんど
影響を与えないはずであるが、希望波が無いとき
でも電波が受信されたという信号が、第５図の検
出回路（DET）２０から出てしまいコンパレー
タ（COMP）２２の比較電圧の切替がうまく行
かない場合があるからである。このような場合
に、第３の実施例では弱い信号の有無にかかわら
ず、検出回路（DET）２３でフレーム同期信号
を検出できるので、コンパレータ（COMP）２
２の比較電圧の切替えができる。

以上第１、第２、第３の実施例では周波数ズレ
の情報を局部発振器に加えて、その周波数を制御
していたが、別の方法も考えられる。即ち、局部
発振周波数は変化させず、デイスクリミネータの
出力をシフトさせるやり方である。第８図は、第
１の実施例（第３図）に適用した第４の実施例で
ある。第３図と同じ番号を付したものは同図の同
番号のものと同等である。第３図との違いは、図
のようにデイスクリミネータ（DISCRI）６のう
しろに、演算増幅器２５を置き低域波器９の出
力をこの演算増幅器２５のレフアレンス電圧とす
る。局部発振器（OSC）３の周波数制御は行な
わない。第９図は演算増幅器２５の一例を示すも
ので、よく知られた回路である。デイスクリミネ
ータ（DISCRI）６の出力は入力端子２６に接続
され、抵抗２８を通して演算増幅器３０の反転入
力端子に接続される。入力端子２７は非反転入力
端子で、低域波器９の出力を加える。演算増幅
器３０の出力端子３１と反転入力との間には抵抗
２９を接続する。抵抗２８と抵抗２９の値を例え
ば等しくすると、入力端子２６と出力端子３１と
の間の関係は、振幅が同じで極性が反転したもの
となる。また、演算増幅器３０の出力の中心値は
入力端子２７の電圧と同じになる。従つて、デイ
スクリミネータ（DISCRI）６の出力が周波数ズ
レにより、例えばプラス側にズレたときに（この
とき演算増幅器２５の出力は、マイナス側にズレ
る）低域波器９の出力がプラスになるような極
性にして閉ループを形成すれば、演算増幅器２５
の出力は正しい値に補正され、コンパレータを含
む検出器（COMP）７も正しい動作を行なうこ
とになる。このように演算増幅器を使つて周波数
ズレを補正する方式は、第１の実施例だけでなく
第２、第３の実施例にも適用できることは云うま
でもない。

（発明の効果） 以上説明したように本発明は、すみやかに周波
数ズレの補正ができるので、過酷な環境条件のた
め、送信、受信間の周波数がズレやすく、かつ、
短時間に送信、受信をくり返すデイジタル移動無
線方式にきわめて有効である。

なお、第１、第２、第３の実施例では、局部発
振周波数を制御して、周波数ズレを補正している
ので、同期検波方式の引込み範囲を広げる目的に
も使うことができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来のAFC方式を説明する図、第２
図は第１図に示すデイスクリミネータ
（DISCRI）６の出力のアイパターンを示す図、
第３図は本発明の第１の実施例を示す図、第４図
は第３図に示すコンパレータ（COMP）１０と
低域波器９の具体例を示す図、第５図は本発明
の第２の実施例を示す図、第６図は第５図に係わ
り、ビツト同期信号が送られているときのデイス
クリミネータ出力のアイパターンを示す図、第７
図は本発明の第３の実施例を示す図、第８図は本
発明の第４の実施例を示す図、第９図は第８図に
示す演算増幅器２５の一例を示す図である。 １……入力端子、２……ミキサ、３……局部発
振器、４……帯域波器、５……リミツタを含む
増幅器、６……デイスクリミネータ、７……コン
パレータを含む検出回路、８……出力端子、９…
…低域波器、１０……コンパレータ、１１……
コンパレータ１０入力端子、１２，１３……コン
パレータ、１４，１５……スイツチ、１６……抵
抗器、１７……コンデンサ、１８……低域波器
９の出力端子、２０……検出回路、２１……タイ
マー、２２……コンパレータ、２３……検出回
路、２５……演算増幅器、２６……入力端子、２
７……非反転入力端子、２８，２９……抵抗器、
３０……演算増幅器、３１……出力端子。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ デイジタル変調波のデイスクリミネータ検波
   回路において、デイスクリミネータの出力が、あ
   らかじめ予定される上限又は下限の範囲を超えた
   ときに、低域波器を通して局部発振器の周波数
   を制御し、デイスクリミネータの出力が前記上限
   及び下限の範囲に入るようにした手段を有するこ
   とを特徴とするAFC方式。 ２ デイジタル変調波のデイスクリミネータ検波
   回路において、デイスクリミネータの出力端子
   に、演算増幅器を接続し、その演算増幅器の出力
   が、あらかじめ予定される上限または下限の範囲
   を超えたときに、低域波器を通して前記演算増
   幅器のレフアレンス電圧を制御し、その演算器の
   出力が前記上限および下限の範囲に入るようにし
   た手段を有することを特徴とするレフアレンス電
   圧制御方式。 ３ デイジタル変調波のデイスクリミネータ検波
   回路において、入力信号が入つたときから、ある
   一定時間はデイスクリミネータ出力の予定される
   最大値及ぶ最低値の範囲よりも狭い範囲の上限及
   び下限を設定し、その後は予定される最大値及び
   最低値を上限及び下限として、その上限及び下限
   の範囲を超えたときに低域波器を通して局部発
   振器の周波数を制御し、デイスクリミネータの出
   力が前記上限及び下限の範囲に入るようにした手
   段を有すること、又はデイスクリミネータの出力
   端子に演算増幅器を接続し、入力信号の入つたと
   きから、ある一定時間は前記演算増幅器の出力の
   予定される最大値及び最低値の範囲よりも狭い範
   囲の上限及び下限を設定し、その後は予定される
   最大値及び最低値を上限及び下限として、その上
   限及び下限の範囲を超えたときに低域波器を通
   して前記演算増幅器のレフアレンス電圧を制御
   し、その演算増幅器の出力が前記上限及び下限の
   範囲に入るようにした手段を有することを特徴と
   する受信周波数補正方式。 ４ デイジタル変調波のデイスクリミネータ検波
   回路において、入力信号のフレーム同期信号が検
   出されるまではデイスクリミネータ出力の予定さ
   れる最大値及び最低値の範囲よりも狭い範囲の上
   限及び下限を設定し、その後は予定される最大値
   及び最低値を上限及び下限として、その上限及び
   下限の範囲を超えたときに低域波器を通して局
   部発振器の周波数を制御し、デイスクリミネータ
   の出力が前記上限及び下限の範囲に入るようにし
   た手段を有すること、又はデイスクリミネータの
   出力端子に演算増幅器を接続し、入力信号のフレ
   ーム同期信号が検出されるまでは前記演算増幅器
   の出力の予定される最大値及び最低値の範囲より
   も狭い範囲の上限及び下限を設定し、その後は予
   定される最大値及び最低値を上限及び下限とし
   て、その上限及び下限の範囲を超えたときに低域
   波器を通して前記演算増幅器のレフアレンス電
   圧を制御し、その演算増幅器の出力が前記上限及
   び下限の範囲に入るようにした手段を有すること
   を特徴とする受信周波数補正方式。