JPS6347180B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は、搬送波周波数変動による復調アイパ
ターンの劣化を防止出来るようにした遅延検波回
路を備えた受信機に係り、特に、デイジタル移動
通信に用いられる遅延検波回路を備えた受信機に
関する。

デイジタル通信は、画像伝送が可能であるこ
と、あるいは音声をコード化するので秘話をかけ
易く機密保持に有効であること等の理由により、
移動無線においてFM通信に代つて用いられるよ
うになつて来ている。

デイジタル移動通信においては、周波数帯域を
有効に利用するために占有周波数帯域幅が狭いこ
と、および、省電力化のために非線形伝送路に適
合すること、という２つの条件を満足する変調方
式が要求される。非線形伝送路に適合する変調方
式としてFSK（フレケンシー・シフト・キイーイ
ング）変調方式が知られており、特にその中で
も、変調指数0.5の位相連続ないわゆるMSK（ミ
ニマム・シフト・キーイング）変調方式が知られ
ているが、この方式は占有周波数帯域が狭いとい
う欠点がある。上記２つの条件を満足する変調方
式として、変調ベースバンド信号に対してガウス
形のナイキストフイルタで帯域制御を加えること
により狭帯域に圧縮するいわゆるGMSK（ガウシ
アン・ミニマム・シフト・キイーイング）方式が
知られている。

これらの変調方式による変調波の復調手段とし
ては同期検波方式と遅延検波方式が知られている
が、同期検波方式は位相同期に時間がかかるため
立上り、立下り特性が悪く、Ｌ―Ｌフエージング
下における動作、バーストモード動作、およびブ
レストークオン、オフ動作が要求される移動通信
には適さない。

従来の遅延検波方式は、搬送波周波数帯でベー
スバンド信号の１ビツトまたは２ビツトに相当す
る時間遅延させた信号と、原信号との位相を比較
することにより、復調アイパターンを取り出すも
のであり、同期ループがないので、同期検波方式
に比べて、同期外れがないこと、周波数引込特性
が良いので移動無線に要求される上記環境下にお
いても立上り、立下り特性がよいこと、あるいは
機器の構成が簡単なので携帯に便利なこと、等の
利点があり、移動無線に適している。

しかしながら、上述の従来の遅延検波方式にお
いては、遅延時間を１ビツトまたは２ビツトとし
ているため、搬送波周波数が変動するとその中心
周波からのずれが大きくなり、したがつて位相比
較回路における位相誤差が大きくなつて復調アイ
パターンが劣化するという問題がある。

本発明の目的は、従来の遅延検波方式における
問題にかんがみ、遅延回路にベースバンド信号の
１ビツトより小のタツプを持たせ、このタツプの
信号と原信号の差から周波数変動に比例した直流
成分を取り出し、その直流成分を原信号に帰還さ
せて原信号の周波数変動を抑制するという構想に
基づき、遅延検波回路を備えた受信機において、
搬送波周波数の変動による復調アイパターンの劣
化を防止することにある。

以下、添附の図面に基づいて本発明の実施例を
従来例と対比して説明する。

第１図は従来の遅延検波回路を備えたダブルス
ーパヘテロダイン受信機を示すブロツク線図であ
る。第１図において、入力端INに受信された変
調波は高周波増幅器１で増幅され、第１ミクサ２
において第１局部発振器７からの局部発振出力と
混合され、第１中間周波フイルタ３を介して第１
中間周波信号となり、中間周波増幅器６により増
幅されて遅延検波回路１２に加えられる。遅延検
波回路DTは、ベースバンド信号に対して１ビツ
トまたは２ビツトを遅延させる遅延回路９と、正
弦波または余弦波位相比較回路１０と、ローパス
フイルタ１１とを備えている。GMSK方式の如
くベースバンド信号の帯域制限を行なつた場合
に、正弦波位相比較器を用いるとアイパターンが
充分に開かなくなり、いわゆる符号間干渉が著し
く大きくなつてしまうので、正弦波位相比較器は
この場合実用的ではなく、符号間干渉に強い余弦
位相比較回路が通常は用いられる。

第１図に示した従来の遅延検波回路は、同期検
波回路に比較して、前述の如く、構成が簡単で同
期外れがない等の利点があるが、搬送波周波数が
変動すると第１および第２中間周波数も変動し
て、第１および第２中間周波フイルタ３，５の中
心周波数からのずれが大きくなり、位相比較回路
１０における位相誤差が大きくなつて、復調アイ
パターンが劣化するという問題がある。２ビツト
遅延回路と余弦波位相比較回路を用いた遅延検波
回路において、搬送波周波数に変動がない場合お
よびある場合の復調アイパターンをそれぞれ、第
２図ＡおよびＢに示す。第２図Ａ，Ｂからわかる
ように、搬送波周波数に変動がある場合は、復調
アイパターンが狭くなり、劣化している。

本発明は前述の如き従来回路における問題を解
決するもので、搬送波周波数が変動しても復調ア
イパターンの劣化が生じないようにすることを目
的とするものであり、以下実施例について詳細に
説明する。

第３図は本発明の一実施例による、遅延検波回
路を備えたダブルスーパヘテロダイン受信機を示
すブロツク線図である。第３図において、第１図
と同一部分には同一符号が付してある。第３図と
第２図の主な相違は遅延検波回路DT_aにある。本
実施例の遅延検波回路DT_aにおいて、９ａは、被
変調波に対してベースバンド信号の１ビツトまた
は２ビツトの遅延量を与えるタツプT₁と、ベー
スバンド信号の0.5ビツトの遅延量を与えるタツ
プT₂とを有する遅延回路、１２は正弦波位相比
較回路、１３はローパスフイルタ、１４は直流阻
止回路、１５は差動増幅器、１６はループの応答
を決定するループフイルタ、１７は増幅回路であ
る。正弦波位相比較回路１２は、中間周波増幅器
６からの被変調波信号と0.5ビツトの遅延量のタ
ツプT₂から出力された遅延被変調波信号を位相
比較し、その出力信号をローパスフイルタ１３に
入力する。

ローパスフイルタ１３の出力O₁における波形
を第４図に示す。第４図Ａは入力搬送波周波数の
変動Δが零、したがつて中間周波増幅器６から
の被変調波信号の中心周波数の変動が零の場合、
第４図Ｂは周波数が＋Δω_pだけ高くなつた場合、
そして第４図Ｃは周波数が−Δω_pだけ変動した場
合のローパスフイルタ１３の出力波形である。い
ずれの出力波形も振幅は2Vであるが、中心電圧
は、第４図Ａでは3V、第４図Ｂは3.5V、第４図
Ｃでは2.5Vとなつている。

次に、ローパスフイルタ１３の出力波形に含ま
れる直流成分の抽出を再び第３図にもとづいて説
明する。第４図Ａ〜Ｃに示されたローパスフイル
タ１３の出力は直流阻止回路１４において、コン
デンサにより直流成分が除去された後、新たに
3Vの基準電圧を加える基準信号が形成される。
こうして直流阻止回路１４の出力O₂に得られた
基準信号は第５図に示されるように、第４図Ａと
同様の、中心電圧3V、振幅2Vの電圧波形とな
る。次に、ローパスフイルタ１３の出力（第４図
Ａ〜Ｃ）と直流阻止回路１４の出力とを差動増幅
回路１５に入力すると、その出力O₃に、被変調
波信号の周波数変動に比例した、第６図に示され
る直流成分が得られる。第６図において、直線
Ａ，Ｂ，Ｃはそれぞれ、第４図Ａ，Ｂ，Ｃに対応
しており、周波数変動が零、＋Δω_p，−Δω_pの場合
の直流成分を示している。差動増幅回路１５の出
力に得られ直流成分は、差動増幅回路１５の出力
信号を平滑化し、ループの応答を決定するループ
フイルタ１６を介して増幅回路１７において増幅
され、第２局部発振回路の電圧制御水晶発振器８
ａの制御電圧となる。電圧制御発振器８ａの制御
により、第２中間周波信号の周波数は一定に保た
れる。

こうして、第３図に示した本発明の第一の実施
例によれば、ベースバンド信号の0.5ビツトの遅
延量を与えるタツプT₂を用いて、被変調波信号
の周波数変動に比例した直流成分を得、この直流
成分を制御電圧として局部発振回路の発振周波数
を制御するAFC（自動周波数制御）を行なうこと
により、第２中間周波信号の周波数はほぼ一定に
保たれる。

なお、第３図に点線で示したように、増幅回路
１７の出力である直流成分を第２局部発振回路の
電圧制御水晶発振器８ａに印加する代りに、第１
局部発振回路７を電圧制御水晶発振器にしてこれ
に印加しても同様の効果が得られる。

第７図は本発明の第二の実施例による、遅延検
波回路を備えたダブルスーパヘテロダイン受信機
を示すブロツク線図である。第７図において、第
３図の実施例と異なるところは、遅延検波回路
DT_bにおいて、第３図の直流阻止回路１４に代え
て、レベル識別回路１４ａを用いたことであり、
他の構成は第３図と同一なので同一符号を付して
ある。第７図のローパスフイルタ１３の出力O₁
の波形は第４図Ａ〜Ｃに示されるものと同じであ
り、これがレベル識別回路１４ａに入力される。
レベル識別回路１４ａにおいて、第４図の波形は
論理“０”と論理“１”のいずれかに識別され、
固定されて、その出力O₄に第８図に示す基準波
形が得られる。ローパスフイルタ１３とレベル識
別回路１４ａの出力とを差動増幅回路１５に加え
ると、その出力O₅の波形は第９図Ａ〜Ｃのよう
になり、さらにその出力をループの応答を決定す
るループフイルタ１６に入力するとその出力O₆
の波形は第１０図Ａ〜Ｃのようになり、第３図の
場合と同様に、被変調波の周波数変動に比例した
直流成分を得ることが出来る。以下、第３図の実
施例と同様のAFC動作により、第２中間周波信
号の周波数はほぼ一定に保たれる。

第７図の実施例において、レベル識別回路１４
ａを用いたことにより、入力変調波信号が“０”
連続あるいは“１”連続の場合にも、基準信号の
形成が可能となる。これに対し、第３図の実施例
では、コンデンサによる直流阻止回路を用いてい
るので、“０”連続あるいは“１”連続の信号に
対しては基準信号の形成が不可能である。

次に、遅延回路９ａおよび位相比較回路１０に
よる復調原理を説明する。

中間周波増幅回路６の出力である被変調波信号
ｅ（ｔ）を次式で表わすものとする。

ｅ（ｔ）＝Ｒ・cos｛ω_pｔ＋_nｔ｝ ……(1) （但し、ω_pは被変調波信号の角周波数、_n
（ｔ）はMSK変調による位相変化分である。） 遅延回路９ａにおいて遅延量τだけ遅延させら
れて、タツプT₁に得られる遅延被変調波信号
e′（ｔ）は次の様になる。

e′（ｔ−τ）＝Ｒ・cos｛ω_p（ｔ−τ） ＋_n（ｔ−τ）｝ ……(2) 正弦波または余弦波位相比較回路１０の出力は
ｅ（ｔ）・e′（ｔ−τ）となり、ローパスフイルタ
１１を通すとその出力ｖ（ｔ）は次の様になる。

ｖ（ｔ）＝R²／２cos｛ω_pτ＋_n（ｔ）−_n
（ｔ−τ）｝……(3) 正弦波位相比較回路の場合のローパスフイルタ
１１の出力をV_s（ｔ）とすると、 v_s（ｔ）＝R²／２sin｛_n（ｔ）−_n（ｔ−τ）｝…
…(4) ｛但し、ω_pτ＝（2K−１／２）π，τ＝（Ｎ−１／
２） T_CL，Ｋは整数｝となる。

余弦波位相比較回路の場合のローパスフイルタ
１１の出力vc（ｔ）とすると、 vc（ｔ）＝R²／２・cos｛_n（ｔ）−_n（ｔ−τ）｝
……(5) ｛但し、ω_pτ＝2Kπ，τ＝（Ｎ−１／２）T_CL，Ｋ は整数｝となる。

一般に正弦波位相比較回路を用いる場合、τ≒
Ｔ（ベースバンド信号の１ビツト分）に選定され、
余弦波位相比較回路を用いる場合、τ≒Ｔあるい
はτ＝2Tに選定される。

被変調波信号の角周波数が±Δω_p変化すると、
式(3)は次の様になる。

ｖ（ｔ）＝R²／２｛cos（ω_p±Δω_p）τ＋_n
（ｔ）−_n（ｔ−τ）｝……(6) 式(6)において、±Δω_pτの位相誤差が ｛_n（ｔ）−_n（ｔ−τ）｝と比較して無視でき
なくなると復調信号のSN比は著しく劣化する。
余弦波検波復調アイパターンについて被変調波信
号の周波数が変動しないときは、例えば第２図Ａ
に示すものとなるが、周波数が変動したときは第
２図Ｂに示すものとなる。

一方、本発明においては前述の如く、第２局部
発振回路８ａを制御して第２中間周波信号の周波
数を一定に保つAFC機能を付加したので、復調
アイパターンの劣化は阻止される。すなわち、遅
延回路９ａのタツプT₂に得られる１ビツトより
小の遅延量をτ′、増幅器１７の利得をＧ、第２局
部発振器８ａの感度をK_L、第２局部発振器８ａ
の周波数偏位をΔω_Lとすると、増幅器１７の出力
v_A（ｔ）は、 v_A（ｔ）＝±Ｇ・R²／２・Δω_i・τ′ 但し、±Δω_i＝±Δω_p〓Δω_L，Δω_L＝K_L・V_A （ｔ）＝±Ｋ・Ｇ・R²／２・Δω_i・τ′である。

したがつて周波数変動の圧縮率αは α＝Δω_i／Δω_p＝１／１＋Ｋ・Ｇ・R²／２τ′ となり、極めて小さくなる。

第１１図は本発明の第一および第二の実施例に
よる搬送波周波数の変動（Δω_p／2π）と増幅回路
１７の出力である制御電圧との関係を示す特性曲
線図であり、周波数変動が零の場合に出力電圧が
3.5Vの場合について示している。

第１２図は本発明の第一および第二の実施例に
よる電圧制御発振器を含む第２局部発振器８ａに
入力される制御電圧と第２局部発振器の周波数偏
位（Δω_L／2π）との関係を示す特性曲線図であ
り、制御電圧が3.5Vのとき周波数偏位は零であ
る。

第１３図は本発明の第一および第二の実施例に
よる搬送波周波数変動（Δω_p／2π）に対する第２
中間周波数の変動（Δω_i／2π）の関係を示す特性
曲線図である。第１３図において、直線の勾配は
周波数変動の圧縮率αを示しており、圧縮率α
は約0.28と極めて小さい。このため、搬送波周波
数が変動しても遅延検波回路１８に入力される第
２中間周波信号の周波数はほぼ一定に制御される
ので、復調アイパターンの劣化は防止される。

また、遅延回路９ａが温度変化等により遅延量
の変動を生じたとしても、位相比較回路１０に加
えられる遅延信号と正弦波位相比較回路１２に加
えられる遅延信号とは、同一の遅延回路９ａから
出力されるので、本発明により、遅延量の変動を
圧縮できるという付加的効果が得られる。

さらに、第１および第２局部発振器の周波数変
動に対しても、AFC機能により圧縮できるので、
動作の安定化を図ることができる。

本発明は前述の実施例に限定されるものではな
く、例えば、ダブルスーパヘテロダイン受信機に
代えて、他の形式のスーパヘテロダイン受信機に
も適用可能である。また、前述の如く、第１局部
発振器７を電圧制御水晶発振器として、これに制
御電圧を加えてAFC動作を行なわせることもで
きる。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来の遅延検波回路を備えたスーパヘ
テロダイン受信機を示すブロツク線図、第２図Ａ
およびＢは第１図の回路において、搬送周波数に
変動がない場合およびある場合の復調アイパター
ンをそれぞれ示すグラフ、第３図は本発明の一実
施例による遅延検波回路を備えたダブルスーパヘ
テロダイン受信機を示すブロツク線図、第４図Ａ
〜Ｃは第３図の回路のローパスフイルタ１３の出
力波形を示す波形図、第５図は第３図の回路の直
流阻止回路１４の出力波形を示す波形図、第６図
は第３図の回路の差動増幅回路１５の出力波形を
示す波形図、第７図は本発明の第二の実施例によ
る、遅延検波回路を備えたダブルスーパヘテロダ
イン受信機を示すブロツク線図、第８図は第７図
の回路のレベル識別回路１４ａの出力波形を示す
波形図、第９図Ａ〜Ｃは第７図の回路の差動増幅
回路１５の出力波形を示す波形図、第１０図は第
７図の回路のループフイルタ１６の出力波形を示
す波形図、第１１図は本発明の第一および第二の
実施例による、搬送波周波数の変動と制御電圧と
の関係を示す特性曲線図、第１２図は本発明の第
一および第二の実施例による、制御電圧と第２局
部発振器の周波数偏位との関係を示す特性曲線
図、そして第１３図は本発明の第一および第二の
実施例による、搬送波周波数変動に対する第２中
間周波数の変動の関係を示す特性曲線図である。 １……高周波増幅器、２……第１ミクサ、３…
…第１中間周波フイルタ、４……第２ミクサ、５
……第２中間周波フイルタ、６……中間周波増幅
器、７……第１局部発振器、８ａ……第２局部発
振器、９ａ……遅延回路、１０……位相比較回
路、１１……ローパスフイルタ、１２……正弦波
位相比較回路、１３……ローパスフイルタ、１４
……直流阻止回路、１４ａ……識別回路、１５…
…差動増幅回路、１６……ループフイルタ、１７
……増幅回路、DT，DT_a，DT_b……遅延検波回
路。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 入力変調波を局部発振回路の出力と混合して
   得られる中間周波信号を、ベースバンド信号の１
   ビツト以上遅延させる第１のタツプを有する遅延
   回路、および該中間周波信号と該遅延回路の該第
   １のタツプからの遅延信号との位相を比較する第
   １の位相比較器を具備する遅延検波回路を備えた
   受信機において、前記遅延回路はさらに、ベース
   バンド信号の１ビツトより小の遅延量を与える第
   ２のタツプを有し、前記遅延検波回路はさらに、
   該第２のタツプからの遅延信号と前記中間周波信
   号との位相比較を行なう正弦波位相比較回路、該
   正弦波位相比較回路の出力から該中間周波信号の
   周波数変動に比例した直流電圧を抽出する直流電
   圧抽出手段を具備し、前記局部発振回路は電圧制
   御発振器を具備し、該直流電圧抽出手段の出力信
   号を制御電圧として該電圧制御発振器の発振周波
   数を制御するようにしたことを特徴とする遅延検
   波回路を備えた受信機。 ２ 前記直流電圧抽出手段は、前記正弦波位相比
   較回路の出力信号の高調波成分を除去するための
   ローパスフイルタ、該ローパスフイルタの出力信
   号の直流成分を除去するための直流阻止回路、該
   ローパスフイルタの出力信号と該直流阻止回路の
   出力信号を差動増幅する差動増幅回路、および、
   該差動増幅回路の出力信号を平滑化しループの応
   答を決定するループフイルタを具備しており、該
   ループフイルタの出力信号を前記局部発振器に発
   振周波数を制御する制御信号として帰還するよう
   にしたことを特徴とする特許請求の範囲第１項記
   載の受信機。 ３ 前記直流電圧抽出手段は、前記正弦波位相比
   較回路の出力信号の高調波成分を除去するための
   ローパスフイルタ、該ローパスフイルタの出力信
   号を量子化するための識別回路、該ローパスフイ
   ルタの出力信号と該識別回路の出力信号を差動増
   幅する差動増幅回路、および該差動増幅回路の出
   力信号を平滑化しループの応答を決定するループ
   フイルタを具備しており、該ループフイルタの出
   力信号を前記局部発振器に前記局部発振周波数を
   制御する制御信号として帰還するようにしたこと
   を特徴とする特許請求の範囲第１項記載の受信
   機。